JPH0435547A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH0435547A JPH0435547A JP2142239A JP14223990A JPH0435547A JP H0435547 A JPH0435547 A JP H0435547A JP 2142239 A JP2142239 A JP 2142239A JP 14223990 A JP14223990 A JP 14223990A JP H0435547 A JPH0435547 A JP H0435547A
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- interference wave
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 abstract description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 6
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 9
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
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- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は干渉波除去装置に関し、特にダイバーシティ方
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてＤ
／Ｕ （希望波対干渉波比）がマイナスとなるような強
い干渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフ
ェージングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去
装置に関する。
式を必要とするマルチパスフェージング回線においてＤ
／Ｕ （希望波対干渉波比）がマイナスとなるような強
い干渉波が存在する場合の広帯域干渉波の除去およびフ
ェージングによる波形歪の適応等化を行なう干渉波除去
装置に関する。
（従来の技術）
従来、ＰＳＫＪ？？ＱＡＭを用いたディジタルマイクロ
波回線に対してＦＭ回線による干渉や、隣接チャンネル
からの干渉または妨害波などが問題となることがある。
波回線に対してＦＭ回線による干渉や、隣接チャンネル
からの干渉または妨害波などが問題となることがある。
特に、ディジタル伝送が高速の場合、ＦＭ干渉波は狭帯
域干渉波と見なされるが、それ以外の干渉波は広帯域の
場合がある。また、強度のマルチパスフェージング回線
においてはダイバーシティ方式や適応等化技術が不可欠
であり、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線で
は整合フィルタ（ＭＰ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）
とを用いた受信機が必要となる。マルチパスフェージン
グ環境下での広帯域干渉波の除去を行なう従来の干渉波
除去装置の一例を第３図に示す。
域干渉波と見なされるが、それ以外の干渉波は広帯域の
場合がある。また、強度のマルチパスフェージング回線
においてはダイバーシティ方式や適応等化技術が不可欠
であり、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回線で
は整合フィルタ（ＭＰ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）
とを用いた受信機が必要となる。マルチパスフェージン
グ環境下での広帯域干渉波の除去を行なう従来の干渉波
除去装置の一例を第３図に示す。
第３図において、３０１と３０２は乗算器、３０３は加
算器、３０４は減算器、３０５と３０８と３０９はＡＧ
Ｃ＃！器、３０６と３０７は相関器、３１０は切換え器
、３１１は適応等化器である。この従来の干渉波除去装
置は、２つのルートのそれぞれの受信信号を２重ダイバ
ーシティ合成し、該合成信号を適応等化器（ＥＱＬ）を
用いる適応受信機に通して等化を行なっている。
算器、３０４は減算器、３０５と３０８と３０９はＡＧ
Ｃ＃！器、３０６と３０７は相関器、３１０は切換え器
、３１１は適応等化器である。この従来の干渉波除去装
置は、２つのルートのそれぞれの受信信号を２重ダイバ
ーシティ合成し、該合成信号を適応等化器（ＥＱＬ）を
用いる適応受信機に通して等化を行なっている。
ダイバーシティ合成は加算器３０３で行われ、その合成
方式は最大比合成である。入力１と入力２の各ダイバー
シティ入力は、それぞれＡＧＣｔＩ！幅器３０８と３０
９でフラットフェージングによるレベル変動を除かれ、
加算器３０３で最大比合成されるように乗算器３０１と
３０２においてそれぞれ複素タップ係数が乗じられる。
方式は最大比合成である。入力１と入力２の各ダイバー
シティ入力は、それぞれＡＧＣｔＩ！幅器３０８と３０
９でフラットフェージングによるレベル変動を除かれ、
加算器３０３で最大比合成されるように乗算器３０１と
３０２においてそれぞれ複素タップ係数が乗じられる。
これらのタップ係数は、相関器３０６と３０７によるダ
イバーシティ合成後のＡＧＣ増幅器３０５の出力と、Ａ
ＧＣ＠＠器３０８器上０８０９の出力との間の相関値で
ある。干渉波が存在しない時は切換え器３１０はＡＧＣ
増幅器３０５の出力を選択して出力し、適応等化器（Ｅ
ＱＬ）３１１に受信信号を供給する。この適応等化器３
１１でマルチパスフェージングによる波形歪が除去され
る。
イバーシティ合成後のＡＧＣ増幅器３０５の出力と、Ａ
ＧＣ＠＠器３０８器上０８０９の出力との間の相関値で
ある。干渉波が存在しない時は切換え器３１０はＡＧＣ
増幅器３０５の出力を選択して出力し、適応等化器（Ｅ
ＱＬ）３１１に受信信号を供給する。この適応等化器３
１１でマルチパスフェージングによる波形歪が除去され
る。
第３図の従来の干渉波除去装置において受信信号中に広
帯域でＤ／Ｕ比（干渉波と希望波の比）ｆマイナスとな
るような強力な干渉波が存在する場合、切換え器３１０
は減算器３０４の出力を選択して出力する。この減算器
３０４は乗算器３０１の出力から乗算器３０２の出力を
減じており、加算器３０３が位相について同相合成を行
うのに対し、減算器３０４は逆相合成を行うことで干渉
波の除去を行う。
帯域でＤ／Ｕ比（干渉波と希望波の比）ｆマイナスとな
るような強力な干渉波が存在する場合、切換え器３１０
は減算器３０４の出力を選択して出力する。この減算器
３０４は乗算器３０１の出力から乗算器３０２の出力を
減じており、加算器３０３が位相について同相合成を行
うのに対し、減算器３０４は逆相合成を行うことで干渉
波の除去を行う。
第４図にその干渉波除去の動作を示す。（ａ＞と（ｄ）
はそれぞれダイバーシティルート１．２の入力１．２を
示している。ここで、各ルートの希望波を３１．Ｓ２と
し、干渉波をＪｌ、Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとな
るくらい干渉波が大きい時には、干渉波どうしが同相合
成されるように制御され、（ｂ）と（ｅ）に示すように
、乗算器３０１と３０２の出力において干渉波Ｊ１とＪ
２の振幅および位相が等しくなる。この場合、（ｃ）に
示す加算器３０３の出力は、干渉波どうしの同相合成を
示している。一方、（ｆ）に示すように減算器３０４で
は干渉波どうしが逆相合成され、干渉波は除去されて、
希望信号波のみが抽出されている。しかしＳｌと８２に
ついては、最大比合成のみならず同相合成すら行なわれ
ないことになる。特に、希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関
係により、希望信号波が消えることがある。入力１と入
力２が（ｇ）と（Ｊ）に示すようにＳとＪとの振幅位相
関係が同じ場合、乗算器３０１と３０２の出力は（ｈ）
と（ｋ＞に示すように一致する。この時＜ｉ＞に示す加
算器３０３の出力はＳ＃ＪＪも同相合成となり（１）に
示す減算器３０４の出力はＳもＪも逆相合成となる。す
なわち干渉波は除去されているが、希望信号波も消滅す
ることになる。
はそれぞれダイバーシティルート１．２の入力１．２を
示している。ここで、各ルートの希望波を３１．Ｓ２と
し、干渉波をＪｌ、Ｊ２とする。Ｄ／Ｕがマイナスとな
るくらい干渉波が大きい時には、干渉波どうしが同相合
成されるように制御され、（ｂ）と（ｅ）に示すように
、乗算器３０１と３０２の出力において干渉波Ｊ１とＪ
２の振幅および位相が等しくなる。この場合、（ｃ）に
示す加算器３０３の出力は、干渉波どうしの同相合成を
示している。一方、（ｆ）に示すように減算器３０４で
は干渉波どうしが逆相合成され、干渉波は除去されて、
希望信号波のみが抽出されている。しかしＳｌと８２に
ついては、最大比合成のみならず同相合成すら行なわれ
ないことになる。特に、希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関
係により、希望信号波が消えることがある。入力１と入
力２が（ｇ）と（Ｊ）に示すようにＳとＪとの振幅位相
関係が同じ場合、乗算器３０１と３０２の出力は（ｈ）
と（ｋ＞に示すように一致する。この時＜ｉ＞に示す加
算器３０３の出力はＳ＃ＪＪも同相合成となり（１）に
示す減算器３０４の出力はＳもＪも逆相合成となる。す
なわち干渉波は除去されているが、希望信号波も消滅す
ることになる。
（発明が解決しようとする課題）
上述した従来の干渉波除去装置は、干渉波を除去しよう
とすると希望波についてダイバーシティの最大比合成ま
たは同相合成が行なわれないから、ダイバーシティ効果
が得られず、マルチパスフェージング回線での適応等化
による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっ
ては希望信号を消失させてしまうと言う欠点がある。
とすると希望波についてダイバーシティの最大比合成ま
たは同相合成が行なわれないから、ダイバーシティ効果
が得られず、マルチパスフェージング回線での適応等化
による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合によっ
ては希望信号を消失させてしまうと言う欠点がある。
そこで本発明の目的は、干渉波除去に伴う希望波の消滅
を防ぎかつダイバーシティ効果を損なわずに、強い広帯
域干渉波を除去し、さらにマルチパス歪を効果的に除去
することができる干渉波除去装置を提供することにある
。
を防ぎかつダイバーシティ効果を損なわずに、強い広帯
域干渉波を除去し、さらにマルチパス歪を効果的に除去
することができる干渉波除去装置を提供することにある
。
（課題を解決するための手段）
本発明に係る干渉波除去装置は、
２つのルートを設定してそれぞれのルートの受信出力を
合成する合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置であ
って、第１の希望信号と第１の干渉波でなる第１の受信
信号と、第２の希望信号と第２の干渉波でなる第２の受
信信号とを前記第１の干渉波と前記第２の干渉波とが同
相となるように合成する第１の加算器と、該第１の加算
器の出力信号を正規化して正規化信号を得るＡＧＣ＃！
Ｉ＠器と、前記第１の受信信号と前記正規化信号との相
関を取って第１の相関値を得る第１の相関器と、前記第
２の受信信号と前記正規化信号との相関を取って第２の
相関値を得る第２の相関器と、前記正規化信号に前記第
１の相関値を乗ずる第１の乗算器と、前記正規化信号に
前記第２の相関値を乗ずる第２の乗算器と、前記第１の
受信信号と前記第１の乗算器の出力信号との差を取って
第１の差信号を得る第１の減算器と、前記第２の受信信
号と前記第２の乗算器の出力信号との差を取って第２の
差信号を得る第２の減算器と、前記第１の差信号のＳ／
Ｎ比を向上させる第１の整合フィルタと、前記第２の差
信号のＳ／Ｎ比を向上させる第２の整合フィルタと、前
記第１の整合フィルタの出力信号と前記第２の整合フィ
ルタの出力信号とを合成する第２の加算器と、該第２の
加算器の出力信号の等化を行なう判定帰還型等化器とか
らなることを特徴とする。
合成する合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置であ
って、第１の希望信号と第１の干渉波でなる第１の受信
信号と、第２の希望信号と第２の干渉波でなる第２の受
信信号とを前記第１の干渉波と前記第２の干渉波とが同
相となるように合成する第１の加算器と、該第１の加算
器の出力信号を正規化して正規化信号を得るＡＧＣ＃！
Ｉ＠器と、前記第１の受信信号と前記正規化信号との相
関を取って第１の相関値を得る第１の相関器と、前記第
２の受信信号と前記正規化信号との相関を取って第２の
相関値を得る第２の相関器と、前記正規化信号に前記第
１の相関値を乗ずる第１の乗算器と、前記正規化信号に
前記第２の相関値を乗ずる第２の乗算器と、前記第１の
受信信号と前記第１の乗算器の出力信号との差を取って
第１の差信号を得る第１の減算器と、前記第２の受信信
号と前記第２の乗算器の出力信号との差を取って第２の
差信号を得る第２の減算器と、前記第１の差信号のＳ／
Ｎ比を向上させる第１の整合フィルタと、前記第２の差
信号のＳ／Ｎ比を向上させる第２の整合フィルタと、前
記第１の整合フィルタの出力信号と前記第２の整合フィ
ルタの出力信号とを合成する第２の加算器と、該第２の
加算器の出力信号の等化を行なう判定帰還型等化器とか
らなることを特徴とする。
（実施例）
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図である。第２図は本発明の干渉波除去動作
を説明する図である。
すブロック図である。第２図は本発明の干渉波除去動作
を説明する図である。
第１図において、１と２と８はＡＧＣ増幅器、３と４と
９と１０は乗算器、５と６と１１と１２は相関器、７と
１７は加算器、１３と１４は減算器、１５と１６は整合
フィルタ（ＭＦ１１８は判定帰還型等化器（ＤＦＥ）で
ある。
９と１０は乗算器、５と６と１１と１２は相関器、７と
１７は加算器、１３と１４は減算器、１５と１６は整合
フィルタ（ＭＦ１１８は判定帰還型等化器（ＤＦＥ）で
ある。
第１図において、入力１と入力２の各ダイバーシティ入
力はそれぞれＡＧＣ増幅器１と２により振幅が１に正規
化され、加算器７で同相合成されるように乗算器３と４
においてそれぞれ複素タッグ係数が乗じられる。これら
のタッグ係数は、相関器５と６によるダイバーシティ合
成後のＡＧＣ増幅器８の出力と、ＡＧＣｔ！Ｉ＠器１お
よび２の出力との間の相関値である。第１図の実施例の
受信信号中に広帯域でＤ／Ｕ比（干渉波と希望波の比）
がマイナスとなるような強力な干渉波が存在する場合、
入力１と入力２での希望波と干渉波をそれぞれ８１．Ｊ
ｌ、Ｓ２．Ｊ２とし、第２図（ａ）と（ｄ）のように示
されているとする。ここで、干渉波Ｊｌ、Ｊ２は任意の
レベルを有する広帯域干渉波とする。ｔたその発生源は
１つで、この干渉波をＪとし、ルート１の干渉波を Ｊｌ＝Ａ１ｅｘｐ （Ｊφ１ ） −Ｊ ・
（１）でモデル化する。ここで、ＡｌｅＸｐ（Ｊφ１）
はＪに対するルート１の伝達関数である。同様にルート
２に対しても干渉波を Ｊ２＝Ａ２ｅｘ１１（ｊφ２ ）−Ｊ ・（２
）とおく。
力はそれぞれＡＧＣ増幅器１と２により振幅が１に正規
化され、加算器７で同相合成されるように乗算器３と４
においてそれぞれ複素タッグ係数が乗じられる。これら
のタッグ係数は、相関器５と６によるダイバーシティ合
成後のＡＧＣ増幅器８の出力と、ＡＧＣｔ！Ｉ＠器１お
よび２の出力との間の相関値である。第１図の実施例の
受信信号中に広帯域でＤ／Ｕ比（干渉波と希望波の比）
がマイナスとなるような強力な干渉波が存在する場合、
入力１と入力２での希望波と干渉波をそれぞれ８１．Ｊ
ｌ、Ｓ２．Ｊ２とし、第２図（ａ）と（ｄ）のように示
されているとする。ここで、干渉波Ｊｌ、Ｊ２は任意の
レベルを有する広帯域干渉波とする。ｔたその発生源は
１つで、この干渉波をＪとし、ルート１の干渉波を Ｊｌ＝Ａ１ｅｘｐ （Ｊφ１ ） −Ｊ ・
（１）でモデル化する。ここで、ＡｌｅＸｐ（Ｊφ１）
はＪに対するルート１の伝達関数である。同様にルート
２に対しても干渉波を Ｊ２＝Ａ２ｅｘ１１（ｊφ２ ）−Ｊ ・（２
）とおく。
この時、乗算器３と乗算器４の出力は、それぞれ（ｂ）
と（ｅ）に示すようになり、ＡＧＣ増幅器１と２で正規
化された干渉波成分について同相合成されるように制御
される。従って、加算器７の出力は（Ｃ）に示すように
干渉波Ｊ１＋Ｊ２が希望波間に比べて支配的なレベルと
なり、希望波については同相合成されないから、そのレ
ベルは余り増大しない、さらに加算器７の出力は、ＡＧ
Ｃ増幅器８により正規化され、（ｆ）に示すようになる
。ここで、ルート１の干渉波成分が基準になった場合、
ＡＧＣ増幅器８の出力は Ｊｒ＝１・ｅＸｌｌ（Ｊφ１）＋ａ （Ｓ１＋８２）・
・・（３） で示される。ここでαは干渉波にＡＧＯが掛かったこと
による希望波に対するレベル縮小率である。
と（ｅ）に示すようになり、ＡＧＣ増幅器１と２で正規
化された干渉波成分について同相合成されるように制御
される。従って、加算器７の出力は（Ｃ）に示すように
干渉波Ｊ１＋Ｊ２が希望波間に比べて支配的なレベルと
なり、希望波については同相合成されないから、そのレ
ベルは余り増大しない、さらに加算器７の出力は、ＡＧ
Ｃ増幅器８により正規化され、（ｆ）に示すようになる
。ここで、ルート１の干渉波成分が基準になった場合、
ＡＧＣ増幅器８の出力は Ｊｒ＝１・ｅＸｌｌ（Ｊφ１）＋ａ （Ｓ１＋８２）・
・・（３） で示される。ここでαは干渉波にＡＧＯが掛かったこと
による希望波に対するレベル縮小率である。
相関器１１と１２はそれぞれ、この正規化干渉波成分Ｊ
ｒとルート１およびルート２の受信信号との相関を取る
。この相関操作はＡＧＣ増幅器８の出力の複素共役と各
ダイバーシティ入力との積の平均を取ることにより行わ
れる。なお相関器１１と１２の相関値をそれぞれＷｌ、
Ｗ２とすれば、下記のように示せる。
ｒとルート１およびルート２の受信信号との相関を取る
。この相関操作はＡＧＣ増幅器８の出力の複素共役と各
ダイバーシティ入力との積の平均を取ることにより行わ
れる。なお相関器１１と１２の相関値をそれぞれＷｌ、
Ｗ２とすれば、下記のように示せる。
Ｗ１＝Ｅ目ｅｘｐ（−ｊ φ１）
＋α（３１°＋８２°））・（Ｓｌ ＋Ｊ１）］＝＾１
・Ｊ＋Δ１ ・・・（４）Ｗ ２ ＝
Ｅ［（ｅＸＥ）（−ｊ φ１）＋α（８１° ＋Ｓ
２” ））・（３２＋Ｊ２）］＝ Ａ２− ｅｘｐ（
ｊ （φ２−φ１））Ｊ＋Δ２ ・（５）上式にお
いて、Ａ１とＡ２はＪｒに含まれる希望波成分と入力で
の希望波成分との相関値であるが、（３）式の希望波成
分は干渉波に対して小さく、それらの相関成分はきわめ
て小さくなる０乗算器９と１０は正規化された干渉波成
分Ｊｒに（４）、（５）式の複素係数Ｗ１およびＷ２を
乗じる。すなわち乗算器９と１０の出力はそれぞれ、（
１）、（２）式で示されたＪｌとＪ２に近似される。第
２図（ｇ）と（Ｊ）にその様子を示す、このＪｌとＪ２
の推定値Ｊ１とＪ２をそれぞれルート１とルート２の入
力から減算器１３と１４により減すること伸より、（ｈ
）と（ｋ）に示すように入力１と入力２の各ダイバーシ
ティルートについて広帯域干渉波を除去できる。ところ
で、（ｇ）と（Ｊ）に示すように、乗算器９と１０の出
力には（３）式の希望波成分に係数Ｗ１とＷ２がそれぞ
れ乗じられた希望成分Ｗ１α（Ｓ１＋Ｓ２）とＷ２Ｃ（
Ｓ１十８２）とがそれぞれ含まれているから、（ｈ）と
（ｋ）に示すように本来の希望波Ｓ１、Ｓ２のほかに、
それぞれ−Ｗ２Ｃ（Ｓ１＋８２）と−Ｗ２Ｃ（Ｓ１＋８
２）とが加えられる。これらの成分は干渉となるがレベ
ルが低く、（１）と（１）に示すようにＭＦ１５と１６
により遅延分散した希望波成分を基準タイミングに最大
比合成される。すなわちＳＮ比の最大化が行なわれ、Ｍ
Ｆ１５と１６の出力は加算器１７によりダイバーシティ
合成が行なわれる。この加算器１７の出力はＤＦＥ１８
に通され、符号量干渉が除去される。
・Ｊ＋Δ１ ・・・（４）Ｗ ２ ＝
Ｅ［（ｅＸＥ）（−ｊ φ１）＋α（８１° ＋Ｓ
２” ））・（３２＋Ｊ２）］＝ Ａ２− ｅｘｐ（
ｊ （φ２−φ１））Ｊ＋Δ２ ・（５）上式にお
いて、Ａ１とＡ２はＪｒに含まれる希望波成分と入力で
の希望波成分との相関値であるが、（３）式の希望波成
分は干渉波に対して小さく、それらの相関成分はきわめ
て小さくなる０乗算器９と１０は正規化された干渉波成
分Ｊｒに（４）、（５）式の複素係数Ｗ１およびＷ２を
乗じる。すなわち乗算器９と１０の出力はそれぞれ、（
１）、（２）式で示されたＪｌとＪ２に近似される。第
２図（ｇ）と（Ｊ）にその様子を示す、このＪｌとＪ２
の推定値Ｊ１とＪ２をそれぞれルート１とルート２の入
力から減算器１３と１４により減すること伸より、（ｈ
）と（ｋ）に示すように入力１と入力２の各ダイバーシ
ティルートについて広帯域干渉波を除去できる。ところ
で、（ｇ）と（Ｊ）に示すように、乗算器９と１０の出
力には（３）式の希望波成分に係数Ｗ１とＷ２がそれぞ
れ乗じられた希望成分Ｗ１α（Ｓ１＋Ｓ２）とＷ２Ｃ（
Ｓ１十８２）とがそれぞれ含まれているから、（ｈ）と
（ｋ）に示すように本来の希望波Ｓ１、Ｓ２のほかに、
それぞれ−Ｗ２Ｃ（Ｓ１＋８２）と−Ｗ２Ｃ（Ｓ１＋８
２）とが加えられる。これらの成分は干渉となるがレベ
ルが低く、（１）と（１）に示すようにＭＦ１５と１６
により遅延分散した希望波成分を基準タイミングに最大
比合成される。すなわちＳＮ比の最大化が行なわれ、Ｍ
Ｆ１５と１６の出力は加算器１７によりダイバーシティ
合成が行なわれる。この加算器１７の出力はＤＦＥ１８
に通され、符号量干渉が除去される。
以後の動作において干渉波が変動しても、適応的に干渉
波が除去され、マルチパスフェージングによる歪も除去
される。
波が除去され、マルチパスフェージングによる歪も除去
される。
（発明の効果）
本発明は、以上説明したように、各ダイバーシティルー
トで受信された干渉波が同相となるようにダイバーシテ
ィ受信信号を合成し、希望波のレベルを抑圧して干渉波
成分を抽出し、この干渉波成分から生成した推定干渉波
を各ダイバーシティルートの受信信号から減することに
より強度な広帯域干渉波を除去し、それぞれの信号のＳ
／Ｎ比を向上させる整合フィルタ（ＭＦ）の出力におい
てダイバーシティ合成を行い、その合成信号を判定帰還
形勢化器で等化することにより、ダイバーシティ効果を
損なうことなくマルチパス歪を除去することができる。
トで受信された干渉波が同相となるようにダイバーシテ
ィ受信信号を合成し、希望波のレベルを抑圧して干渉波
成分を抽出し、この干渉波成分から生成した推定干渉波
を各ダイバーシティルートの受信信号から減することに
より強度な広帯域干渉波を除去し、それぞれの信号のＳ
／Ｎ比を向上させる整合フィルタ（ＭＦ）の出力におい
てダイバーシティ合成を行い、その合成信号を判定帰還
形勢化器で等化することにより、ダイバーシティ効果を
損なうことなくマルチパス歪を除去することができる。
第１図は本発明の干渉波除去装置の一実施例の構成を示
すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動作を説
明する図、第３図は従来の干渉波除去装置の構成を示す
ブロック図、第４図は従来の干渉波除去装置の干渉波除
去動作を説明する図である。 １．２，８，３０５，３０８，３０９．・・・ＡＧＣ増
幅器、３，４，９，１０，３０１゜３０２・・・乗算器
、５，６，１１，１２，３０６゜３０７・・・相関器、
７，１７．３０３・・・加算器、１３．１４，３０４・
・・減算器、１５．１６・・・整合フィルタ（ＭＦ）、
１８・・・判定帰還型等化器（ＤＦＥ）、３１０・・・
切換え器、３１１・・・適応等化器。
すブロック図、第２図は本実施例の干渉波除去動作を説
明する図、第３図は従来の干渉波除去装置の構成を示す
ブロック図、第４図は従来の干渉波除去装置の干渉波除
去動作を説明する図である。 １．２，８，３０５，３０８，３０９．・・・ＡＧＣ増
幅器、３，４，９，１０，３０１゜３０２・・・乗算器
、５，６，１１，１２，３０６゜３０７・・・相関器、
７，１７．３０３・・・加算器、１３．１４，３０４・
・・減算器、１５．１６・・・整合フィルタ（ＭＦ）、
１８・・・判定帰還型等化器（ＤＦＥ）、３１０・・・
切換え器、３１１・・・適応等化器。
Claims (1)
- ２つのルートを設定してそれぞれのルートの受信出力を
合成する合成ダイバーシティ方式の干渉波除去装置にお
いて、第１の希望信号と第１の干渉波でなる第１の受信
信号と、第２の希望信号と第２の干渉波でなる第２の受
信信号とを前記第１の干渉波と前記第２の干渉波とが同
相となるように合成する第１の加算器と、該第１の加算
器の出力信号を正規化して正規化信号を得るＡＧＣ増幅
器と、前記第１の受信信号と前記正規化信号との相関を
取って第１の相関値を得る第１の相関器と、前記第２の
受信信号と前記正規化信号との相関を取つて第２の相関
値を得る第２の相関器と、前記正規化信号に前記第１の
相関値を乗ずる第１の乗算器と、前記正規化信号に前記
第２の相関値を乗ずる第２の乗算器と、前記第１の受信
信号と前記第１の乗算器の出力信号との差を取つて第１
の差信号を得る第１の減算器と、前記第２の受信信号と
前記第２の乗算器の出力信号との差を取つて第２の差信
号を得る第２の減算器と、前記第１の差信号のＳ／Ｎ比
を向上させる第１の整合フィルタと、前記第２の差信号
のＳ／Ｎ比を向上させる第２の整合フィルタと、前記第
１の整合フィルタの出力信号と前記第２の整合フィルタ
の出力信号とを合成する第２の加算器と、該第２の加算
器の出力信号の等化を行なう判定帰還形等化器とからな
ることを特徴とする干渉波除去装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142239A JPH073960B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
| US07/707,120 US5335359A (en) | 1990-05-31 | 1991-05-30 | Diversity receiver using matched filter and decision feedback equalizer |
| EP96203037A EP0757456B1 (en) | 1990-05-31 | 1991-05-31 | Diversity receivers |
| EP91304948A EP0459823B1 (en) | 1990-05-31 | 1991-05-31 | Radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142239A JPH073960B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0435547A true JPH0435547A (ja) | 1992-02-06 |
| JPH073960B2 JPH073960B2 (ja) | 1995-01-18 |
Family
ID=15310672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2142239A Expired - Lifetime JPH073960B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH073960B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5524023A (en) * | 1994-04-28 | 1996-06-04 | Nec Corporation | Interference cancellation using power-inversion adaptive array and LMS adaptive equalizer |
| US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
| US5748673A (en) * | 1995-01-31 | 1998-05-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
| JP2010507337A (ja) * | 2006-10-17 | 2010-03-04 | インターデイジタル テクノロジー コーポレーション | 送信機が発生する雑音を除去するために混成適応型干渉キャンセラーを有する送受信機 |
-
1990
- 1990-05-31 JP JP2142239A patent/JPH073960B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5524023A (en) * | 1994-04-28 | 1996-06-04 | Nec Corporation | Interference cancellation using power-inversion adaptive array and LMS adaptive equalizer |
| US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
| US5748673A (en) * | 1995-01-31 | 1998-05-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
| JP2010507337A (ja) * | 2006-10-17 | 2010-03-04 | インターデイジタル テクノロジー コーポレーション | 送信機が発生する雑音を除去するために混成適応型干渉キャンセラーを有する送受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH073960B2 (ja) | 1995-01-18 |
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