JPH0435545A - 干渉波除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は干渉波除去装置に関し、特にマルチパスフェー
ジング回線において強い干渉波が存在した場合にフェー
ジングによる波形歪の適応等化および干渉波の除去を行
う干渉波除去装置に間する。

（従来の技術） 従来、ＰＳＫ＋ＱＡＭを用いたディジタルマイクロ波回
線に対してＦＭ回線による干渉が問題となることがある
。特にディジタル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭帯
域干渉波と見なされる。また、強度のマルチパスフェー
ジング回線においては適応等化技術が不可欠であり、見
通し外通信のように伝搬距離が大きな回線では整合フィ
ルタ（ＭＦ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）とを用いた
受信機が必要となる。マルチパスフェージング環境下で
の狭帯域干渉波の除去を行う従来の干渉波除去装置の一
例を第４図に示す。

第４図において、４１はトランスバーサルフィルタ、４
２は整合フィルタ（ＭＦ）、４３は判定帰還形等化１１
（ＤＦＥ）であり、４４から５１はこの従来の干渉波除
去装置の各部分における信号スペクトラムの様子を示す
。

狭帯域干渉波の除去には、通常トランスバーサルフィル
タが用いられる。これは、トランスバーサルフィルタの
振幅特性を干渉波の周波数帯域において落ち込ませるこ
とにより干渉波を除去しようとするものである。またト
ランスバーサルフィルタのタップ係数のｉ！ＪＩＪ＃は
、判定器から出力される誤差信号の自乗平均値が最小と
なるようにＬＭＳアルゴリズムまたはカルマンアルゴリ
ズムなどにより行なわれる。しかし、トランスバーサル
フィルタによる干渉波の除去は基本的に周波数領域にお
けるフィルタリングであり、干渉波を十分除去させよう
とすると、希望信号の干渉波と同じ周波数成分を除去す
ることになり、伝送路で生じるマルチパス歪以外に強い
波形歪を生じさせることになる。

第４図（ａ）に希望信号に干渉波が重なった受信信号か
らの干渉波除去の様子を示す、トランスバーサルフィル
タ４１に入力する受信信号は４４に示すように希望信号
Ｓに干渉波Ｊが重なっている。トランスバーサルフィル
タ４１は干渉波Ｊを除去するなめに、そのフィルタの周
波数特性の干渉波の周波数帯域に深いデイツプを生じさ
せる。

従って、トランスバーサルフィルタ４１の出力において
は４５のように干渉波は除去されるが、希望信号成分の
周波数特性が削られる。この信号スペクトラム４５のよ
うに周波数軸上にノツチが生じることは、インパルス応
答が２波モデルのように分散していることと等価である
。すなわち、この状態はマルチパス状態に近似される。

整合フィルタ４２は分散したインパルス応答を対称化し
、遅延分散したエコー成分を主波に同相合成しようとす
る。従って、主波に対するエコー波の比率が減少し、４
５のようにノツチを有する信号は整合フィルタ４２を通
過することにより４６のようにノツチが浅くなる。整合
フィルタ４２の出力は判定帰還形等化器４３に入力され
てマルチパス歪が除去され、４７のように希望信号波Ｓ
が出力される０以上のように第４図（ａ）においては受
信信号に含まれる干渉波が十分除去されて希望信号が正
確に等化される。

第４図（ｂ）にマルチパス歪が生じた希望信号に干渉波
が重なった受信信号からの干渉波除去の様子を示す。

第４図（ｂ）においてトランスバーサルフィルタ４１に
入力する受信信号は、伝送路ですでに希望信号Ｓに対し
てマルチパス歪が生じ、その希望信号Ｓに干渉波Ｊが重
なった信号である。トランスパーサルフィルタ４１は干
渉波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性の
干渉波の周波数帯域にノツチを生じさせる。ところで、
すでに伝搬路にて生じたマルチパスによるノツチ周波数
と干渉波の周波数とが興なる場合、整合フィルタ４２に
入力する信号は信号帯域に複数のノ・ｙチを有すること
になる。すなわちノツチの入る周波数間隔が短くなる。

一般にノツチ間隔が短いということは、インパルス応答
において遅延時間差が大きいエコー波が存在することに
対応している。この状態で希望信号から歪を除去させる
には、整合フィルタ４２および判定帰還形等化器４３の
タップ数を増大させる必要がある。しかし、これらタッ
プ数は伝搬路で生じる遅延分散に対応した値に設定され
ており、必要最小限のタップ数とされるのが通常である
。従って、４９に示すように伝搬路で生じる歪以外にト
ランスバーサルフィルタ４１で新たに歪が生じることは
整合フィルタ４２に対する負担を増す、特にインパルス
応答の分布領域が整合フィルタ４２のタッグ数を越える
ことは、インパルス応答を対称化出来ないばかりか、む
しろその分布を広げる場合もあり、望ましい効果が得ら
れない、整合フィルタ４２の出力である５０は判定形等
化器４３に入力されるが、そのインパルス応答の様子は
等化能力を越えており、十分等化されず５１のように歪
が残ってしまう。

また、干渉波の数が２波以上あると周波数軸上のフィル
タリングも複雑となり、トランスバーサルフィルタのタ
ップ数をかなり増大させる必要がある。干渉波が除去さ
れるべき周波数箇所が複数の場合、希望信号スペクトラ
ムは大幅に削られることになり、希望信号が正確に等化
されず、その弊害は大きい。

（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の干渉波除去装置では、受信信号にマルチ
パスフェージングによる歪以外に、干渉波を除去する処
理に付随した歪が加わるので、適応等化に対する負担が
増大し、波形歪が十分除去されないという欠点がある。

そこで本発明の目的は、マルチパス歪と干渉波の両方を
効果的に除去することができる干渉波除去装置を提供す
ることにある。

（ＪＡＭを解決するための手段） 本発明に係る第１の干渉波除去装置は、希望信号および
干渉波でなる受信信号と推定干渉波との差の信号を生成
する第１の減算器と、該第１の減算器から出力される前
記差信号と判定信号とから伝送系のインパルス応答を推
定して推定インパルス応答を得ると共に該推定インパル
ス応答の時間反転で複素共役な応答と前期差信号とを畳
込んだ整合信号を得る整合フィルタと、該整合フィルタ
から出力される前記整合信号に含まれるマルチパス歪を
除去して前記判定信号と判定結果の誤差信号とを得る判
定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と前記判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子
の出力信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成
分を抽出する第２の減算器と、前記干渉波成分と前記誤
差信号との相関を取って相関値を得る相関器と、前記干
渉波成分に前記相関値を乗じて前記推定干渉波を得る乗
算器とからなることを特徴とする。

また本発明に係る第２の干渉波除去装置は、希望信号お
よび干渉波でなる受信信号と推定干渉波との差の信号を
生成する第１の減算器と、該第１の減算器から出力され
る前記差信号と基準信号とから伝送系のインパルス応答
を推定して推定インパルス応答を得ると共に該推定イン
パルス応答の時間反転で複素共役な応答と前記差信号と
を畳込んだ整合信号を得る整合フィルタと、前記基準信
号を用いて前記整合信号に対して判定帰還形等化を行っ
て当該整合信号に含まれるマルチパス歪を除去して判定
信号と判定結果の誤差信号とを得る判定帰還形等化器と
、仮定した送信シンボル列を表すトレーニング信号を発
生するトレーニング信号発生器と、前記誤差信号に応じ
て前記判定信号と前記トレーニング信号のいずれか一方
を選択して前記基準信号として出力する切換え器と、前
記推定インパルス応答と前記基準信号とを畳込んで推定
希望信号を得る査込み器と、前記受信信号に一定の遅延
を与える遅延素子と、該遅延素子の出力信号と前記推定
希望信号との差を取って干渉波成分を抽出する第２の減
算器と、前記干渉波成分と前記誤差信号との相関を取っ
て相関値を得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関値
を乗じて前記推定干渉波を得る乗算器とからなることを
特徴とする。

（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。

第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図である。第２図は本発明に係る
第２の干渉波除去装置の一実施例を示すブロック図であ
る。

第１図において、１は整合フィルタ（ＭＰ）、２は判定
帰還形等化器（ＤＦＥ）、３は畳込み器、４は乗算器、
５は相関器、６はτの遅延時間を有する遅延素子、７お
よび８は減算器である。

第２図において、２１は整合フィルタ（ＭＦ）、２２は
判定帰還形等化器（ＤＦＥ＞、２２ａは前方等化！Ｉ　
（ＦＥ）、２２ｂは後方等化器（ＢＥン、２２ｅは判定
器、２２ｄおよび２２ｅは減算器、２３は畳込み器、２
４は乗算器、２５は相関器、２６はτの遅延時間を有す
る遅延素子、２７および２８は減算器、２９は切換え器
、３０はトレーニング信号発生器、３１は制御器である
。

第１図の実施例において１、送信シンボル列をａ　ｍ　
　（ｎ　”−ω・・・＋■）、ＭＦＩに入力されるまで
の伝送系のインパルス応答の離散値をり、とすると、受
信信号１０２の離散値ｒ、は、ｒ、＝Ｓ＋Ｊ＝Σａ　＊
　　ｈ　ｋ−ｍ　　＋　、Ｊ　　　　＝・（１）で示さ
れる。ここでＪは希望信号Ｓの周波数帯域に比べ狭い帯
域の干渉波を示す。

ＭＦＩは判定信号ａａ１０６と（１）式で示された受信
信号１０２との相関を取ることにより、伝送系のインパ
ルス応答を推定する０次式はその相関過程を示す。

＝ｈ、　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　・・・　（２〉ＭＦＩは、この推定インパルス応答
の時間反転で複素共役な応答り一°と受信信号１０２と
を骨込む操作を行う。

一方、畳込み器３は、ＭＦｌの推定したインパルス応答
り、１０３とＤＦＥ２の出力の判定信号ａ、１０６とを
畳込む。すなわち判定信号ａｍｌＯ６が送信シンボル列
ａ、に等しい時には、畳込み器３は受信希望信号Ｓを推
定していることになる。この推定する希望信号レプリカ
（再生波形）を作り出すまでの処理時間のために、希望
信号レプリカは入力端子１１での希望信号成分よりτだ
け遅延している。そこで入力信号１０１を遅延素子６で
遅延調整し、減算器８にて遅延素子６の出力信号から璧
込み器３の出力の希望信号レプリカを減じる。従って、
減算器８はτだけ遅延した干渉波、■を出力する。ここ
では希望信号スペクトラムに比べ、ＦＭ波のような狭帯
域干渉波を対象としているから、干渉波の中心周波数を
ωとすると、τの遅延はｅｘｐ（−Ｊωτ）の位相ずれ
を干渉波、Ｊに与えると近似できる。すなわち減算器８
の出力はＪ−ｅｘｐ（ｊωτ）となっている。

この減算器８の出力に相関器５の出力である相関値Ｗ１
０７が乗算器４で乗じられて、減算器７に供給される。

この乗算器４の出力を Ｊ＝Ｗ−Ｊ−ｅｘｐ（Ｊωτ）　　・・・（３）とおく
と、減算器７の出力は（Ｓ＋Ｊ−Ｊ）となる、ＤＦＥ２
内の判定器には、減算器７の出力にＭＦＩおよびＤＦＥ
２の伝達関数Ｈが乗じられた信号が入力される６すなわ
ちＤＦＥ２内の判定器から出力される誤差信号εには干
渉波Ｊによる誤差成分が含まれる。特に、マルチパスフ
ェージングによる符号量干渉（ＩＳＩ）が同時に存在す
る場合、判定器誤差信号εはＩＳＩによる誤差成分と干
渉波Ｊによる誤差成分の両方を含む、ところでＤＦＥ２
の制御には誤差信号εが用いられるが、誤差信号ε中の
干渉波成分はＩＳＩによる成分とは独立であるから、Ｄ
ＦＥ２のタップ係数の修正には影響を与えない、すなわ
ちＩＳＩがＭＦＩとＤＦＥ２とでなるＭ　Ｆ／Ｄ　Ｆ　
Ｂ受信機により除去されたとすれば、誤差信号εは次の
ように近似される。

ε＝Ｈ・　（Ｊ−Ｊ）　　　　　　　　　　・・・（４
）この誤差信号εの自乗平均値である評価間数ξは、フ
ェージングおよび干渉波Ｊの変動の速さが希望信号速度
に比べ遅いときには、 ξ＝Ｅ［ε・ε１１］ のように平均値表示Ｅを省略して示せる。

ξは乗算器４のタップ係数Ｗの関数であり、ξが最小と
なるＷは、 ＋　　＋　　“ −・］１日＝０　・・・（５） より与えられ、（３）式を用いて、 Ｗ０？ｔ＝ｅｘｐ　（Ｊωｒ）　　　　　　＝　（６）
となる。

ところで、このＷの理想値に適応的に追随するには、評
価関数ξに対して勾配法を用いる。あるＷの値における
ξ面の勾配は、平均値表示Ｅを省略して次のように示さ
れる。

＝−ε−Ｊ”ｅｘｐ（Ｊωｒ）Ｈ”　　　　・・−（７
＞すなわちタップ係数Ｗは次式で修正すれば（６）式の
理想値に収束する。

Ｗｓ＝Ｗ”−’−ｐ、−ｔ　− （Ｊｅｘｐ　（Ｊωτ））°　　・・・（８）ここでμ
は修正係数である。

上記したタップ修正操作は第１図において、相関器５よ
り行われる。相関器５は減算器８からの信号Ｊｅｘｐ　
（−ｊ（１１）τ＞の複素共役とＤＦＥ２からの誤差信
号ε１０５との積の平均を取ることにより、（８）式で
示されるタップ修正を実現する。

以上の操作により、乗算器４の出力には、入力信号１０
１中の干渉波Ｊの推定値が得られる。この推定干渉波Ｊ
を減算器７を用いて入力信号Ｓ＋Ｊ１０１から減じるこ
とにより干渉波Ｊを除去できる。

以後の動作において干渉波が変動しても、適応的に干渉
波が除去される。一方、マルチパスフェージングによる
波形歪については、干渉除去とは独立にＭＰ／ＤＦＥ受
信機により除去される。

次に、以上の動作を第３図に示すベクトル図とスペクト
ラムを用いて説明する。伝搬路でマルチパス歪を受けた
希望信号スペクトラムに狭帯域干渉波Ｊが存在する場合
を第３図（ａ）のスペクトラム欄に示す。また、そのベ
クトル関数をベクトル図の欄に示す、マルチパス歪のた
めの希望信号Ｓのスペクトラムにノツチが生じている０
畳込み器３の出力は希望信号Ｓのレプリカを作るが、こ
のレプリカは入力端子１１における希望信号Ｓよりτだ
け遅延しているから、第３図（ａ）のＳベクトルより位
相がずれて（ｂ）のＳベクトルのように示される。（ａ
）をτだけ遅延させたものから（ｂ）の希望信号レプリ
カを減じたものを（Ｃ）に示す、すなわち減算器８の出
力は干渉波Ｊを推定していることになる。これに相関器
５の出力であるタップ係数Ｗを乗じたものが（ｄ）の乗
算器４の出力となっている。この（ｄ）の推定干渉波、
Ｊを（ａ）の入力から減じることにより（ｅ）に示すよ
うにマルチパス歪を受けた希望信号成分のみ抽出するこ
とができ、ＭＦ／ＤＦＥ受信機により、（ｆ）のように
適応等化される。

上記の動作において、マルチパス歪以外に干渉波除去に
よる歪を希望信号Ｓに与えることは無い。

このように本実施例では、周波数領域のフィルタリング
を行なわずに干渉波を除去するから、複数の干渉波が存
在しても除去が可能である。

ところでＭ　Ｆ／Ｄ　Ｆ　Ｅ受信機を立ち上げる時、す
でにＤ／Ｕ比がマイナスとなるくらい強い干渉波が存在
している場合、Ｍ　Ｆ／Ｄ　Ｆ　Ｅ受信機は正しい判定
信号を出力できない６判定信号が誤っていると、ＭＰは
正しいインパルス応答推定を行えない、従って、希望信
号レプリカはもはや正しいものではなくなる。この場合
、このまま放置しておくと永久に立ち上がることができ
なくなってしまう。

そこで、この初期引き込みを解決するものが第２図に示
した実施例である。

第２図において、２１，２２，２３，２４，２５，２６
．２７および２８はそれぞれ第１図の１゜２．３，４，
５，６．７および８に対応しており、これら第２図の構
成要素は第１図の構成要素と同じ動作を行う、干渉波Ｊ
が除去されるまでの間、送信シンボル列ａ、と同じトレ
ーニング信号をトレーニング信号発生器３０に出力させ
、このトレーニング信号を切換え器２９において制御信
号２０２により選択し、畳込み器２３とＭＰ２１とＤＦ
Ｅ２２とに供給する。この場合、ＭＦ２１はトレーニン
グ系列ａ、と（１）式で示された受信信号１０２との相
関を取ることにより伝送系のインパルス応答を推定する
。この際、干渉波Ｊと判定＾ 信号ａ、１０６との相関値が零となるから、干渉波Ｊが
まだ除去されていなくても推定インパルス応答は正しい
値となる。また、畳込み器２３はトレーニング系列ａ、
を用いるから、その出力は正しい希望信号レプリカとな
る。希望信号レプリカが正しい値となれば、減算器２８
において干渉波成分Ｊｅｘｐ（Ｊωτ）が抽出される。

一方、トレーニング信号がＤＦＥ２２内の減算器２２ｅ
に供給されているから、干渉波成分を正しく含んだ判定
器誤差信号ε１０５が得られる。またＤＦＥ２２内の後
方等化器（ＢＥ）２２ｂにおいて、誤った判定信号を用
いていると、減算器２２ｄに正しくない信号をフィード
バックするから、誤差信号ε１０５を乱す。そこで、本
実施例ではＢＥ２２ｂにも切換え器２９の出力信号を供
給する。

このように初期引き込み時に、トレーニング信号を用い
ることで、誤差信号ε１０５が最小となるように、相関
器２５の相関値が制御される。すなわち乗算器２４の出
力に正しい干渉波Ｊの推定値が得られ、減算器２７での
干渉波の除去が可能となる。

干渉波が除去されてくると、判定器誤差信号ε１０５は
小さくなっていく、制御器３１は判定器誤差信号ε１０
５を入力としており、その自乗平均値ξを監視しており
、これが予め設定されたしきい値以下となった場合、干
渉波が正しく除去されたと判断して切換え器２９を制御
し、ＤＦＥ２２からの判定信号１０６を選択出力させる
。それ以後、畳込み器２３とＭＦ２１とＤＦＥ２２は判
定信号１０６を供給され、第１図の実施例で説明したの
と同じ干渉波除去操作を続ける。なお送信側に対するト
レーニング信号の挿入方法には２通りあり、１つは送信
信号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他方は
受信側からの信号により、挿入または解除という方法が
ある。

以上の第２図の実施例により、初期引き込みを解決した
狭帯域干渉波除去が可能となる。

（発明の効果） 本発明は、以上に説明したように、周波数軸上のフィル
タリングを行わず、希望信号レプリカを受信信号から減
じることにより干渉成分を抽出し、判定帰還形等化器の
判定器誤差信号が最小となるように抽出干渉波を重みす
けして干渉成分を受信信号から減じることにより干渉波
の除去を行うから、マルチパス歪を受けた希望信号に干
渉波除去による影響を与えることなく、干渉波が複数存
在していても、マルチパス歪と干渉波の両方を効果的に
除去できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図、第２図は本発明に係る第２の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図の実施例の動作を説明する図
、第４図は従来の干渉波除去装置およびその干渉波除去
を示す図である。 １．２１・・・整合フィルタ（ＭＰ）、２．２２・・・
判定帰還形等化器（ＤＦＥ）、３．２３・・・畳込み器
、４，２４・・・乗算器、５，２５・・・相関器、６２
６・・・τの遅延時間を有する遅延素子、７．８゜２７
．２８・・・減算器、１１・・・入力端子、１２・・・
出力端子、２２ａ・・・前方等化器（ＦＢ）、２２ｂ・
・・後方等化器（ＢＥ）、２２ｃ・・・判定器、２２ｄ
。 ２２ｅ・・・減算器、２９・・・切換え器、３０・・・
トレーニング信号発生器、３１・・・制御器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉
   波との差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減
   算器から出力される前記差信号と判定信号とから伝送系
   のインパルス応答を推定して推定インパルス応答を得る
   と共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応
   答と前期差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィル
   タと、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含
   まれるマルチパス歪を除去して前記判定信号と判定結果
   の誤差信号とを得る判定帰還形等化器と、前記推定イン
   パルス応答と前記判定信号とを畳込んで推定希望信号を
   得る畳込み器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅
   延素子と、該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号と
   の差を取って干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前
   記干渉波成分と前記誤差信号との相関を取つて相関値を
   得る相関器と、前記干渉波成分に前記相関値を乗じて前
   記推定干渉波を得る乗算器とからなることを特徴とする
   干渉波除去装置。
2. （２）希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉
   波との差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減
   算器から出力される前記差信号と基準信号とから伝送系
   のインパルス応答を推定して推定インパルス応答を得る
   と共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応
   答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィル
   タと、前記基準信号を用いて前記整合信号に対して判定
   帰還等化を行って当該整合信号に含まれるマルチパス歪
   を除去して判定信号と判定結果の誤差信号とを得る判定
   帰還形等化器と、仮定した送信シンボル列を表すトレー
   ニング信号を発生するトレーニング信号発生器と、前記
   誤差信号に応じて前記判定信号と前記トレーニング信号
   のいずれか一方を選択して前記基準信号として出力する
   切換え器と、前記推定インパルス応答と前記基準信号と
   を畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記受信信
   号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子の出力
   信号と前記推定希望信号との差を取つて干渉波成分を抽
   出する第２の減算器と、前記干渉波成分と前記誤差信号
   との相関を取って相関値を得る相関器と、前記干渉波成
   分に前記相関値を乗じて前記推定干渉波を得る乗算器と
   からなることを特徴とする干渉波除去装置。