JPH04354212A

JPH04354212A - 多重搬送波信号のエコー打ち消し方法及び装置

Info

Publication number: JPH04354212A
Application number: JP4621492A
Authority: JP
Inventors: John M Cioffi; ジョン　エム　チオッフィ; John A C Bingham; ジョン　エ−　シー　ビンガム
Original assignee: Telebit Corp
Current assignee: Telebit Corp
Priority date: 1991-02-04
Filing date: 1992-01-31
Publication date: 1992-12-08
Also published as: EP0498369A3; CA2060250A1; AU1054992A; EP0498369A2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は多重搬送波データ信号の
送信及び受信に関し、具体的には送信機及び受信機が共
に双方向２線式ラインに接続されている時に、受信した
信号に重畳される送信信号のエコーの打ち消しに関する
。

【０００２】

【発明の背景】全二重伝送とエコー除去多くのデータ通
信方式はデータの同時送信及び受信を必要とし、これは
全二重伝送と呼ばれる。伝送設備を最も効率的に使用す
るために、この全二重伝送を単一の双方向２線式ライン
によって遂行することが望ましい。図１に示すように、
送信機１０及び受信機２０がこのような２線式ラインの
同一端に接続されていると（通常は４線・２線コネクタ
、即ち“ハイブリッド”３０を通して）、送信された信
号のひずんだバージョン（エコー）が反射して受信機内
へ戻される。もし２線式ラインの他端が第２のハイブリ
ッド４０を通して４線式長距離搬送波装置５０に接続さ
れていれば、４線式ラインの遠端の第３のハイブリッド
６０によって別のエコーが反射し得る。これら２つのエ
コーはそれぞれ近端エコー及び遠端エコーと呼ばれ、こ
れらを何とかして除去しない限り遠端送信機からの信号
の検出を妨害する。

【０００３】ＣＣＩＴＴ　勧告　Ｖ．２２　及び　Ｖ．
２２　ｂｉｓに定義されているような初期の全二重伝送
モデムは信号を送受信するために分離した周波数帯域を
使用し、濾波によってエコーを除去していた。これは周
波数分割多重化、即ち　ＦＤＭと呼ばれる。しかし　Ｖ
．３２　及び　Ｖ．３２　ｂｉｓ　に定義されているよ
うなより最近のモデムは両方向の信号に対して全周波数
帯域を使用し、且つ打ち消しによるエコーの除去によっ
て所与のラインのデータ転送速度を倍以上にしている。

【０００４】モデム及び搬送波装置が接続される２線式
ラインの近端及び遠端の入力インピーダンスはライン毎
に広範に変化し、更に所与のラインのインピーダンスも
時間と共に若干変化する可能性がある。従って反射して
受信機に戻る１または複数のエコーの特性は広範に変化
し、エコーキャンセラは適応性でなければならない。つ
まり、データ接続が開始された時エコーキャンセラはエ
コーの特性を学習し、以後は小さい変化に追随しなけれ
ばならないのである。

【０００５】変調方法高速データ伝送に最も広く使用されてきた変調方法は直
交振幅変調、即ち　ＱＡＭである（例えば　１９８８　
年　Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　刊、Ｊ．Ａ．Ｃ．　Ｂｉｎ
ｇｈａｍ著「モデム設計の理論と実際」参照）。これは
使用可能な周波数帯域の中心付近の１周波数の単一の搬
送波を使用する。この方法と、次に説明する代替方法と
を区別するために、ここではこの方法を単一搬送波　Ｑ
ＡＭ　（ＳＣＱＡＭ）と呼ぶことにする。

【０００６】高速データを伝送するための代替の、そし
て極めて効率的な方法が　Ｂａｒａｎの合衆国特許　４
，４３８，５１１号“パケット化組立てモデム”に記載
されている。伝送すべきデータは複数のブロックに分割
され、各ブロックは更に、典型的には１乃至８ビットの
複数のサブブロックに分割される。各サブブロック内の
ビットは、使用可能な周波数帯域全体に均等に離間した
搬送波信号の集合の１つを変調するために使用される。変調された全ての搬送波が互に加え合わされ、この複合
信号が“多重搬送波”信号として伝送される。

【０００７】

【従来の技術】エコーキャンセラＳＣＱＡＭ　のためのエコーキャンセラ（　ＥＣ　）は
信号駆動またはデータ駆動の何れであってもよく、送信
されるデータの記号転送速度、またはチャネルのナイキ
スト比率の何れでも作動できる。これらのオプションの
全ての組合せは論文に記載されており、また幾つかの特
許が承認されている（例えば　Ｓ．Ｂ．　Ｗｅｉｎｓｔ
ｅｉｎ　の合衆国特許　４，１３１，７６７号、及び　
Ｋ．　Ｍｕｅｌｌｅｒ　の合衆国特許　４，０８７，６
５４号を参照されたい）。

【０００８】殆どの初期の　ＥＣ　は図２の（ａ）に示
すような信号駆動であった。エンコーダ／変調器７０か
らの送信信号は、ハイブリッド３０と、（通常はナイキ
スト比率でディジタル化されたサンプルの形状で）有限
インパルス応答（　ＦＩＲ）フィルタ（タップ付き遅延
線、ＴＤＬ　としても知られている）の形状のエコーエ
ミュレータ８０とに入力される。エミュレータの出力は
減算器９０においてハイブリッドの出力（ローカル送信
機の遠端信号とエコーの両者からなる）から差し引かれ
、この差が受信機に供給される。またこの差はエミュレ
ータ内に記憶されている送信信号のサンプルと相関され
、得られた結果はエミュレータのパラメタ（タップ値）
を更新するために使用される。これは最小２乗平均（　
ＬＭＳ）適応方式として知られており、受信信号のエコ
ー成分が殆ど完全に打ち消される状態に収束しなければ
ならない。この方法の主欠陥は、（不可欠的に）オーバ
ーサンプルされた送信信号のスペクトル特性が、タップ
値の適応を極めて遅くし且つ数値的に不完全に条件付け
ることである。これは固有値問題として知られており、
ＬＭＳ　適応方式においては屡々遭遇する。

【０００９】ＳＣＱＡＭ　のためのより最新の　ＥＣ　
は図２の（ｂ）に示すようなデータ駆動であった。ベー
スバンドデータはエンコーダ１００において符号化され
、変調器及びエコー経路をエミュレートするエコーエミ
ュレータ１１０へ入力される。データはスクランブルさ
れている（即ち、互に相関されていない）から、固有値
の広がりは存在せず、適応は遥かに良好に挙動する。更
に、遠送信機内のクロックへの受信機の同期を簡易化す
るために、データ及びハイブリッドの出力の両者をチャ
ネルのナイキスト比率でサンプルする。

【００１０】訓練若干の特別測定を行わなければ（例えば　１９８２　年
　９月、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．２０
８３〜２０９４頁に所載の　Ｄ．Ｄ．　Ｆａｌｃｏｎｅ
ｒの論文“適応参照エコー打ち消し”参照）遠端送信機
からの信号は、　ＥＣ　の訓練に関する限りでは雑音の
ように動作し、適応の重大な劣化及び低速化の両方また
は何れか一方をもたらす。従って、殆どのＥＣは２段階
で訓練する。第１の半二重伝送段階中は遠端送信機は沈
黙し、受信信号は１または複数のエコーだけからなる。第２の全二重伝送段階では受信信号は１または複数のエ
コーと遠端信号の両者からなり、適応のステップサイズ
は大幅に減少させなければならない。

【００１１】第１段階中の訓練は、屡々チャープシーケ
ンスのような繰り返し（即ち循環）信号を使用して行わ
れる（　１９７２　年　７月、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．
　Ｉｎｆ．　Ｔｈｅｏｒｙ　、５３１　〜　５３２頁に
所載の　Ｄ．Ｃ．　Ｃｈｕ　の論文“良好な周期的相関
特性を有する多相コード”を参照されたい）。エコーは
周波数域に変換され、その変換は送信信号の既知の変換
によって除される。リング及びロングは（１９９０年　
４月、ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｌ．　Ｃｏｎｆ．　ｏｎＣｏｍ
ｍｕｎ．　１２８０〜１２８４頁に所載の“データ駆動
ナイキストインバンドエコーキャンセラの相関をベース
とする高速訓練”において）、シーケンスの周期を遠エ
コーの遅延に依存させるべきであると提案した。一般に
、この周期は２の整数乗のサンプルからなっておらず効
率的な高速フーリエ変換によって変換を遂行することは
できないから、効率が遥かに劣る離散フーリエ変換（　
ＤＦＴ）を使用しなければならなかった。

【００１２】近及び遠　ＥＣＯもしある接続の４線式部分を通る往復伝播遅延が近端エ
コーの持続時間よりも長ければ、近及び遠エコーはある
静粛期間だけ離間する。従って殆どの　ＥＣ　は、調整
可能なバルク遅延だけ離間した２つの別個のキャンセラ
（　ＮＥＣ及び　ＦＥＣ）として実現されている。

【００１３】遠エコーは１またはそれ以上の搬送波装置
を通過するので、近エコーよりも多くの損傷を受けやす
い。具体的には、周波数が若干移動する。従って　ＦＥ
Ｃは、送信された信号とその遠エコーとの間の小さい周
波数オフセットを学習し、追随できなければならない。これを行う方法は数人の著者によって記述されている（
例えば、　１９７８　年　８月、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ
．　Ｃｏｍｍｕｎ．　１２１１〜１２２０頁に所載の　
Ｒ．Ｄ．　Ｇｉｔｌｉｎ及び　Ｊ．Ｓ．　Ｔｈｏｍｓｏ
ｎ　の論文“エコー打ち消しのための位相適応構造”）
。

【００１４】多重搬送波変調多重搬送波方式は２つのカテゴリ、即ち（ａ）サブチャ
ネル内の信号間にある度合いの直交度を達成するために
濾波を使用する方式と、（ｂ）濾波しない信号で搬送波
を変調する方式に分割できる。第１のカテゴリ内の搬送
波は変調され、第２のカテゴリ内の搬送波はキーイング
されるので、これらの方式はそれぞれＭＣＱＡＭ　及び
　ＭＣＱＡＳＫ　と名付けられている。後者は変調及び
復調に極めて効率的な高速フーリエ変換を使用できるか
ら、計算は遥かに少なくて済む。更にこれらはより多く
の（間隔を狭くした）搬送波を使用でき、従って大きい
対チャネルひずみ特性及び対インパルス雑音特性の両方
が得られる。

【００１５】ＭＣＱＡＭ　信号のエコー打ち消しに関し
ては　Ｎ．Ｈ．　Ｌｅｗｉｓ　らが“多重搬送波変調方
式のための効率的なデータ駆動エコーキャンセラ”（　
ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．　ｉｎｒｅｖ
ｉｅｗ）において検討しているが、報告されたエコー抑
圧量または適応速度は何れも広範囲のチャネルでの高速
データ伝送には不充分であった。

【００１６】ＭＣＱＡＳＫ信号のエコー打ち消しに関し
ては　Ｊ．Ａ．Ｃ．　Ｂｉｎｇｈａｍ　が“データ伝送
のための多重搬送波変調：その時が来たアイデア”（　
１９９０　年　５月、ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎｓ　Ｍａｇａｚｉｎｅ）において検討している。そこに指摘されているようにエコー経路内のひずみが、
各搬送波上に変調されたデータにそれ自身の他に多くの
サブバンド内エコーの発生をもたらし、チャネル内及び
チャネル間エコーの両方が存在するようになる。従って
、データ駆動　ＥＣ　を直接的に実現しようとすると実
現できないような量の計算が必要となる。一方、複合多
重搬送波に作用する普通の信号駆動キャンセラは固有値
広がりの問題に悩まされる。

【００１７】

【発明の概要】エコー打ち消しの全プロセスは便宜上３
つの分離した演算、即ちエコーのエミュレーション、ハ
イブリッドの出力からの減算、及びエミュレータのパラ
メタの適応として考えることができる。これらの演算は
時間域または周波数域内で遂行することができ、エミュ
レーション及び適応は送信データまたは送信信号の何れ
かに対して遂行することができる。

【００１８】本発明の１つの目的は、信号駆動／データ
駆動のジレンマを解消すること、従って各アプローチに
伴う諸問題を回避することである。これは、３つの各演
算毎に最も適切な領域及びオペランドを選択することに
よって達成される。

【００１９】エミュレーションは送信信号に対して遂行
される。これは、もしエミュレータがデータ駆動であれ
ば多重搬送波信号に対して必要となる多次元エミュレー
タの諸問題を回避する。エミュレーションは、たたみ込
みを使用して時間域内において、または部分的重なり・
保管変換を使用する周波数域内においての何れかで遂行
することができ、これらの両技術は公知である。

【００２０】しかしながらエミュレートされたエコーの
減算は時間域内で遂行しなければならない。これは送信
機及び受信機内のタイミングの独立性を保存し、また送
信信号の非循環的性質の諸問題を回避する。

【００２１】エミュレータのパラメタの適応は、送信デ
ータとの相関によって周波数域内で遂行される。これは
固有値広がりの諸問題を回避し、また適応プロセスを数
値的に極めて良好に条件付ける。

【００２２】第２の目的は、高速フーリエ変換（　ＦＦ
Ｔ）の計算効率の長所を取り入れるために、なるべく周
波数域においてブロックモードで（時間域においてサン
プル毎にではなく）信号処理を行うことである。

【００２３】

【実施例】エコーキャンセラの訓練を開始する前に、遠
エコーの遅延Ｔｄと、周波数オフセットｆｏｆｆ　とを
測定しなければならない。遅延及びオフセットを測定す
る方法は、ＣＣＩＴＴ　勧告　Ｖ．３２　及び　Ｊ．　
Ｃｉｏｆｆｉ（１９９０年　５月、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎ
ｓ．　Ｃｏｍｍｕｎ．　６２９〜６３８　頁“　ＣＣＩ
ＴＴ　Ｖ．３２モデムのための高速エコーキャンセラ初
期化方法”）にそれぞれ記載されている。

【００２４】遅延を測定し、周波数オフセットの初期推
定を行った後に、本発明のキャンセラのための３つの演
算モードが存在する。

【００２５】（１）循環信号を使用する初期周波数域訓
練、（２）半二重伝送モード（即ちダブルトークをしな
い）でのキャンセラパラメタの適応、（３）ダブルトー
ク中のパラメタの継続的な低速適応。

【００２６】本発明の第１の実施例においては、モード
（２）と（３）の演算の差だけが適応ステップサイズ内
にあり、ダブルトーク中のそれは遠端送信機（逆説的に
言えば、エコーキャンセラにとって雑音のように動作す
る）から到来する受信信号のその部分を濾波するために
遥かに小さくなければならない。一般的に行われている
ように、モード（１）及び（２）の演算を逆の順序で説
明する。

【００２７】送信信号の生成ＭＣＱＡＳＫ信号のサンプルのブロックを計算し、それ
らをライン上に順次に送信する方法が　Ｋｅａｓｌｅｒ
らの合衆国特許　４，４３８，５１１号及び　Ｂａｒａ
ｎの合衆国特許　４，４３８，５１１号に記載されてい
る。図３にブロック２００〜２３０で示されている諸段
階は以下のように要約することができる。

【００２８】（１）直列入力データは直列・並列変換器
（　Ｓ／Ｐ）２００を使用してブロックにアセンブルさ
れ、各ブロックは　Ｈｕｇｈｅｓ−Ｈａｒｔｏｇｓ　の
合衆国特許　４，６７９，２２７号に記載されているよ
うに、Ｎｃ　サブブロックに分割される。

【００２９】（２）各ブロック及び構成サブブロックは
２１０において符号化され、各サブブロック内の２進デ
ータは二次元（即ち複素）多値信号に変換されて搬送波
を変調するために使用される。

【００３０】（３）次にこのＮｃ　個の複素多値信号の
各集合（増補演算２１５は暫時無視する）を使用して、
　ｎ１ｆから　ｎ２ｆまで均等に離間した周波数のＮｃ
　個の搬送波を変調する。但し、Ｎｃ　＝　ｎ２　−　
ｎ１　＋１である。この変調は、周波数域サンプルをＮ
個の実、時間域サンプルの集合に変換する逆　ＦＦＴ（
　ＩＦＦＴ　）２２０によって実行する。第１の実施例
においては、Δｆ　は　７．８１２５　（＝８０００／
１０２４　）Ｈｚであり、Ｎは　１０２４　であった。Ｎｃ　は使用する伝送チャネルによって変化するが、典
型的には約　３８０である。

【００３１】（４）ラインの伝播トランジェントを衰退
させるための保護期間を設けることによって遠端受信機
内の記号間妨害を排除するために、各ブロックの最後の
Ｌサンプルもそのブロックの前に前置される。

【００３２】（５）得られた（Ｎ＋Ｌ）サンプルは並列
・直列変換器（　Ｐ／Ｓ）２４０において信号のシーケ
ンス２５０に変換されてディジタル・アナログ変換器（
　ＤＡＣ）２６０に印加され、ローパスフィルタ２７０
、ハイブリッド４線・２線コネクタ２８０を介して２線
式ラインへ供給される。

【００３３】相関を改善するための送信信号の増補キャ
ンセラを最も精密に適応させるためには、相関器２９０
及び　ＩＦＦＴ　２２０への入力である周波数域サンプ
ルの集合がＮｃ　よりも若干広い帯域幅を有しているこ
とが望ましい。従ってＮｃ　個の複素多値サンプルは２
９０において数個の固定された（即ちブロック毎に変化
しない）サンプルによって増補することができ、これに
よって　ｎ１ｆより下と、ｎ２ｆ　より上に変調されな
い搬送波が得られる。使用される搬送波の総数をＮｔｏ
ｔ　と定義する。

【００３４】エコーのエミュレーションと減算図５は近
エコー及び遠エコーの両方の打ち消しを行う本発明の完
全な実施例を示す。しかし理解し易いように先ず図３を
参照して近エコーの打ち消しだけを説明する。

【００３５】ハイブリッド２８０からの出力である２線
式ラインからの信号は、反別名付けローパスフィルタ３
４０に印加され、アナログ・ディジタル変換器（　ＡＤ
Ｃ）３５０に供給される。この信号のディジタルサンプ
ル３９０は減算器３８０の＋端子へ入力される。全二重
伝送でデータを送受信（“ダブルトーク”）中のこの信
号は、遠送信機からの信号と、近エコーと、そして（場
合によっては）遠エコーとの合計である。しかしエコー
キャンセラの説明を簡易化するために、遠送信機は沈黙
しており、また遠エコーが存在しないものとする。

【００３６】送信信号のシーケンス２５０は近エコーエ
ミュレータ３２０へ入力され、このエミュレータの出力
は減算器３８０の−端子へ印加される。受信した信号か
ら局部的に生成した（即ちエミュレートされた）エコー
を差し引くことによって、近エコーは打ち消される。

【００３７】本発明の１実施例では、エコーエミュレー
タ３２０はタップ付き遅延線によって実現されている。このエミュレータ３２０は、時間域において数１による
普通のたたみ込みを遂行する。

【００３８】

【数１】ここでは、　ｕｋ　はエミュレータへの入力、ｖｋはエ
ミュレータからの出力であり、ｈｍ　はエコー経路の短
縮されたインパルス応答のサンプルの最新の推定であっ
てこれらは　ＩＦＦＴ　３００の出力から誘導されたも
のである。

【００３９】本発明の別の実施例では、エコーエミュレ
ーションを図４に示すように周波数域で遂行する。図４
は、図３のエコーエミュレーションブロック３２０の詳
細を示すものであって、その動作は以下の通りである。

【００４０】（ａ）ｘｊ　として定義されている送信信
号２５０のサンプルは，ブロック　ｊ＝ｋＮ＋１　乃至
（　ｋ＋１　）　Ｎにグループ化される。これらは４１
０においてブロックの半分（即ち　Ｎ／２サンプル）だ
け遅延され、サンプル　ｊ＝（　ｋ　＋１／２　）Ｎ　
＋　１乃至（　Ｋ＋３／２　）Ｎ　は　ＦＦＴ４２０に
よって変換される。

【００４１】（ｂ）送信信号の２つの周波数域変換には
、それぞれ４３０及び４４０においてサブチャネル毎に
、エコーの周波数域パラメタが乗じられる。

【００４２】（ｃ）これら２組の積は　ＩＦＦＴ　４５
０及び４６０によって時間域に逆変換される。

【００４３】（ｄ）送信サンプル及びエコーインパルス
の性質が非循環的であるので、ＩＦＦＴ４５０及び４６
０が出力する時間サンプルの各シーケンスはその時間の
部分だけ有効である。従って図示の位置にあるスイッチ
４７０は　ｊ＝（　ｋ＋１／４　）Ｎ　＋１乃至（　ｋ
＋３／４）Ｎ　に関して４５０の出力を選択する。次に
スイッチを他の位置に倒して　ｊ＝（　ｋ　−１／４　
）Ｎ　＋１　乃至（　ｋ＋１／４　）Ｎ　に関して４５
０の出力を選択する。

【００４４】エコーエミュレータのパラメタの適応変更
された受信信号（受信信号−（マイナス）エミュレート
されたエコー）のサンプルは直列・並列変換器３７０に
よってブロックにグループ化され、ＦＦＴ３６０へ入力
されてＮｔｏｔ　複素周波数域サンプルＹ’ｎに変換さ
れる。これらは、送信信号の周波数域サンプルＸｎ　と
共にＬＭＳアルゴリズムへの入力となる。このアルゴリ
ズムは減算３３０と、相関及び更新２９０と、　ＩＦＦ
Ｔ　３００と、　ＦＦＴ３１０からなり、エコー経路の
周波数域パラメタの推定Ｈｎ　（　ｎ＝１　乃至Ｎｔｏ
ｔ　）を記憶し、更新する。Ｎｔｏｔ　誤差サンプルＥ
ｎ　の集合は、数２によって計算される。

【００４５】

【数２】またＨｎ　の一時的な、更新された推定Ｈ’ｎは、数３
に従って計算される。

【００４６】

【数３】数３において、＊　は複素共役を表し、また公知のよう
にδは雑音平均化と推定の適応の速さとの間に最良の妥
協を得るために選択した小さいステップサイズである。

【００４７】一時的推定Ｈ’ｎは　ＩＦＦＴ　３００に
よって時間域に変換され、最初のＭ１　時を除くサンプ
ルは０にセットされる。次いで　ｍ＝１　乃至Ｍ１　に
関する新しい、丸められた集合がエコーエミュレータへ
入力されて送信信号の次のブロックと共に使用される。またこの丸められた集合は推定Ｈｎ　の新しい、滑らか
な集合を生成するために、ＦＦＴ　３１０によって周波
数域に逆変換される。

【００４８】遠端エコーの打ち消し遠エコーを打ち消す方法は、３つのバルク遅延（２つの
直列遅延、及び１つのブロック遅延）と、周波数オフセ
ットを補償するためのアルゴリズムの付加を除けば近エ
コーの打ち消し方法と同一である。これらの特色を図５
に示してあり、図３に示した幾つかの個々の演算ブロッ
クは複合ブロックに混合されている（例えば２９０、３
００、３１０及び３３０は周波数域相関及び更新（Ｆ−
Ｄ　ＳＣ＆Ｕ　）５３０として示されている）。

【００４９】図１に示す４線式経路内に伝播遅延（往復
遅延Ｔｄ　の主成分）があるために、信号の送信と受信
機への遠エコーの戻りとの間にはかなりの時間が存在す
る。この静粛期間中には遠エコーエミュレータ内に充分
なパラメタを使用することは（必要な計算量及び達成可
能な精度の両方から見て）望ましいことではないから、
殆ど全ての先行技術の　ＳＣＱＡＭのためのエコーキャ
ンセラはバルク遅延を使用しており、この遅延の間デー
タ及び送信信号の両方または何れか一方を記憶するがエ
コーの発生は予測しない。本発明の　ＭＣＱＡＭのため
のエコーキャンセラは、送信信号をＴｓ１だけ遅延させ
る直列バルク遅延５２０によってこの機能を遂行する。

【００５０】符号化された複素データサンプル＋（プラ
ス）幾つかの定数サンプル（これらは一緒になって搬送
波を変調するために使用される）は前述のように　ＩＦ
ＦＴ　及び循環前置（ＣＰ）５００と　Ｆ−Ｄ　ＳＣ　
＆Ｕ　５６０とに入力され、また今度はブロックバルク
遅延５１０へも入力される。この遅延の出力は第２の　
Ｆ−Ｄ　ＳＣ　＆Ｕ　５４０へ入力される。同様に、並
列・直列変換器（　Ｐ／Ｓ）２４０の出力である送信信
号のサンプルは直列バルク遅延５２０へ入力され、この
遅延の出力は遠エコーエミュレータ５５０へ入力される
。エミュレータ５５０は、本発明の第１の実施例では時
間域において実現されているが、既に説明したように部
分重なり・保管　ＦＦＴ及び　ＩＦＦＴ　を使用する周
波数域において実現することも可能である。エミュレー
タの出力は位相スプリッタ５６０へ入力される。

【００５１】もしエコーが周波数オフセットを受けてい
れば位相スプリッタ５６０及び乗算器６００はエミュレ
ートされたエコーを、連続的に変化する位相角だけ回転
させる。減算器６１０は乗算器６００の出力を変更され
た受信信号から差し引く。

【００５２】直列バルク遅延を通る送信信号の遅延（Ｔ
ｓ１）と位相スプリッタを通る送信信号の遅延（Ｔｐｓ
）との合計は、エコーの往復遅延Ｔ　ｄに等しくなけれ
ばならず、従って理想的には数４が成立する。

【００５３】

【数４】ＴＳ１　＝　　Ｔｄ　−　　ＴＰＳ実際には、
Ｔｄ　を測定する時の誤差を見込んでＴｓ１はこれより
若干小さくセットされる。

【００５４】次に第２の直列・並列変換器（　Ｓ／Ｐ）
６６０と、ＦＦＴ６５０と、　Ｆ−Ｄ　ＳＣ　＆Ｕ５４
０とを使用して、（近エコーエミュレータと同様にして
）遠エコーエミュレータのパラメタが適応される。

【００５５】しかし送信信号と近エコー　Ｆ−Ｄ　ＳＣ
　＆Ｕ　ブロックタイミングと同一のブロックタイミン
グを遠エコー　Ｆ−Ｄ　ＳＣ　＆Ｕ　にも使用できるよ
うにするためには、エコー及びエミュレートされたエコ
ーの両者の合計遅延がブロック期間の整数倍となるよう
に、第２の直列・並列変換器（　Ｓ／Ｐ）６６０への入
力を、直列バルク遅延６７０によってＴｓ２だけ遅延さ
せる必要がある。Ｔｓ２は数５によって定義される。

【００５６】

【数５】Ｔｄ　＋ＴＳ２　＝　　Ｋ（Ｎ＋Ｌ）Ｔ次いで
、送信信号のブロックを適切なエコーのブロックに相関
させるために、ブロックバルク遅延をＫブロックに等し
く（即ち　Ｔｂ　＝　Ｋ　（Ｎ＋Ｌ）Ｔ　）しなければ
ならない。

【００５７】周波数オフセット補償のための適応Ｆ−Ｄ
　ＳＣ＆Ｕ　５４０は遠エコーの複素周波数域パラメタ
Ｈｆｎ　を連続的に学習し、それを遠エコーエミュレー
タ５５０とアルゴリズム　ｄｏ　５７０とに供給する。この最後のユニット　ｄｏ　は各パラメタの位相の変化
と、Ｎｃ　パラメタの全てに亙る平均変化とを計算する
。

【００５８】ｉ番目のブロックを処理した後に計算され
た滑らかにされたパラメタＨｆｊ，ｎと先行集合Ｈｆｊ
−１，ｎ　とを比較することによって、滑らかにされた
変化の集合は数６によって定義することができる。

【００５９】

【数６】次に、各複素パラメタが回転した小さい角が数７によっ
て近似的に与えられる。

【００６０】

【数７】ここで、＊　は複素共役を表し、小さい角近似　ｄｏ／
Фｔａｎ−１［　ｄφ］　が使用されている。

【００６１】数７の除算は殆どのディジタル信号プロセ
ッサでは単調で長たらしい演算であるので、それは免除
される。その結果は、　ｄｏ／Фの推定への各周波数サ
ブチャネルからの貢献がそのチャネル内で受信された電
力によって重み付けられることになり、不合理な近似で
はない。

【００６２】次に、Ｎｃ　個のサブチャネルの全てに亙
って平均位相変化が数８によって計算される。

【００６３】

【数８】この平均位相変化はローパスフィルタ５８０に入力され
る。周知のように、普通のフェーズロックドループ（　
ＰＬＬ）のためのフィルタは数９に示す伝達関数を有し
ている。

【００６４】

【数９】ここで、δ及びβは、過渡応答と雑音濾波との間に最良
の妥協を得るために選択された小さい量である。しかし
、このフィルタへの入力は位相変化であるので、出力も
位相変化である。エコー経路の平均位相を計算するため
には別の積分６２０を付加しなければならない。

【００６５】このようにして計算された角θｊ　は、全
ての多重搬送波エコー経路サブチャネルの位相の（周波
数帯域全域にまたがり、ブロックの周期にまたがる）平
均である。もし周波数オフセットが存在すれば、各サブ
チャネルの実際の位相は周期にまたがる時間と共に線形
に変化するのは当然である。従ってサンプルｋ　（ｋ　
＝１乃至Ｎ＋Ｌ）に関して回転器６００へ入力される位
相は数１０に示すような２つの成分を有することになる
。

【００６６】

【数１０】θｉ，ｋ　＝　　θｉ　＋　　２ＴＴｋｆｏ
ｆｆ，ｉここで、ｆｏｆｆ，ｊ　は、ｉ番目のブロック
の後の、周波数オフセットの推定である。この推定は濾
波された位相変化に比例するので、数１０は数１１のよ
うに書き直すことができ、δ＝ｋ／（Ｎ＋Ｌ）を用いた
乗算器６３０および加算器６４０によって実現している
。

【００６７】

【数１１】 θｉ，ｋ　＝θｉ　＋［ｋ／（Ｎ＋Ｌ）］（θｉ　−θ
ｉ−１　）次に複素数生成器５９０において角θｊ　を
使用して複素数第１の実施例ではルックアップテーブルを使用している
が、種々の公知の計算方法を使用することも可能である
。この複素数は乗算器６００に入力され、エミュレート
され回転された遠エコーの実数部分が生成される。

【００６８】初期周波数域訓練前記リング及びロングは、もし往復遅延Ｔｄ　が数１２
のようであれば（但しＫ’　は任意の整数）、訓練用信
号が循環的な性質（周期＝ＮＴ）であるために近及び遠
エコーが部分的に重なって現れ、完全に分離することは
できないことを示した。

【００６９】

【数１２】（Ｋ’Ｎ−Ｍ２）Ｔ≦Ｔｄ＜（Ｋ’Ｎ＋Ｍ１）Ｔこの問
題を解決するための彼等の方策は、訓練用信号の周期を
Ｔｄ　に従って調整することであった。これを行うアル
ゴリズムは極めて複雑であり、また得られた周期が必ず
しも２の累乗数のサンプルを含むとは限らないから、計
算が効率的な高速アルゴリズムを変換のために使用する
ことができなかった。

【００７０】本発明に取り入れられたこの問題の解決方
法はある周期の訓練用信号を使用することであり、この
周期は、（ａ）データ伝送中に使用されるブロック長に
等しく、（ｂ）２の整数乗である複数のサンプルからな
り、（ｃ）遅延Ｔｄ　には無関係であり、そして（ｄ）
地上の伝送リンクで遭遇する最長のＴｄ　よりも長い。

【００７１】エコー経路インパルス応答の計算好ましい
循環送信信号は、　１２８　ｍｓ　の固定された周期を
有するチャープシーケンスである。　５１２の複素サン
プル（４０００サンプル／秒）は　ＩＦＦＴ　２２０を
使用して０から　４．０　ｋＨｚまでの周波数の　５１
２の全搬送波上に次々に変調され、前述のようにして送
信される。エコー経路応答を計算する方法は地上リンク
と衛星リンクとでは若干異なる。

【００７２】地上リンク衛星を介する伝送を含まない接続の場合、遠エコーの最
終部分の遅延（　Ｔｄ　＋Ｍ２Ｔ　）は、好ましい実施
例の記号周期ＮＴ（＝１２８ｍｓ）より短い。従って、
エコー経路応答は以下のように計算される。

【００７３】（ａ）受信信号の変換は送信されたチャー
プシーケンスの変換によって除される。チャープシーケ
ンスのサンプルは全て等振幅であって１に正規化するこ
とができるから、この除算は送信されたサンプルの複素
共役を乗ずることによって遂行することができる。

【００７４】（ｂ）被除数は時間域に逆　ＦＦＴされ、
　ｔ＝０乃至Ｍ１Ｔ及びＴｄ　乃至　Ｔｄ　＋Ｍ２Ｔの
範囲のサンプルは２つの集合に分離され、残余は０にセ
ットされる。

【００７５】（ｃ）近エコー応答は数ブロックに亙って
平均化され、爾後の適応のための初期設定値として　Ｆ
−Ｄ　ＳＣ　＆Ｕ　５３０内にロードされる。

【００７６】（ｄ）遠エコーインパルス応答は学習した
周波数オフセットに従って減回転（ｄｅｒｏｔａｔｅ）
され、遠エコーの周波数域及び時間域パラメタの最良推
定が各ブロックの後に行われる。

【００７７】（ｅ）このようにして計算された遠エコー
応答は数ブロックに亙って平均化され、その遅延はＴｄ
　まで減少させられる（従ってエコーはブロックの始め
にスタートするように現れる）。得られた周波数域及び
時間域パラメタは　Ｆ−Ｄ　ＳＣ　＆Ｕ５４０と遠エコ
ーエミュレータ５５０とにロードされる。

【００７８】（ｆ）ブロックバルク遅延のパラメタＫは
、数５によって指示されるように１にセットされる。

【００７９】（ｇ）周波数オフセットの推定は、第１の
ブロックの後各ブロックで更新される。

【００８０】衛星接続これらの往復遅延は　４５０　ｍｓ　より大きい。従っ
て受信機に遠エコーが到着するまでには少なくとも３サ
イクルのチャープシーケンスが送信されており、この期
間中に受信される信号３９０は近エコーのみからなる。従って近エコー経路応答は、遠エコーが到着する前に殆
ど完全に学習することができる。

【００８１】初期訓練用信号のＫ番目のサイクル（遠エ
コーの最初の部分が到着するサイクル）及び爾後の全て
のサイクルでは近エコー及び遠エコーは部分的に重なっ
て現れ得るから近エコーの推定をそれ以上改善すること
はできない。従って、パラメタは最初の（　Ｋ−１　）
サイクルから学習したものに固定され、エミュレートさ
れた近エコーが受信した信号から差し引かれる。第１の
実施例ではこのエミュレーション及び減算は３２０及び
３８０を使用して時間域において遂行されているが、代
替として周波数域内で遂行しても差し支えない。何れの
場合も、遠エコーのみからなると想定している時間域差
信号は遠エコー初期化アルゴリズムへ入力される。これ
以降のこれらのアルゴリズムは地上接続と同一である。

【００８２】当業者ならば以上に開示した本発明を、本
発明の思想及びその本質的な特性から逸脱することなく
他の特定形状で実施することが可能であろう。従って、
本発明の開示は単なる説明に過ぎず、特許請求の範囲に
記載の本発明の範囲を限定するものではないことを理解
されたい。

【図面の簡単な説明】

【図１】先行技術におけるあるモデムの送信機及び受信
機の２線式ラインへの接続を示す図であって、このライ
ンの他端には４線式搬送波装置が接続されている。搬送
波装置自体は別の２線式ラインによって終端され、更に
この２線式ラインの遠端は遠モデムの入力インピーダン
スによって終端されている。

【図２】（ａ）は従来技術の信号駆動エコーキャンセラ
を示す図、（ｂ）は従来技術のデータ駆動エコーキャン
セラを示す図である。

【図３】近エコーを打ち消すための本発明の１実施例の
詳細なブロック線図である。

【図４】先行技術のエコーエミュレータの代替実施例を
示す図である。

【図５】遠エコー内の周波数オフセットを補償する好ま
しい方法を示す図である。

【符号の説明】

１０　　送信機２０　　受信機３０、４０、６０　　ハイブリッド５０　　４線式長距離搬送波装置７０　　エンコーダ／変調器８０、１１０、３２０　　エコーエミュレータ９０、３
３０、３８０、６１０　　減算器１００、２１０　　エ
ンコーダ１２０　　変調器２００、３７０、６６０　　直列・並列変換器２１５　
　増補器２２０、３００、４５０、４６０　　逆高速フーリエ変
換器２３０　　循環前置器２４０　　並列・直列変換器２６０　　ディジタル・アナログ変換器２７０、３４０
、５８０　　ローパスフルタ２８０　　ハイブリッド４
線・２線コネクタ２９０　　相関及び更新器３１０、３６０、４００、４２０、６５０　　高速フー
リエ変換器３５０　　アナログ・ディジタル変換器４１０　　半ブ
ロック遅延回路４３０、４４０、６３０　　乗算器４７０　　スイッチ５００　　逆高速フーリエ変換及び循環前置器５１０　
　ブロックバルク遅延回路５２０、６７０　　直列バルク遅延回路５３０、５４０
　　周波数域相関及び更新器５５０　　遠エコーエミュ
レータ５６０　　位相スプリッタ５７０　　アルゴリズム　ｄｏ５９０　　複素数生成器６００　　回転器６２０　　積分器６４０　　加算器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　符号化された周波数域サンプルのブロ
ックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送波
送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機とを
具備し、これらの送信機及び受信機の両者が２線式ライ
ンに接続されているデータモデムにおいて、２線式ライ
ンを介して送信された信号が、モデムの出力インピーダ
ンスと２線式ラインの入力インピーダンスとの間の不完
全な整合によって反射され、受信機内に戻されるエコー
を打ち消す方法であって、（ａ）エコーが経由する経路
の周波数域特性の第１の推定を形成する段階と、（ｂ）
段階（ａ）の推定された周波数域特性を時間域に変換す
ることによってエコー経路のインパルス応答パラメタの
推定を形成する段階と、（ｃ）段階（ｂ）の推定された
インパルス応答パラメタに基づいて送信信号のエコーの
予測される時間域サンプルを計算する段階と、（ｄ）２
線式ラインから受信した実際の信号から段階（ｃ）の予
測されるエコー信号を差し引いて変更された受信信号を
計算する段階と、（ｅ）段階（ｄ）の変更された受信信
号の時間域サンプルの第１のブロックを周波数域に変換
する段階と、（ｆ）段階（ｅ）の変換された変更された
受信信号と、送信信号の符号化された周波数域サンプル
とを相関させる段階と、（ｇ）段階（ｆ）の相関に比例
する小さい量だけ第１の推定された各周波数域特性を減
少させることによって、推定された周波数域エコー経路
特性の新しい集合を計算する段階と、（ｈ）爾後の送信
信号及び受信信号のサンプルを使用して段階（ａ）〜（
ｇ）を繰り返すことによって、周波数域特性の推定を改
善する段階とを具備することを特徴とする方法。
【請求項２】　　時間域から周波数域への変換を離散フ
ーリエ変換を使用して遂行し、周波数域から時間域への
変換を逆離散フーリエ変換を使用して遂行する請求項１
に記載の方法。
【請求項３】　　時間域から周波数域への変換を高速フ
ーリエ変換を使用して遂行し、周波数域から時間域への
変換を逆高速フーリエ変換を使用して遂行する請求項１
に記載の方法。
【請求項４】　　エコー経路の特性の推定が、送信信号
に使用されている各搬送波毎に１つずつの複素数からな
る請求項１に記載の方法。
【請求項５】　　符号化された周波数域サンプルが第１
の周波数帯域を占め、時間域サンプルの集合に変換され
た変更された受信信号と相関される複合集合がデータ情
報を輸送するために使用されていない若干の他のサンプ
ルによって増補されて第１の周波数帯域よりも広い第２
の周波数帯域を占める請求項１に記載の方法。
【請求項６】　　エコー経路のインパルス応答の推定の
パラメタの数が周波数域特性の推定のパラメタの数より
も少なく、（ｉ）周波数域特性を変化させることによっ
て新しい特性の第１の集合を生成する段階と、（ｊ）新
しい特性の第１の集合を時間域に変換し、時間域インパ
ルス応答を丸めることによって推定されたインパルス応
答のパラメタの新しい集合を生成する段階と、（ｋ）新
しい丸められた推定インパルス応答を周波数域に変換し
て新しい周波数域特性の第２の集合を生成する段階とに
よって周波数域特性の平滑を遂行する請求項１に記載の
方法。
【請求項７】　　段階（ｊ）の変換が逆高速フーリエ変
換を使用して遂行され、段階（ｋ）の変換が高速フーリ
エ変換を使用して遂行される請求項６に記載の方法。
【請求項８】　　符号化された周波数域サンプルのブロ
ックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送波
送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機とを
具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の２
線式ラインと、１またはそれ以上の４線式地上搬送波装
置と、第２の２線式ラインとからなる通信リンクに接続
されているデータモデムにおいて、第２の２線式ライン
から反射して受信機に戻され、且つ周波数がオフセット
している可能性がある送信された信号の遠エコーを打ち
消すための方法であって、（ａ）遠エコーの往復遅延と
、遠エコーが経由する経路の周波数域特性及び周波数オ
フセットとの第１の推定を形成する段階と、（ｂ）段階
（ａ）の推定された周波数域特性を時間域に変換するこ
とによって遠エコー経路のインパルス応答パラメタの推
定を形成する段階と、（ｃ）段階（ｂ）の推定されたイ
ンパルス応答パラメタに基づいて送信信号のエコーの予
測される時間域サンプルを計算する段階と、（ｄ）周波
数オフセットの推定に比例して時間と共に線形に増加す
る角度だけ段階（ｃ）の予測される時間域サンプルを回
転させる段階と、（ｅ）２線式ラインから受信した実際
の信号から段階（ｄ）の回転させた予測されるエコー信
号を差し引くことによって変更された受信信号を計算す
る段階と、（ｆ）ブロックの整数周期と段階（ａ）の往
復遅延との差に等しい時間だけ段階（ｅ）の変更された
受信信号のサンプルを遅延させる段階と、（ｇ）段階（
ｆ）の変更された遅延された受信信号の時間域サンプル
の第１のブロックを周波数域に変換する段階と、（ｈ）
ブロックの周期の整数倍である時間だけ符号化された周
波数域サンプルのブロックを遅延させる段階と、（ｉ）
段階（ｇ）の変換された変更された受信信号と、段階（
ｈ）の符号化され遅延された周波数域サンプルとを相関
させる段階と、（ｊ）段階（ｉ）の相関に比例する小さ
い量だけ推定されたエコー経路周波数域特性を減少させ
ることによって、推定した周波数域エコー経路特性の新
しい集合を計算する段階と、（ｋ）新しい各特性の回転
位相角の推定の集合を計算する段階と、（ｌ）段階（ｋ
）の位相角の変化を特性の集合に亙って平均する段階と
、（ｍ）段階（ｌ）の平均位相角を濾波することによっ
て遠エコーの周波数オフセットの改善された推定を生成
する段階と、（ｎ）段階（ｂ）〜（ｍ）を繰り返すこと
によって、段階（ａ）の推定を継続的に改善する段階と
を具備することを特徴とする方法。
【請求項９】　　符号化された周波数域サンプルのブロ
ックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送波
送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機とを
具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の２
線式ラインと、１またはそれ以上の４線式地上搬送波装
置と、第２の２線式ラインとからなる地上通信リンクに
接続されているデータモデムにおいて、第１及び第２の
２線式ラインからそれぞれ反射して受信機内に戻される
送信された信号の近エコー及び遠エコーのパラメタを初
期に推定する方法であって、（ａ）符号化された周波数
域サンプルの集合の持続時間に等しく、且つ遠エコーの
遅延よりも長い周期を有する循環信号を繰り返して送信
する段階と、（ｂ）エコー経路を介して受信した信号の
サンプルの集合を周波数域に変換する段階と、（ｃ）段
階（ｂ）のサンプルの集合の変換を段階（ａ）の循環信
号の変換で除すことによって近及び遠両エコー経路の組
合された周波数域特性の第１の推定を形成する段階と、
（ｄ）段階（ｃ）の第１の推定を時間域に変換し、近エ
コーのスパンの外側に位置する全てのサンプルを０にセ
ットすることによって近エコー経路の時間域パラメタを
計算する段階と、（ｅ）段階（ｄ）の変換された第１の
推定の中で遠エコーのスパンの外側に位置する全てのサ
ンプルを０にセットすることによって遠エコーの時間域
パラメタの第１の集合を計算する段階と、（ｆ）遠エコ
ー経路の推定された周波数オフセットを補償するために
必要な角度だけ段階（ｅ）の時間域パラメタの第１の集
合を回転させることによって遠エコーの時間域パラメタ
の第２の集合を生成する段階と、（ｇ）段階（ｆ）の時
間域パラメタの第２の集合を周波数域に変換する段階と
、（ｈ）最初の受信信号の後に実際に受信した信号のサ
ンプルの全ての集合に関して周波数域パラメタの位相角
の変化を平均し、それによって推定された周波数オフセ
ットの更新を計算する段階とを具備することを特徴とす
る方法。
【請求項１０】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の
２線式ラインと、軌道衛星を介して伝送する１またはそ
れ以上の４線式地上搬送波装置と、第２の２線式ライン
とからなる通信リンクに接続されているデータモデムに
おいて、第１及び第２の２線式ラインからそれぞれ反射
して受信機内に戻される送信された信号の近エコー及び
遠エコーのパラメタを初期に推定する方法であって、（
ａ）符号化された周波数域サンプルの集合の持続時間に
等しい周期を有する循環信号を繰り返して送信する段階
と、（ｂ）遠エコーがモデムの受信機に到着する前に近
エコー経路を介して受信された信号のサンプルの第１の
集合を周波数域に変換する段階と、（ｃ）段階（ｂ）の
サンプルの第１の集合の変換を循環信号の変換で除すこ
とによって近エコー経路の周波数域特性の第１の推定を
形成する段階と、（ｄ）段階（ｃ）の第１の推定を時間
域に変換し、近エコーのスパンの外側に位置する全ての
サンプルを０にセットすることによって近エコー経路の
時間域パラメタを計算する段階と、（ｅ）段階（ｄ）の
時間域パラメタを周波数域に変換することによって近エ
コー経路の周波数域パラメタの滑らかにされた集合を計
算する段階と、（ｆ）遠エコーが受信機に到着する前に
受信された段階（ｄ）の時間域パラメタ及び段階（ｅ）
の周波数域パラメタの全ての集合を平均する段階と、（
ｇ）段階（ｆ）のパラメタの平均された集合を使用して
、推定された近エコーの時間域サンプルを計算する段階
と、（ｈ）遠エコーが受信機に到着した後に受信される
実際の受信信号のサンプルから段階（ｇ）のサンプルを
差し引くことによって遠エコーのサンプルの第１の集合
を計算する段階と、（ｉ）遠エコー経路の推定された周
波数オフセットを補償するために必要な角度だけ段階（
ｈ）のサンプルの第１の集合を回転させることによって
遠エコーの時間域サンプルの第２の集合を生成する段階
と、（ｊ）段階（ｉ）のサンプルの第２の集合を周波数
域に変換する段階と、（ｋ）第１の受信信号の後の近及
び遠両エコーからなる受信信号のサンプルの全ての集合
に関して周波数域サンプルの位相角の変化を平均し、そ
れによって推定された周波数オフセットの更新を計算す
る段階とを具備することを特徴とする方法。
【請求項１１】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の
２線式ラインと、軌道衛星を介して送信する１またはそ
れ以上の４線式地上搬送波装置と、第２の２線式ライン
とからなる通信リンクに接続されているデータモデムに
おいて、第１及び第２の２線式ラインからそれぞれ反射
して受信機内に戻される送信された信号の近エコー及び
遠エコーのパラメタを初期に推定する方法であって、（
ａ）符号化された周波数域サンプルの集合の持続時間に
等しい周期を有する循環信号を繰り返して送信する段階
と、（ｂ）遠エコーがモデムの受信機に到着する前に近
エコー経路を介して受信された信号のサンプルの第１の
集合を周波数域に変換する段階と、（ｃ）段階（ｂ）の
サンプルの第１の集合の変換を循環信号の変換で除すこ
とによって近エコー経路の周波数域特性の第１の推定を
形成する段階と、（ｄ）段階（ｃ）の第１の推定を時間
域に変換し、近エコーのスパンの外側に位置する全ての
サンプルを０にセットすることによって近エコー経路の
時間域パラメタを計算する段階と、（ｅ）段階（ｄ）の
時間域パラメタを周波数域に変換することによって近エ
コー経路の周波数域パラメタの滑らかにされた集合を計
算する段階と、（ｆ）遠エコーが受信機に到着する前に
受信された段階（ｄ）の時間域パラメタ及び段階（ｅ）
の周波数域パラメタの全ての集合を平均する段階と、（
ｇ）遠エコーが受信機に到着した後に受信された実際の
受信信号のサンプルの集合を周波数域に変換することに
よって、組合された近及び遠エコーの周波数域パラメタ
を計算する段階と、（ｈ）段階（ｇ）の組合されたエコ
ー経路の周波数域パラメタから段階（ｆ）の近エコー経
路の滑らかにされ平均化された周波数域パラメタを差し
引くことによって遠エコー経路の周波数域パラメタの第
１の推定を生成する段階と、（ｈ）段階（ｆ）のパラメ
タの平均された集合を使用して、推定された近エコーの
時間域サンプルを計算する段階と、（ｉ）段階（ｈ）の
第１の推定を時間域に変換し、（ｊ）遠エコー経路の推
定された周波数オフセットを補償するために必要な角度
だけ段階（ｉ）のパラメタの第１の集合を回転させるこ
とによって遠エコーの時間域パラメタの第２の集合を生
成する段階と、（ｋ）段階（ｈ）のパラメタの第２の集
合を周波数域に変換する段階と、（ｌ）第１の推定の後
の近及び遠両エコーからなる受信信号のサンプルの全て
の集合に関して周波数域パラメタの位相角の変化を平均
し、それによって推定された周波数オフセットの更新を
計算する段階とを具備することを特徴とする方法。
【請求項１２】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が２線式ラ
インに接続されているデータモデムにおいて、２線式ラ
インを介して送信された信号が、モデムの出力インピー
ダンスと２線式ラインの入力インピーダンスとの間の不
完全な整合によって反射して受信機内に戻されるエコー
を打ち消す装置であって、エコーが経由する経路の周波
数域特性の推定を形成する手段と、推定された周波数域
特性を時間域に変換することによってエコー経路のイン
パルス応答の推定を形成する手段と、推定されたインパ
ルス応答に基づいて送信信号の予測されるエコー信号を
計算する手段と、２線式ラインから受信した実際の信号
から予測されるエコー信号を差し引く手段と、実際の受
信信号に作用して、エコー成分が循環して現れるように
変更された受信信号を形成する手段と、変更された受信
信号の時間サンプルを周波数域に変換する手段と、変換
された変更された受信信号と、送信信号の符号化された
周波数域サンプルとを相関させる手段と、エコー経路の
推定された周波数域特性を変化させることによって相関
を減少させる手段とを具備することを特徴とする装置。
【請求項１３】　　離散フーリエ変換を使用して時間域
から周波数域への変換を遂行し、逆離散フーリエ変換を
使用して周波数域から時間域への変換を遂行する手段を
も含む請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】　　高速フーリエ変換を使用して時間域
から周波数域への変換を遂行し、逆高速フーリエ変換を
使用して周波数域から時間域への変換を遂行する手段を
も含む請求項１２に記載の装置。
【請求項１５】　　複合集合が占める周波数帯域が、符
号化された周波数域サンプルが占める周波数帯域よりも
広くなるように、データ情報を輸送するために使用され
ていない若干の他のサンプルによって符号化された周波
数域サンプルを増補する手段をも含む請求項１２に記載
の装置。
【請求項１６】　　周波数域パラメタを平滑する手段を
も含み、この手段が、周波数域特性を変化させることに
よって新しい特性の第１の集合を生成する手段と、新し
い特性の第１の集合を時間域に変換し、時間域インパル
ス応答を丸めることによって推定されたインパルス応答
のパラメタの新しい集合を生成する手段と、新しい丸め
られた推定インパルス応答を周波数域に変換することに
よって新しい周波数域特性の第２の集合を生成する手段
とを含む請求項１２に記載の装置。
【請求項１７】　　逆高速フーリエ変換及び高速フーリ
エ変換を使用して変換を遂行する請求項１６に記載の装
置。
【請求項１８】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の
２線式ラインと、１またはそれ以上の４線式地上搬送波
装置と、第２の２線式ラインとからなる通信リンクに接
続されているデータモデムにおいて、第２の２線式ライ
ンから反射して受信機に戻され、且つ周波数がオフセッ
トしている可能性がある送信された信号の遠エコーを打
ち消すための装置であって、遠エコーが経由する経路の
周波数域特性及び周波数オフセットの第１の推定を形成
する手段と、推定された周波数域特性を時間域に変換す
ることによって遠エコー経路のインパルス応答パラメタ
の推定を形成する手段と、推定されたインパルス応答パ
ラメタに基づいて送信信号のエコーの予測される時間域
サンプルを計算する手段と、周波数オフセットの推定に
比例して時間と共に線形に増加する角度だけ、予測され
る時間域サンプルを回転させる手段と、２線式ラインか
ら受信した実際の信号から回転された予測されたエコー
信号を差し引くことによって変更された受信信号を計算
する手段と、変更された受信信号の時間域サンプルの第
１のブロックを周波数域に変換する手段と、変換された
変更された受信信号と、送信信号の符号化された周波数
域サンプルとを相関させる手段と、相関に比例する小さ
い量だけ、推定された各周波数域エコー経路特性を減少
させることによって、推定されたた周波数域エコー経路
特性の新しい集合を計算する手段と、新しい各周波数特
性の回転位相角の推定の集合を計算する手段と、位相角
の変化を特性の集合に亙って平均する手段と、平均位相
角を濾波することによって遠エコーの周波数オフセット
の改善された推定を生成する手段とを具備することを特
徴とする装置。
【請求項１９】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の
２線式ラインと、１またはそれ以上の４線式地上搬送波
装置と、第２の２線式ラインとからなる地上通信リンク
に接続されているデータモデムにおいて、第１及び第２
の２線式ラインからそれぞれ反射して受信機内に戻され
る送信された信号の近エコー及び遠エコーのパラメタを
初期に推定する装置であって、符号化された周波数域サ
ンプルの集合の持続時間に等しく、且つ遠エコーの遅延
よりも長い周期を有する循環信号を繰り返して送信する
手段と、エコー経路を介して受信した信号のサンプルの
集合を周波数域に変換する手段と、サンプルの集合の変
換を、循環信号の変換で除すことによって近及び遠両エ
コー経路の組合された周波数域特性の第１の推定を形成
する手段と、第１の推定を時間域に変換し、近エコーの
スパンの外側に位置する全てのサンプルを０にセットす
ることによって近エコー経路の時間域パラメタを計算す
る手段と、変換された第１の推定の中で遠エコーのスパ
ンの外側に位置する全てのサンプルを０にセットするこ
とによって遠エコーの時間域パラメタの第１の集合を計
算する手段と、遠エコー経路の推定された周波数オフセ
ットを補償するために必要な角度だけ時間域パラメタの
第１の集合を回転させることによって遠エコーの時間域
パラメタの第２の集合を生成する手段と、時間域パラメ
タの第２の集合を周波数域に変換する手段と、第１の受
信信号の後に実際に受信した信号のサンプルの全ての集
合に関して周波数域パラメタの位相角の変化を平均し、
それによって推定された周波数オフセットの更新を計算
する手段とを具備することを特徴とする装置。
【請求項２０】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の
２線式ラインと、軌道衛星を介して送信する１またはそ
れ以上の４線式地上搬送波システムと、第２の２線式ラ
インとからなる通信リンクに接続されているデータモデ
ムにおいて、第１及び第２の２線式ラインからそれぞれ
反射して受信機内に戻される送信された信号の近エコー
及び遠エコーのパラメタを初期に推定する装置であって
、符号化された周波数域サンプルの集合の持続時間に等
しい周期を有する循環信号を繰り返して送信する手段と
、遠エコーが第１のモデムの受信機に到着する前に近エ
コー経路を介して受信された信号のサンプルの第１の集
合を周波数域に変換する手段と、サンプルの第１の集合
の変換を、循環信号の変換で除すことによって近エコー
経路の周波数域特性の第１の推定を形成する手段と、第
１の推定を時間域に変換し、近エコーのスパンの外側に
位置する全てのサンプルを０にセットすることによって
近エコー経路の時間域パラメタを計算する手段と、時間
域パラメタを周波数域に変換することによって近エコー
経路の周波数域パラメタの滑らかにされた集合を計算す
る手段と、遠エコーが受信機に到着する前に受信された
時間域パラメタ及び周波数域パラメタの全ての集合を平
均する手段と、パラメタの平均された集合を使用して、
推定された近エコーの時間域サンプルを計算する手段と
、遠エコーが受信機に到着した後に受信される実際の受
信信号のサンプルから時間域サンプルを差し引く手段と
、遠エコー経路の推定された周波数オフセットを補償す
るために必要な角度だけサンプルの第１の集合を回転さ
せることによって遠エコー信号の時間域サンプルの第２
の集合を生成する手段と、サンプルの第２の集合を周波
数域に変換する手段と、第１の推定の後の近及び遠両エ
コーからなる受信信号のサンプルの全ての集合に関して
周波数域パラメタの位相角の変化を平均し、それによっ
て推定された周波数オフセットの更新を計算する手段と
を具備することを特徴とする方法。
【請求項２１】　　符号化された周波数域サンプルのブ
ロックを時間域サンプルのブロックに変換する多重搬送
波送信機と、その逆演算を遂行する多重搬送波受信機と
を具備し、これらの送信機及び受信機の両者が、第１の
２線式ラインと、軌道衛星を介して送信する１またはそ
れ以上の４線式地上搬送波システムと、第２の２線式ラ
インとからなる通信リンクに接続されているデータモデ
ムにおいて、第１及び第２の２線式ラインからそれぞれ
反射して受信機内に戻される送信された信号の近エコー
及び遠エコーのパラメタを初期に推定する方法であって
、符号化された周波数域サンプルの集合の持続時間に等
しい周期を有する循環信号を繰り返して送信する手段と
、遠エコーが第１のモデムの受信機に到着する前に近エ
コー経路を介して受信された信号のサンプルの第１の集
合を周波数域に変換する手段と、サンプルの第１の集合
の変換を、循環信号の変換で除すことによって近エコー
経路の周波数域特性の第１の推定を形成する手段と、第
１の推定を時間域に変換し、近エコーのスパンの外側に
位置する全てのサンプルを０にセットすることによって
近エコー経路の時間域パラメタを計算する手段と、時間
域パラメタを周波数域に変換することによって近エコー
経路の周波数域パラメタの滑らかにされた集合を計算す
る手段と、遠エコーが受信機に到着する前に受信された
時間域パラメタ及び周波数域パラメタの全ての集合を平
均する手段と、遠エコーが受信機に到着した後に受信さ
れた実際の受信信号のサンプルの集合を周波数域に変換
することによって、組合された近及び遠エコーの周波数
域パラメタを計算する手段と、組合されたエコー経路の
周波数域パラメタから近エコー経路の滑らかにされ平均
化された周波数域パラメタを差し引くことによって遠エ
コー経路の周波数域パラメタの第１の推定を生成する手
段と、第１の推定を時間域に変換し、遠エコー経路の推
定された周波数オフセットを補償するために必要な角度
だけパラメタの第１の集合を回転させることによって遠
エコーの時間域パラメタの第２の集合を生成する手段と
、パラメタの第２の集合を周波数域に変換する手段と、
第１の推定の後の近及び遠両エコーからなる受信信号の
サンプルの全ての集合に関して周波数域パラメタの位相
角の変化を平均し、それによって推定された周波数オフ
セットの更新を計算する手段とを具備することを特徴と
する装置。