JPH0435376A - テレビ音声多重放送判別回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｌｌ上Ｌし月上ｙ 本発明はテレビ受像機や、ビデオテープレコーダ、ラジ
オ・カセット等において用いられるテレビ音声多重放送
判別回路に関するものである。

災米豆且涛 日本国内のテレビの音声多重放送は、通常の音声信号（
主音声信号）のほかに、副音声信号を放送するものであ
って、主音声信号に副音声信号でＦＭ変調された副搬送
波とパイロット信号を重畳する方式である。

この多重放送には、現在「２音声多重放送」と「ステレ
オフォニック放送」とが放送されているが、これらを受
信側で判断させるための信号として第７図に示すような
パイロット信号１０７が加えられており、そのパイロッ
ト信号は２音声多重放送パイロット信号の場合９２２．
５Ｈｚ、　　ステレオフォニック多重放送パイロット信
号の場合９８２．５Ｈｚであって、それぞれ５５．１ｋ
ＨｚのキャリアをＡＭ変調している。受信側では、この
パイロット信号を検出して音声処理回路を自動的に切り
換えて放送の種類に合った処理動作を行なうようにして
いる。

第８図において、１００はアンテナ、１０１はチューナ
等のフロントエンド部、１０２はＩＦ（中間周波）回路
、１０３は音声検波回路、１０４は音声多重信号処理回
路である。第７図の信号は第８図の（イ）点に生じた音
声多重コンポジット信号であり、２音声多重放送のとき
は、１０５が主音声信号であり、１０６が副音声信号、
１０７がパイロット信号である。一方、ステレオフオニ
ック放送では、１０５がＬ＋Ｒ信号、１０６がＬ−Ｒ信
号、１０７がパイロット信号である。ここで、Ｌはレフ
トチャンネル、Ｒはライトチャンネルの信号をそれぞれ
表わしている。前記１０６は３１、５ｋＨｚをキャリア
とするＦＭ変調信号であるので、更に音声多重信号処理
回路１０４内で復調されなければならない。

次に、前記音声多重信号処理回路１０４に関し、特にそ
の多重放送判別回路の従来例を第９図に従って説明する
。同図において、入力端子１１０に供給された音声多重
コンポジット信号は結合コンデンサ１１１を通してフィ
ルタ群１１２へ入力され、ここで第７図に示す１０５と
１０６の信号はそれぞれ線路１１４と１１５を通して所
定の処理回路１２５へ供給され、一方パイロット信号１
０７はＡＭ検波回路１１６へ供給されて検波され、９２
２．５Ｈｚまたは９８２．５Ｈｚの正弦波信号として抽
出される。

そして、このパイロット信号は次のＰＬＬ回路１１７で
判定される。ＰＬＬ回路１１７は位相比較器１１８にお
いて、電圧制御発振器１２０から分周器１１９を介して
与えられる発振信号と、前記ＡＭ検波回路１１６からの
パイロット信号を位相比較し、その誤差成分で電圧制御
発振器１２０の発振周波数を制御する。その′誤差成分
（電圧）は９２２．５ｋ）Ｉｚのパイロット信号１０７
が位相比較器１１８に入力されたとき、第１０図の△Ｅ
１に対応する。同じく、９８２．５Ｈｚのパイロット信
号１０８が入力されたときは、その誤差成分は第１０図
の△Ｅ２に対応する。そして、その誤差成分をコンパレ
ータ１２４で所定値と比較することにより、ハイレベル
またはローレベルの出力信号を得て、この出力信号で２
つのパイロット信号のうちのどちらのパイロット信号で
あるかを表わす。尚、コンパレータ１２４の出力信号は
処理回路１２５へ供給され、多重放送の種類に合った処
理動作をするように処理回路１２５を制御する。

が　　　　　　　　と しかしながら、この従来のテレビ音声多重放送判別回路
はＰＬＬ回路で構成されているため、電圧制御発振器１
２０の外付はコンデンサ１２１や、この電圧制御発振器
１２０の周波数を９５２．５ｋＨｚに合わせるための外
付けのボリウム１２２が必要となり、且つＰＬＬ回路を
構成するＩＣもビンの数が多くなって、全体としてコス
ト高になるとともに、ボリウム１２２で電圧制御発振回
路１２０をその発振周波数が９５２．５ｋＨｚになるよ
うに調整しなければならず、製造時にそのための工程が
必要となるという欠点があった。更に、上記コンデンサ
１２１や、ボリウム１２２、ループフィルタ１２３等の
温度特性や経時変化が発振特性に影響を与えるので、信
頼性の点でも不利であった。

本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、簡
単な構成で、信頼性の高いテレビ音声多重放送判別回路
を提供することを目的とする。

るための 上記目的を達成するため、本発明のテレビ音声多重放送
判別回路は、検波されたテレビ音声多重複号信号中の２
種類のパイロット信号の一方の信号に対して位相を進め
、他方の信号に対して位相を遅らせる位相処理手段と、 該位相処理手段の出力信号を矩形波に変換する第１の変
換手段と、 前記パイロット信号を前記位相処理手段に通さずに矩形
波に変換する第２の変換手段と、前記第１の変換手段の
出力波形と前記第２の変換手段の出力波形の位相関係を
識別する識別手段と、 から構成されている。

この場合に、前記位相処理手段を、前記２つのパイロッ
ト信号の周波数の略中間の周波数を中心周波数としても
つバンドパスフィルタで構成してもよい。

また、前記位相処理手段を、トランスコンダクタンスア
ンプ２段を用いたバンドパスフィルタで構成し、そのト
ランスコンダクタンスアンプの定電流によって中心周波
数が決まるようにしてもよい。

前記識別手段は、データ入力端、クロック入力端及び出
力端を有し、グロック入力端にクロックが入力され且つ
データ入力が変化したときのみ出力の状態が変化する構
成としてもよい。

作−一月一 上記のような構成によると、第２の変換手段の出力に対
し位相処理手段を通ったパイロット信号は位相が遅れる
か、進むかする。従って、その位相が遅れているか、進
んでいるかを識別することによってパイロット信号の種
類を識別することができる。

ス」１組 以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ説明する。第
１図において、入力端子１に供給された音声多重コンポ
ジット信号は結合コンデンサ２を通してフィルタ群３へ
入力され、ここで第７図に示す１０５と１０６の信号は
それぞれ線路４と５を通して所定の処理回路６へ供給さ
れ、一方パイロット信号１０７．１０８はＡＭ検波回路
８へ供給されて検波され、９２２、５Ｈｚまたは９８２
．５Ｈｚの正弦波信号として抽出される。

そして、このパイロット信号はバンドパスフィルタ９を
通してリミッタ１０へ導かれるとともに、バンドパスフ
ィルタを介することなく、リミッタ１１へ導かれる。バ
ンドパスフィルタ３は第２図のような位相特性（Ａ）と
振幅特性（Ｂ）をもったものとして構成されている。従
って、９２２．５ｋＨｚのパイロット信号１０７がこの
バンドパスフィルタ９を通ると、位相が進み、９８２．
５ｋＨｚのパイロット信号１０８が通ると位相が遅れる
ことになる。

前記バンドパスフィルタ９は、特にこれに限る必要はな
いが、第４図に示すように２個のトランス・コンダクタ
ンス・アンプ１５．１９を用いたフィルタとして構成さ
れており、他にコンデンサ１７．２１とバッファ１８．
２２等を備えている。尚、１６．２０は電流出力である
ことを示している。パイロット信号は端子２３に入力さ
れ、端子２４から出力される。コンデンサ１７．２１は
ＩＣ内に形成される。この状態変数型のバンドパスフィ
ルタはアンプ１５．１９のコンダクタンスｇｍで中心周
波数が変わり、コンダクタンスｇｍはアンプ１５．１９
の定電流で決まる。結論として中心周波数ｆｏは定電流
Ｉに比例する。

尚、第１図のフィルタ群３はパイロット信号に関しては
５５．１ｋＨｚの中心周波数をもち、一方前記バンドバ
スフィルタ９は中心周波数が第２図に示すように９５２
．５Ｈｚである。そこで、フィルタ３についても同様に
第４図の如き状態変数型のフィルタで構成し、フィルタ
３とバンドパスフィルタ９の定電流を同一の電流ブロッ
クで駆動するようにしてもよい。その構成は例えば第５
図のようになすことができる。第５図において、フィル
タ群３の定電流源２７は大きな電流（中心周波数を高く
するため）とするべく複数のトランジスタを並列接続し
て形成し、バンドパスフィルタ９の定電流源２８は小さ
な電流（中心周波数を低くするため）１つのトランジス
タで形成して、これらのトランジスタをカレントミラー
接続の駆動部２６で駆動するようにすればよく、この場
合、可変抵抗器７によって各フィルタ３．９の定電流（
従って中心周波数）を共通に調整することができる。

第１図に戻って、リミッタ１０．１１は同じ構成となっ
ており、正弦波であるパイロット信号をパルス信号に変
換する役目をなす。１２．１３は交流信号をバイパスす
るバイパスコンデンサであり、具体的には第６図のよう
に差動対トランジスタＱ２のベースバイアスをトランジ
スタＱ１のベース側からとるため入力の交流成分（この
場合はパイロット信号）をトランジスタＱ２側で落とす
役目をする。このコンデンサ１２．１３は外付けとなる
が、仮にバラツキや、経時変化、温度特性等があっても
バイパスコンデンサの役目をすればよいので、問題はな
く、安価なものが使用できる。

リミッタ１０．１１によりパルス化されたパイロット信
号は次のＤフリップフロップ１４に供給され、ここで識
別される。尚、リミッタ１０の出力がデータ入力端子り
に与えられ、リミッタ１１の出力がクロック端子Ｃに与
えられる。

次に、上記第１図のテレビ音声多重放送判別回路の動作
を説明する。

今、２音声多重放送を受信している場合を考えると、パ
イロット信号としては２音声多重放送を表わす９２２．
５Ｈｚのパイロット信号１０７が５５．１ｋＨｚのキャ
リアを変調した形で入力端子１に与えられる。

この信号はフィルタ３を通りＡＭ検波回路８に与えられ
る。ここで、ＡＭ検波されて抽出されたパイロット信号
１０７（第７図）はバンドパスフィルタ９により、その
位相が進相され、且つ次のリミッタ１０でパルス化され
、第３図の（ａ）に示すようになる。

一方、リミッタ１１の出力はバンドパスフィルタ９の位
相特性作用を受けていないので、その位相が遅れたり、
進んだりしていない。このリミッタ１１の出力をｇｌ＃
３図（ｂ）に示す。リミッタ１０の出力はＤフリップフ
ロップ１４のデータ入力端子りに与えられ、リミッタ１
１の出力はクロック端子Ｃに与えられる。その結果、Ｄ
フリップフロップ１４の出力は第３図（Ｃ）に示すよう
にローレベルとなる。

次に、ステレオフオニック放送を受信した場合は、ＡＭ
検波回路８の出力に生じた９８２．５Ｈｚのパイロット
信号１０７（第７図）はバンドパスフィルタ９を通ると
、第２図から窺知できるように、その位相が遅れるので
、リミッタ１０の出力は第３図（ａ′）のようになり、
一方バンドパスフィルタ９の影響を受けていない同じパ
イロット信号１０８に関するリミッタ１１の出力は第３
図（ｂｏ）のようになる。その結果、Ｄフリップフロッ
プ１４の出力は第３図（Ｃ゛）に示すようにハイレベル
となる。

これらのローレベル、ハイレベル信号は処理回路６に加
えられ、処理回路６が受信放送信号合致した動作を行な
うように制御する。

丑ＪＬｕ処呈２ 以上説明した通り本発明によれば、従来回路に比べて電
圧制御発振器の周波数調整に相当するものが不要であり
、ＩＣ化した場合、外付は用のビンや外付は用の部品点
数が少なくなり、コスト低減を図ることができる。また
、外付は部品の数が少ない分だけ部品の経時変化や温度
特性に影響され難いので、その分、信頼性が向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施したテレビ音声多重放送判別回路
のブロック回路図であり、第２図はそのバンドパスフィ
ルタの特性を示す図、第３図はパイロット信号の処理波
形図、第４図はバンドパスフィルタの構成例を示す回路
図、第５図はバンドパスフィルタ等の定電流源回路を示
す回路図、第６図はリミッタの一部を示す回路図である
。第７図はテレビ音声多重コンポジット信号を説明する
ための図、第８図はテレビ音声多重信号受信機の概略構
成を示すブロック回路図である。第９図は従来例のブロ
ック図であり、第１０図はその説明図である。 ３・・・フィルタ、　　　６・・・処理回路、８・・・
ＡＭ検波回路、　　９・・・バンドパスフィルタ、１０
．１１・・・リミッタ、１４・・・Ｄフリップフロップ
、１５．１９・・・トランス・コンダグタンス・アンプ
。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）検波されたテレビ音声多重複号信号中の２種類の
   パイロット信号の一方の信号に対して位相を進め、他方
   の信号に対して位相を遅らせる位相処理手段と、 該位相処理手段の出力信号を矩形波に変換する第１の変
   換手段と、 前記パイロット信号を前記位相処理手段に通さずに矩形
   波に変換する第２の変換手段と、 前記第１の変換手段の出力波形と前記第２の変換手段の
   出力波形の位相関係を識別する識別手段と、 を備えていることを特徴とするテレビ音声多重放送判別
   回路。
2. （２）前記位相処理手段は前記２つのパイロット信号の
   周波数の略中間の周波数を中心周波数としてもつバンド
   パスフィルタであることを特徴とする第１請求項に記載
   のテレビ音声多重放送判別回路。
3. （３）前記位相処理手段はトランスコンダクタンスアン
   プ２段を用いたバンドパスフィルタであり、前記トラン
   スコンダクタンスアンプの定電流によつてその中心周波
   数が決まることを特徴とする第１請求項に記載のテレビ
   音声多重放送判別回路。
4. （４）前記識別手段はデータ入力端、クロック入力端及
   び出力端を有し、クロック入力端にクロックが入力され
   且つデータ入力が変化したときのみ出力の状態が変化す
   ることを特徴とする第１請求項に記載のテレビ音声多重
   放送判別回路。