JPH0435308A - 利得調整可能な差動増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、利得調整可能な差動増幅器に関し、特に差動
増幅器の利得および周波数特性をその用途に応じて最適
の値に設定できるようにした技術に関する。

［従来の技術］ 一般に、差動増幅器自体の利得を所定値に調整すること
は困難であるとされており、通常は該差動増幅器に帰還
回路等を接続して所望の利得および周波数特性を実現す
るか、あるいは所望の利得を有するものを選別して使用
するかしている。

このため、従来、例えば米国特許第４．８８１゜０４４
号に記載されているように差動増幅器の負荷抵抗と並列
に電流バイパス用の電流源を接続し、差動接続されたト
ランジスタのコンダクタンスを増大して利得を所望の高
い値に設定するものが知られている。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、このような従来例の差動増幅器においては、
負荷抵抗と並列に接続された電流源の電流を変える等の
手段によっても利得を変えることは殆んど不可能であり
、差動増幅器の利得を任意の所望の値に設定することが
できないという不都合があった。また、各電流源および
負荷抵抗は興なる温度特性およびプロセス依存性を有す
るから、温度変化あるいはプロセスの条件の変化等によ
って利得が変動するという不都合があった。

本発明の目的は、前述の従来例の差動増幅器における問
題点に鑑み、差動増幅器の利得を、従ってその周波数特
性をも、任意の所望の値に調整できるようにすると共に
、利得が温度変化によりあるいはプロセスの条件の変化
により影響を受けないようにすることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係わる利得調整可能な差動増幅器は、第１の導
電型の第１および第２の差動トランジスタと、前記第１
および第２の差動トランジスタのドレイン間に直列的に
接続された第２の導電型の第１および第２の負荷トラン
ジスタと、該第１および第２の負荷トランジスタのゲー
トにその飽和内部電圧降下分にもとづき生成しな制＃電
圧を供給する第２の導電型の制御電圧発生用トランジス
タ手段を具備することを特徴とする。

［作用］ 上述の差動増幅器においては、前記負荷トランジスタの
内部抵抗Ｒの２乗は前記制御電圧発生用トランジスタ手
段に流れる電流■。に反比例する。

また、前記差動トランジスタのｇＩの２乗は該差動トラ
ンジスタに流れる電流ＩＮに比例する。従って、差動増
幅器の電圧利得Ａｖ　＝ｇ１１．Ｒの２乗即ちＡ　　は
電流ＩＮおよびＩ。の比で決定さ■ れる、従って、これらの電流ＩＮおよびＩｐの比率を調
整することにより差動増幅器の利得を任意の値に調整す
ることができる。さらに、利得を任意の値に調整できる
結果、差動増幅器の周波数特性も利得を考慮して適切な
ものに調整することができる。

［実施例］ 以下、図面により本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の１実施例に係わる利得調整可能な差
動増幅器の回路構成を示す、同図の差動増幅器は、例え
ばＮチャネルの一対の差動トランジスタＱ　およびＱ４
Ｂを有し、これらのトランジス４＾ りＱ　およびＱ４Ｂはソースか互いに接続され、か４＾ つ並列接続されたＮチャネル電流源トランジスタＱ５Ａ
”　５Ｂを介して電源■ｓｓ、同図においてはグランド
、に接続されている。各トランジスタＱ４ＡおよびＱ４
Ｂのドレイン即ちノードＢおよびＣの間にはＰチャネル
の負荷トランジスタＱＩＡおよびＱ１８が直列接続され
ている。また、各ノードＢおよびＣはそれぞれＰチャネ
ルトランジスタＱ３＾およびＱ　を介して電源電圧Ｖ。

０に接続されている。

Ｂ 負荷トランジスタＱ　およびＱＩＢの共通接続点部Ａ ちノードＤは各トランジスタＱ　およびＱ３ＢのゲＡ −トに接続されている。そして、各差動トランジスタＱ
　およびＱ４Ｂのゲートはそれぞれ入力端子Ａ ＩＮＩおよびＩＮ２に接続されている。また、各トラン
ジスタＱ　およびＱ４Ｂのドレイン即ちノーＡ ドＢおよびＣはそれぞれ差動増幅器の出力端子０ＵＴＩ
および０ＵＴ２に接続されている。また、電流源トラン
ジスタＱ５Ａ８よびＱ５Ｂの各ゲートには所定のバイア
ス電圧ＶＢが印加されている。

さらに、第１図の差動増幅器においては、互いに接続さ
れた負荷トランジスタＱＩＡおよびＱ１８のゲート即ち
ノードＥと電源Ｖ。−に２個の制御電圧発生用トランジ
スタＱ２ＡおよびＱ２Ｂが直列接続されている。またノ
ードＥとグランド間には他の電流源トランジスタＱ６が
接続されている。なお、各トランジスタＱ　およびＱ２
ＢはそれぞれゲートＡ とドレインが接続され、即ちダイオード接続されている
。

第１図の回路においては、差動対を構成するトランジス
タＱ４ＡおよびＱ４Ｂには電源ＶＤｏからそれぞれＰチ
ャネルトランジスタＱ３ＡおよびＱ３Ｂを介して電流が
流れ、トランジスタＱ４ＡおよびＱ４Ｂの互いに接続さ
れたソースから電流源トランジスタＱ５ＡおよびＱ５Ｂ
を介して他の電源ｖ８８、この場合はグランド、に電流
が流れる。また、各トランジスタＱ　およびＱ４Ｂのド
レイン間に接続されてい４＾ る負荷トランジスタＱ１ＡおよびＱｌＢのゲートにはト
ランジスタＱ　およびＱ２８および電流源トラン２＾ ジスタＱ６によって生成される制御電圧または基準電圧
が印加され、所望の負荷抵抗を提供している。このよう
な構成により第１図の回路は、入力端子ＩＮＩおよびＩ
Ｎ２間に印加された入力電圧を所定の利得で増幅して出
力端子０ＵＴＩおよび０ＵＴ２間に出力する。

次に第２図および第３図を参照して第１図の差動増幅器
の利得特性等につき説明する。第２図は、第１図の回路
における負荷トランジスタＱ１−たはＱＩＢの抵抗Ｒが
どのような値になるかを説明するための原理図である。

第２図においては、トランジスタＱ　は前記負荷トラン
ジスタＱ１Ａ、ｔたはＱ　に対応しており、チャネル幅
Ｗ１およびチャＢ ネル長Ｌ１を有する。また、トランジスタＱ２は第１図
の回路における基準電圧発生用トランジスタＱ　または
Ｑ２Ｂに対応しており、チャネル幅ＷＡ ２およびチャネル長Ｌ２を有する。また、電流源ＩＳＩ
は第１図の回路におけるトランジスタＱ６に対応する。

第２図において、トランジスタＱ１は直線（リニア）領
域で動作しており、その内部抵抗Ｒは以下の式で与えら
れる。

Ｒ＝（１／（μ　Ｃ）＋（Ｌｌ ｐ　　　Ｏ× ｆ　１／　（ｖＧｓ−Ｖｌ）） ／Ｗ１） この式において、μ　はＰチャネルトランジスりの移動
度（ｍｏｂｉｌｉｔｙ）、Ｃはゲート容量、”ＧＳｘ はゲート・ソース間電圧、そしてＶｌはしきい値電圧で
ある。

また、第２図においてトランジスタＱ２から電流源ＩＳ
１に流れる電流！。は以下の式で与えられる。

Ｉ　　＝（μ　Ｃ／２）（Ｗ２／Ｌ２）Ｄ　　　　　　
ｐ　　　ｏｘ 式（２）を変形すると、 （Ｖ６ｓ−■１）２＝（Ｌ２／Ｗ２） （２／（μ　ｃ））ＩＤ　　　・・・（３ｐ　　　　ｏ
ｘ 式（１）と式（３）からＲ２を求めると、Ｒ”　＝（１
／　（μ　Ｃ）１２（Ｌ　　７ｖｔｉ　　）２００Ｘ　
　　　　　　　１１ （Ｗ／Ｌ２） （μｐＣｏｘ／２）（１／■Ｄ）　・・・（４）＝＋１
／（２μＤＣｏｘ）） （Ｌ　　２Ｗ　　／（Ｌ　　Ｗ　　２）１（１／ＩＤ）
　　　　　　　　　・・・（５）式（５）の右辺を見る
と、それぞれ（）で囲まれた３つの項の積となっている
が、最初の項は回路の製造プロセスおよび温度変化の影
響を受ける項であり、２番目の項はこれらの影響を受け
ない一定値であり、３番目の項は鰐整可能な値である。

次に第３図を参照すると、前述の第２図におけるトラン
ジスタＱ１の内部抵抗Ｒを負荷抵抗とする−船釣な増幅
器が示されている。この増幅器は抵抗値Ｒの負荷抵抗と
トランジスタＱ。とが直列に電源Ｖ。０とグランド間に
接続されて構成されている。この回路の電圧利得Ａ　は
次式で表わされる。

Ａ　　＝Ｖｏ／Ｖ■、＝ｇ、　−Ｒ−（６）ここで、ｇ
ｌはトランジスタＱ。の相互コンダクタンスであり次の
式で表わされる。

１／２ ｇ１＝（２μＮＣｏｘ（Ｗ／Ｌ）■ｏ）・・・　（７） ここで■ｏはトランジスタＱ。に流れるドレイン電流で
ある。従って、 が得られる。従って、前述の（５）式、（６）式および
（８）式を用いて利得を求めると次式が得られる。

＝ｇ、　　　、Ｒ ＝２μＮＣ０ｘ（Ｗ／Ｌ）ＩＮ （１／（２μｐｃｏＸ）） （Ｌ　　Ｗ　／（Ｌ２Ｗ１ （１／Ｉ、） ・・・　（９） この式においては、第２図の電流源ＩＳＩを流れる電流
■。は■。とじ、第３図のトランジスタＱ　のドレイン
を流れる電流Ｉ、はＩＮとしている０式（９）を簡単に
すると次式が得られる。

Ａ　　２＝（（Ｗ／Ｌ）（Ｌ　　２／ｗ　　２）ｖ　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　１　　　　　　１
（Ｗ２／Ｌ２）） （μＮ／μ、ＭＩ、／Ｉ。） ・・・　（１０） 式（１０）の右辺は（）で挟まれた３つの項の積で構成
されているが、最初の項は設計的要素によって決定され
温度あるいはプロセスの影響を受けない６２番目の項は
移動度の比から構成されており温度およびプロセスの影
響を受けるようにも思えるが、実際にはＮ型トランジス
タの移動度とＰ型トランジスタの移動度は温度変化およ
びゲート酸化膜の厚みの変化等に対して同じ傾向で変化
する。従って、この２番目の項もプロセスおよび温度変
化の影響を受けない安定な値となる。従って、利得Ａ、
を決定するものは電流比■Ｎ／Ｉ。であり、この値は各
トランジスタのｇｌの比即ちサイズおよび形状によって
任意の所望の値に設定することができる。即ち、この電
流比■Ｎ／Ｉ。を調整することにより利得を所望の値に
設定することができる。

以上のような考察は第１図の回路にも適用できるもので
あり、第１図の回路におけるトランジスタＱ　またはＱ
４Ｂが第３図の回路のトランジスタ４＾ Ｑ、に対応し、第１図の回路における負荷トランジスタ
Ｑ　またはＱＩＢが第２図の回路におけるトＡ ランジスタＱ１に対応し、かつ第１図の回路におけるト
ランジスタＱ　まなはＱ２Ａが第２図の回路Ｂ におけるトランジスタＱ２に対応するものとすれば、第
１図の回路における利得は前述の式（１０）で示される
ものとほぼ同様となる。なお、第１図の回路において制
御用トランジスタが２個（Ｑ２゜およびＱ２Ｂ）直列接
続されているが、これらの内１個はトランジスタＱ　ま
たはＱ３Ｂによる電圧降Ａ 下付を補正するものである。従って、第１図の差動増幅
器においては、電流比■Ｎ／Ｉｌ）を調整することによ
りあるいはＩｈを固定としＩ、を調整することにより利
得を任意の所望の値に設定することができる。電流比重
Ｎ／■。はトランジスタＱ５Ａ１Ｑ５ＢとＱ６とのｇｌ
ｌの比、従って各トランジスタのサイズおよび形状比を
調整することによって変化させることができる。

第４図は、本発明の他の実施例に係わる差動増幅器の回
路構成を示す、第４図の差動増幅器は、第１図の差動増
幅器における電流源トランジスタＱ　に代えて複数のト
ランジスタＱ６１．Ｑ６２．・・・Ｑ６Ｎ等を用いたも
のである。トランジスタＱ６１゜Ｑ　、・・・、Ｑ６−
ソースは共に接地され、ゲートは共にバイアス電源Ｖｅ
に接続されている。トランジスタＱ６１のドレインはノ
ードＥに接続され、他のトランジスタＱ　、・・・、Ｑ
６Ｎのトレインはそれぞれメタルマスク等を用いる断続
部Ｓ２．・・・ＳＮを介してノードＥに接続されている
。

第４図の回路においては、断続部Ｓ１．・・・、ＳＮの
うち所望のものを導通状態とし、他のものを遮断状態と
することによりノードＥとグランド間にトランジスタＱ
６１．　Ｑ６２．・・・、Ｑ６Ｎのうち必要なもののみ
を接続することができる。これにより、制御電圧を発生
するためのトランジスタＱ２ＡおよびＱ　の直列回路に
流れる電流■、を所望の値にＢ 調整し差動増幅器の利得を所望の値に設定することがで
きる。尚、断続部Ｓｌ、・・・、ＳＮは例えば半導体基
板上に互いに対向する電極を設けておきこれらの電極の
間をメタルマスクによって必要に応じて接続するように
してもよく、あるいは各断続部Ｓｌ、・・・、ＳＮは予
め導通状態のパターンとしておき、このパターンを必要
に応じてエツチング除去することもできる。また、第４
図の回路においては、各トランジスタＱ６２．・・・”
６Ｎのドレイン側をノードＥに対し断続するようにして
いるが、ドレイン側は常にノードＥに接続しておき、各
トランジスタＱ６２．・・・、Ｑ６Ｎのソース側を断続
するようにすることもできる。さらに、電流ＩＯの値を
他の回路によって制御することにより差動増幅器の利得
を制御可能あるいは可変とし、ＡＧＣ回路等を構成する
こともできる。

第１図および第４図に示した差動増幅器においては、ト
ランジスタＱ　およびＱ３Ｂによる付加的Ａ な電流経路が設けられており、差動トランジスタＱ　お
よびＱ４Ｂのドレイン電流をノードＢおよび４＾ Ｃの直流電圧を変えることなく供給できるから、非常に
良好な同相抑圧比（ｃｏｎｕｅｏｎ　ｍｏｄｅ　ｒｅｊ
ｅｃｔｉｏｎｒａｔｉｏ）が実現される。また、ノード
Ｄ即ちトランジスタＱ３ＡおよびＱ３Ｂのゲートの電圧
はＰチャネル負荷トランジスタＱ　およびＱ１８による
分割Ａ のためノードＢおよびＣの電圧の平均値となり、差動増
幅器の入力電圧ＩＮ１．ＩＮ２が変わっても同じｒｍ係
になる。

また、差動トランジスタＱ　およびＱ４Ｂの負荷４＾ 回路か完全な平衡型回路となっているため負荷トランジ
スタＱＩＡおよびＱｌＢが直線領域で動作することか保
証されかつこれらの負荷トランジスタＱ１ＡおよびＱＩ
Ｂに直流電流が流れないこととなる。

また完全な平衡型回路であるため、極めて低い歪みおよ
び低オフセツト電圧を達成することかできる。

また、前述の式（１０）からも明らがなように、本発明
に係わる差動増幅器はＰチャネルトランジスタＱ２Ａ、
Ｑ２８に流れる電流１ｐを変えることにより調整可能で
あり、このような電流Ｉ　を変えてもＮチャネル入力段
の動作条件には全く影響を与えない。

また、式（１０）の右辺の各因数が同一種類のパラメー
タの比によって構成されているなめ、すなわち例えばＰ
チャネルおよびＮチャネルの移動度の比（ｔｔＨ／μＯ
）　、ＰチャネルおよびＮチャネルのトランジスタの電
流比（ＩＮ／Ｉ、）、等によって構成されており、利得
がプロセスあるいは温度変化による影響を受けず極めて
安定となる。

また、各部の電流を飽和領域で制御する方法を用いてい
るため例えば電源電圧等で利得が変動することがない。

さらに、上述のようにして利得を調整できる結果、利得
と周波数帯域とを考慮して用途に応じた最適の特性を得
ることができる。

第１表は、第１図の差動増幅器において各パラメータを
変化させた場合における利得Ｇｖおよび周波数帯域Ｂ−
がどのように変化するかを示すシュミレーション結果で
ある。

工程 ＴＹＰ ＴＹＰ Ｃ８ Ｃ３ ＯＷ Ｏｔｌ ＯＬ ＯＬ １ｌＣ８ Ｃ３ 綽Ｃ５ Ｃ８ 賛Ｃ８ Ｃ８ １１Ｃ３ 温度 Ｖｄｄ （Ｖ ５．０ ５．０ ５．５ ５．５ ５．０ ５．０ ５．０ ５．０ ４．５ ４．５ ４．５ ４．５ ４．５ ４．５ ４．５ 第１表 Ｖｃｏｎ　　Ｖｄ１ｆ （Ｖ　　　　　ｎＶ ４．０　　４．０ ２．０　　４．０ ２．０　　４．０ ４．０　　４．０ ２．０　　４．０ ４．０　　４．０ ２．０　　４．０ ４．０　　４．０ ４．０　　４．０ ２．０　　４．０ ４．０　　０．０１ ４．０　　０．１ ４．０　　１．０ ４．０　　１０．０ ４．０　１００．０ ８ｗ（ＨＮ３） ２２．５ ２２．５ ３１．６ ３１．６ １８．０ １９．９５ １９．９５ １９．９５ １２．５９ １５．８５ １２．５９ １２．５９ １２．５９ １２．５９ ２２．５０ Ｇｖ（ｄｂ） １２．０ １０．９ １０．３ １１．７ １２．５ １３．５ ９．９８ ９．１５ １２．２ １１．４ １２．２ １２．２ １２．２ １２．２ ４．９３ この表において、工程の欄における各記号はＰチャネル
トランジスタおよびＮチャネルトランジスタの移動度が
次のような状態であることを示す。

Ｐチャネル　　Ｎチャネル ＴＹＰ　　　ｔｙＥｌｉｃａｌ　　　　ｔｙｐｌｃａｌ
ＢＣ３ｍａｘｉｍｕＩｌｍａｘｖｕｉ ＶＯＲｍｉｎｉｍｕｍ　　　　ｍａｘｉｍｕＩＩＶＯＬ
　　　ｌ１ａＸＩｌｕｌｌ　　　　１ｌＩｎｌｌｕｌＷ
Ｃ８ｉ＋ｒｍｗｕｌｌ　　　　ｍｉｎｉｍｕＩＩ即ち、
記号ＴＹＰはＰチャネルトランジスタおよびＮチャネル
トランジスタの移動度が共に典型的な値（ｔｙｐｉｃａ
ｌ）である場合で、記号ＢＣ３はＰチャネルトランジス
タおよびＮチャネルトランジスタの移動度が共に最大値
の場合、記号ＶＯＨはＰチャネルトランジスタの移動度
が最小でありかつＮチャネルトランジスタの移動度が最
大である場合であり、以下同様である。また、第１表に
おいて、Ｖｄｄ　（Ｖ）は電源電圧を、Ｖｃｏｍ（Ｖ）
は同相入力電圧を、Ｖｄ　ｉ　ｆ　（ｍＶ）は差動入力
電圧をそれぞれ示す。

第１表から明らかなように、本発明に係わる差動増幅器
は、移動度の変化、温度変化、電源電圧の変化等に対し
てその利得の変化幅が極めて少なく安定であることが分
かる。尚、第１表の最下行における条件では差動入力電
圧Ｖｄ１ｆが大きいため差動増幅器が飽和した状態とな
り、利得Ｇ。

が外見上手さな値となっている。

〔発明の効果３ 以上のように、本発明によれば、簡単な回路構成により
利得を所望の値に調整でき、最適の利得および周波数帯
域を得ることか可能となる。また、利得の値がプロセス
のばらつき、温度変化、電源電圧の変化等に対して影響
を受けることが少なく極めて安定な差動増幅器を実現で
きる。また、完全なバランス型回路構成により同相抑圧
比が大きく、信号歪みが少なくかつオフセット電圧が低
くなる等極めて高性能の回路が実現される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の１実施例に係わる差動増幅器の回路
構成を示す電気回路図、 第２図および第３図は、それぞれ本発明に係わる差動増
幅器の動作特性を考察するための説明的電気回路図、そ
して 第４図は、本発明の他の実施例に係わる差動増幅器の回
路構成を示す電気回路図である。 ＱＩＡ”１Ｂ’負荷トランジスタ、 Ｑ２Ａ”　２Ｂ’制御電圧発生用トランジスタ、Ｑ３Ａ
”　３Ｂ’電流源トランジスタ、Ｑ４Ａ、Ｑ４８：差動
トランジスタ、 Ｑ５＾・Ｑ５Ｂ°Ｑ６゛Ｑ６１°Ｑ６２’　”’−Ｑ６
Ｎ’電流源トランジスタ。 特許出願人　日本モトローラ株式会社 代　理　人　弁理士　池　内　義　明 第１ 図 第２図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ソースが互いに差動的に接続された第１の導電型の
   第１および第２の差動トランジスタ、前記第１および第
   ２のトランジスタのドレイン間に直列的に接続されリニ
   ア領域で動作する第２の導電型の第１および第２の負荷
   トランジスタ、および前記第１および第２の負荷トラン
   ジスタのゲートにその飽和内部電圧降下分にもとづき生
   成した制御電圧を供給する第２の導電型の制御電圧発生
   用トランジスタ手段、を具備することを特徴とする利得
   調整可能な差動増幅器。 ２、さらに、前記第１および第２の差動トランジスタの
   各ドレインと第１の電源供給導体との間にドレイン・ソ
   ース間回路がそれぞれ接続された第１および第２の電流
   源トランジスタを備え、該第１および第２の電流源トラ
   ンジスタのゲートは共に前記第１および第２の負荷トラ
   ンジスタの共通接続点に接続され、 前記制御電圧発生用トランジスタ手段は第２の導電型の
   ２個のトランジスタの直列回路を備え、該直列回路の一
   端は前記第１の電源供給導体に接続され、他端は第３の
   電流源トランジスタ手段を介して第２の電源供給導体に
   接続されるとともに前記第１および第２の負荷トランジ
   スタのゲートに接続されている、 請求項１に記載の利得調整可能な差動増幅器。 ３、前記第３の電流源トランジスタ手段は複数のトラン
   ジスタを備え、これら複数のトランジスタの各ゲートは
   共通のバイアス電源に接続され、各ソースは共に前記第
   ２の電源供給導体に接続され、各ドレインは選択的に前
   記直列回路の他端に接続または該他端から切離し可能で
   ある請求項２に記載の利得調整可能な差動増幅器。