JPH04355667A - 電源装置及びこれを用いた粒子加速器 - Google Patents
電源装置及びこれを用いた粒子加速器Info
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- JPH04355667A JPH04355667A JP12986791A JP12986791A JPH04355667A JP H04355667 A JPH04355667 A JP H04355667A JP 12986791 A JP12986791 A JP 12986791A JP 12986791 A JP12986791 A JP 12986791A JP H04355667 A JPH04355667 A JP H04355667A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源装置に係り、特に
陽子シンクロトロン等の素粒子加速器の主電磁石を高速
かつ高精度に励磁するのに好適な電源装置及びこれを用
いた粒子加速器に関する。
陽子シンクロトロン等の素粒子加速器の主電磁石を高速
かつ高精度に励磁するのに好適な電源装置及びこれを用
いた粒子加速器に関する。
【０００２】
【従来の技術】シンクロトロン粒子加速器においては粒
子の周回軌道を制御するのに電磁石が用いられている。 このようなシンクロトロン粒子加速器の電磁石を励磁す
るための電源装置は、大電力を扱うと共に、負荷電流及
び電圧を一定パターンで急激に変化させ、繰返し運転す
ることに特徴があり、高精度でかつ高速制御性が要求さ
れる。このような電磁石を励磁する電源装置としては、
たとえば、日立評論（第６０巻、第１０号、７３９頁〜
７４４頁「陽子シンクロトロン主電磁石電源制御装置」
）に記載されたものがある。この電源装置では電流制御
系であるＡＣＲ（電流制御回路）の出力信号を電圧設定
値として電圧制御を行なう電圧制御系であるＡＶＲ（電
圧制御回路）の構成を比例系（０型系）、もしくは積分
系（１型系）としていた。
子の周回軌道を制御するのに電磁石が用いられている。 このようなシンクロトロン粒子加速器の電磁石を励磁す
るための電源装置は、大電力を扱うと共に、負荷電流及
び電圧を一定パターンで急激に変化させ、繰返し運転す
ることに特徴があり、高精度でかつ高速制御性が要求さ
れる。このような電磁石を励磁する電源装置としては、
たとえば、日立評論（第６０巻、第１０号、７３９頁〜
７４４頁「陽子シンクロトロン主電磁石電源制御装置」
）に記載されたものがある。この電源装置では電流制御
系であるＡＣＲ（電流制御回路）の出力信号を電圧設定
値として電圧制御を行なう電圧制御系であるＡＶＲ（電
圧制御回路）の構成を比例系（０型系）、もしくは積分
系（１型系）としていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の電源装
置では、定電圧制御を行なう電圧制御系としてのＡＶＲ
（定電圧制御回路）を比例系（０型系）、もしくは積分
系（１型系）としていたために出力電圧の回復特性が悪
く、電圧外乱が発生した場合には負荷電流の変動が大き
くなるという問題があった。
置では、定電圧制御を行なう電圧制御系としてのＡＶＲ
（定電圧制御回路）を比例系（０型系）、もしくは積分
系（１型系）としていたために出力電圧の回復特性が悪
く、電圧外乱が発生した場合には負荷電流の変動が大き
くなるという問題があった。
【０００４】また最終的には電圧制御系の出力に基づい
て負荷電流が制御されるので、負荷電流を電流制御系に
より変化させる場合には電圧制御系の応答遅れに起因し
て負荷に対する電流制御の応答性が低下するという問題
があった。
て負荷電流が制御されるので、負荷電流を電流制御系に
より変化させる場合には電圧制御系の応答遅れに起因し
て負荷に対する電流制御の応答性が低下するという問題
があった。
【０００５】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
ものであり、電圧外乱に対して負荷電流の変動を小さく
抑制することができ、かつ電流制御系に与えられる電流
設定値に対して応答遅れの少ない高速応答が可能な高精
度の電源装置を提供することを目的とする。
ものであり、電圧外乱に対して負荷電流の変動を小さく
抑制することができ、かつ電流制御系に与えられる電流
設定値に対して応答遅れの少ない高速応答が可能な高精
度の電源装置を提供することを目的とする。
【０００６】更に本発明は本電源装置を用いた粒子加速
器を提供することを目的とする。
器を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、ス
イッチング素子を有し交流を直流に変換し、負荷に直流
電圧を供給する交直変換手段と、負荷に流す電流パター
ンに基づいた電流指令を生成する電流指令生成手段と、
電流指令と負荷電流検出値との偏差を入力し、この偏差
を除去するに必要な交直変換手段の出力電圧指令を生成
して出力する電流制御手段と、電圧指令と交直変換手段
の出力電圧検出値との偏差を入力し、この偏差を除去す
るに必要な交直変換手段の点孤位相角指令を生成し出力
する電圧制御手段と、点孤位相角指令に基づいて交直変
換手段のスイッチング素子を制御することにより交直変
換手段の出力制御を行なう制御手段とを有し、電圧制御
手段は、上記偏差を積分し、更にこの積分値を比例積分
する構成としたことを特徴とする。
イッチング素子を有し交流を直流に変換し、負荷に直流
電圧を供給する交直変換手段と、負荷に流す電流パター
ンに基づいた電流指令を生成する電流指令生成手段と、
電流指令と負荷電流検出値との偏差を入力し、この偏差
を除去するに必要な交直変換手段の出力電圧指令を生成
して出力する電流制御手段と、電圧指令と交直変換手段
の出力電圧検出値との偏差を入力し、この偏差を除去す
るに必要な交直変換手段の点孤位相角指令を生成し出力
する電圧制御手段と、点孤位相角指令に基づいて交直変
換手段のスイッチング素子を制御することにより交直変
換手段の出力制御を行なう制御手段とを有し、電圧制御
手段は、上記偏差を積分し、更にこの積分値を比例積分
する構成としたことを特徴とする。
【０００８】また本発明の電源装置では、電流指令生成
手段は、設定する電流パターンの曲折部を２次の導関数
まで連続となる３次スプライン関数を用いて形成したこ
とを特徴とする。
手段は、設定する電流パターンの曲折部を２次の導関数
まで連続となる３次スプライン関数を用いて形成したこ
とを特徴とする。
【０００９】更に本発明の電源装置では、電流指令生成
手段により設定される電流パターンと負荷特性定数を用
いてこの電流パターンに対応する交直変換手段の出力電
圧の電圧パターンを演算により求め、この電圧パターン
に基づいた出力電圧先行指令を生成する電圧先行指令生
成手段を有し、この出力電圧先行指令を電流制御手段に
より生成される出力電圧指令に加算したことを特徴とす
る。
手段により設定される電流パターンと負荷特性定数を用
いてこの電流パターンに対応する交直変換手段の出力電
圧の電圧パターンを演算により求め、この電圧パターン
に基づいた出力電圧先行指令を生成する電圧先行指令生
成手段を有し、この出力電圧先行指令を電流制御手段に
より生成される出力電圧指令に加算したことを特徴とす
る。
【００１０】また更に本発明の電源装置は、スイッチン
グ素子を有し交流を直流に変換して出力する交直変換手
段と、交直変換手段の出力電圧の脈動成分を検出し、か
つこの脈動成分と逆位相の電圧を生成して交直変換手段
の出力側の信号に重畳させる能動型フイルタと、負荷に
流す電流パターンに基づいた電流指令を生成する電流指
令生成手段と、この電流指令と負荷電流検出値との偏差
を入力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手段の
出力電圧指令を生成して出力する電流制御手段と、この
電圧指令と交直変換手段の出力電圧検出値との偏差を入
力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手段の点孤
位相角指令を生成し、出力する電圧制御手段と、点孤位
相角指令に基づいて交直変換手段のスイッチング素子を
制御することにより交直変換手段の出力制御を行なう制
御手段とを有し、電圧制御手段は、上記偏差を積分し、
更にこの積分値を比例積分する構成とし、能動型フイル
タには交直変換手段の出力電圧から電圧制御手段に入力
される上記出力電圧指令を減算した電圧が入力されるこ
とを特徴とする。
グ素子を有し交流を直流に変換して出力する交直変換手
段と、交直変換手段の出力電圧の脈動成分を検出し、か
つこの脈動成分と逆位相の電圧を生成して交直変換手段
の出力側の信号に重畳させる能動型フイルタと、負荷に
流す電流パターンに基づいた電流指令を生成する電流指
令生成手段と、この電流指令と負荷電流検出値との偏差
を入力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手段の
出力電圧指令を生成して出力する電流制御手段と、この
電圧指令と交直変換手段の出力電圧検出値との偏差を入
力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手段の点孤
位相角指令を生成し、出力する電圧制御手段と、点孤位
相角指令に基づいて交直変換手段のスイッチング素子を
制御することにより交直変換手段の出力制御を行なう制
御手段とを有し、電圧制御手段は、上記偏差を積分し、
更にこの積分値を比例積分する構成とし、能動型フイル
タには交直変換手段の出力電圧から電圧制御手段に入力
される上記出力電圧指令を減算した電圧が入力されるこ
とを特徴とする。
【００１１】また本発明の粒子加速器は、粒子を生成す
る粒子発生器と、粒子発生器で生成された粒子を所定の
エネルギレベルまで加速する前段加速器と、前段加速器
で加速された粒子を主電磁石により周回させながら高周
波加速空洞により加速して所定の粒子エネルギを付与す
る最終段加速器と、主電磁石を励磁する電源装置とを有
する粒子加速器において、電源装置は、スイッチング素
子を有し交流を直流に変換し、負荷に直流電圧を供給す
る交直変換手段と、この電流指令と負荷電流検出値との
偏差を入力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手
段の出力電圧指令を生成して出力する電流制御手段と、
この電圧指令と交直変換手段の出力電圧検出値との偏差
を入力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手段の
点孤位相角指令を生成し出力する電圧制御手段と、点孤
位相角指令に基づいて交直変換手段のスイッチング素子
を制御することにより交直変換手段の出力制御を行なう
制御手段とを有し、電圧制御手段は、上記偏差を積分し
、更にこの積分値を比例積分する構成としたことを特徴
とする。
る粒子発生器と、粒子発生器で生成された粒子を所定の
エネルギレベルまで加速する前段加速器と、前段加速器
で加速された粒子を主電磁石により周回させながら高周
波加速空洞により加速して所定の粒子エネルギを付与す
る最終段加速器と、主電磁石を励磁する電源装置とを有
する粒子加速器において、電源装置は、スイッチング素
子を有し交流を直流に変換し、負荷に直流電圧を供給す
る交直変換手段と、この電流指令と負荷電流検出値との
偏差を入力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手
段の出力電圧指令を生成して出力する電流制御手段と、
この電圧指令と交直変換手段の出力電圧検出値との偏差
を入力し、この偏差を除去するに必要な交直変換手段の
点孤位相角指令を生成し出力する電圧制御手段と、点孤
位相角指令に基づいて交直変換手段のスイッチング素子
を制御することにより交直変換手段の出力制御を行なう
制御手段とを有し、電圧制御手段は、上記偏差を積分し
、更にこの積分値を比例積分する構成としたことを特徴
とする。
【００１２】
【作用】上記構成の電源装置においては、電圧制御系と
しての電圧制御手段を、電流制御手段により生成される
出力電圧指令と交直変換手段の出力電圧検出値との偏差
を取り込み、この偏差を少なくとも２階積分処理して交
直変換手段の出力電圧指令として出力するように構成し
たので、応答性の向上が図れ、電圧外乱を急速に抑制す
ることができ、電圧外乱に起因する出力電流（負荷電流
）の変動を極めて小さくすることができる。
しての電圧制御手段を、電流制御手段により生成される
出力電圧指令と交直変換手段の出力電圧検出値との偏差
を取り込み、この偏差を少なくとも２階積分処理して交
直変換手段の出力電圧指令として出力するように構成し
たので、応答性の向上が図れ、電圧外乱を急速に抑制す
ることができ、電圧外乱に起因する出力電流（負荷電流
）の変動を極めて小さくすることができる。
【００１３】また本発明の電源装置では、電流指令制御
手段により出力される電流パターンはその曲折部が２次
の導関数まで連続な３次スプライン関数により形成され
る。したがって、電流制御手段により与えられる電圧設
定値が滑らかになるため電圧制御手段の応答遅れによる
過渡的な偏差が小さくなり、電流指令制御手段より定電
流制御手段に与えられる電流パターンと負荷電流との過
渡的な偏差を小さくすることができる。
手段により出力される電流パターンはその曲折部が２次
の導関数まで連続な３次スプライン関数により形成され
る。したがって、電流制御手段により与えられる電圧設
定値が滑らかになるため電圧制御手段の応答遅れによる
過渡的な偏差が小さくなり、電流指令制御手段より定電
流制御手段に与えられる電流パターンと負荷電流との過
渡的な偏差を小さくすることができる。
【００１４】更に本発明の電源装置では、電流指令生成
手段により設定される電流パターンと負荷特性定数を用
いて電圧先行指令生成手段によりこの電流パターンに対
応する交直変換手段の出力電圧の電圧パターンが演算に
より求められ、この電圧パターンに基づいた出力電圧先
行指令が生成される。この出力電圧先行指令は、電流制
御手段により生成される交直変換手段の出力電圧指令に
加算される。したがって、フィードフォワード制御によ
り負荷電流を変化させることができるので電流パターン
に対して高速応答が可能となる。
手段により設定される電流パターンと負荷特性定数を用
いて電圧先行指令生成手段によりこの電流パターンに対
応する交直変換手段の出力電圧の電圧パターンが演算に
より求められ、この電圧パターンに基づいた出力電圧先
行指令が生成される。この出力電圧先行指令は、電流制
御手段により生成される交直変換手段の出力電圧指令に
加算される。したがって、フィードフォワード制御によ
り負荷電流を変化させることができるので電流パターン
に対して高速応答が可能となる。
【００１５】また更に本発明の電源装置では、能動型フ
ィルタにより交直変換手段としてのサイリスタ変換装置
の出力電圧に含まれる電圧脈動が検出され、この電圧脈
動と逆位相の電圧を生成して交直変換手段の出力側の信
号に重畳させる。これにより交直変換手段の出力電圧に
含まれる電圧脈動を抑制することができる。ここで能動
型フィルタには交直変換手段の出力電圧から電圧制御手
段に入力される電流制御手段により生成される出力電圧
指令を減算した電圧が入力される。したがって、電流指
令値の変化によって動作する電流制御による電圧変化分
に対して能動型フィルタが動作することはなく、動作の
安定化が図れる。
ィルタにより交直変換手段としてのサイリスタ変換装置
の出力電圧に含まれる電圧脈動が検出され、この電圧脈
動と逆位相の電圧を生成して交直変換手段の出力側の信
号に重畳させる。これにより交直変換手段の出力電圧に
含まれる電圧脈動を抑制することができる。ここで能動
型フィルタには交直変換手段の出力電圧から電圧制御手
段に入力される電流制御手段により生成される出力電圧
指令を減算した電圧が入力される。したがって、電流指
令値の変化によって動作する電流制御による電圧変化分
に対して能動型フィルタが動作することはなく、動作の
安定化が図れる。
【００１６】また本発明の粒子加速器によれば、主電磁
石を上記構成の高精度でかつ高速応答性を有する電源装
置により所定の電流及び電圧パターンで励磁することに
より粒子の周回軌道を正確に保持し、短時間で安定した
状態で粒子を所定のエネルギレベルまで加速することが
できる。
石を上記構成の高精度でかつ高速応答性を有する電源装
置により所定の電流及び電圧パターンで励磁することに
より粒子の周回軌道を正確に保持し、短時間で安定した
状態で粒子を所定のエネルギレベルまで加速することが
できる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１には本発明に係る電源装置の一実施例の構成
が示されている。同図において、電源装置は、交流電力
を直流電力に変換するサイリスタ変換装置１（交直変換
手段）と、サイリスタ変換装置１の出力電圧を平滑化す
る直流フィルタ２と、直流フィルタ２を介してサイリス
タ変換装置１から負荷としての電磁石３に供給される電
流（負荷電流）ｉを検出する電流検出器４と、電流指令
ｒに基づいて動作する電流制御回路５（電流制御手段）
と、電流制御回路５の出力を電圧設定値とする電圧制御
回路６（電圧制御手段）と、電圧制御回路６の出力電圧
に基づいてサイリスタ変換装置１を構成する各サイリス
タの制御角を制御する自動パルス移相器７とから主とし
て構成されている。
する。図１には本発明に係る電源装置の一実施例の構成
が示されている。同図において、電源装置は、交流電力
を直流電力に変換するサイリスタ変換装置１（交直変換
手段）と、サイリスタ変換装置１の出力電圧を平滑化す
る直流フィルタ２と、直流フィルタ２を介してサイリス
タ変換装置１から負荷としての電磁石３に供給される電
流（負荷電流）ｉを検出する電流検出器４と、電流指令
ｒに基づいて動作する電流制御回路５（電流制御手段）
と、電流制御回路５の出力を電圧設定値とする電圧制御
回路６（電圧制御手段）と、電圧制御回路６の出力電圧
に基づいてサイリスタ変換装置１を構成する各サイリス
タの制御角を制御する自動パルス移相器７とから主とし
て構成されている。
【００１８】また電圧制御回路６は、加算器８の出力信
号を積分する積分演算回路６１と、積分演算回路６１の
出力信号を比例積分する比例積分演算回路６２とからな
り、２階の積分系（２型系）を構成している。電圧制御
回路６、自動パルス移相器７及びサイリスタ変換装置１
を含む制御系を伝達関数で表現したブロックを第２図に
示す。第１図及び第２図においてｋ３はゲイン、ω０は
共振周波数、ζは減衰定数、ｓはラプラス演算子、ｗは
電圧外乱である。ω０を大きくする程、応答速度を向上
させることができるが、サイリスタ変換装置の特性によ
る制御遅れがあるため５００〜１０００ｒａｄ／ｓとす
ることが適当である。従来のこの種の電源装置を構成す
る電圧制御系としての電圧制御回路は、比例系もしくは
積分系で構成されていた。したがって、たとえば交直変
換手段であるサイリスタ変換装置の出力部で電圧外乱ｗ
が印加された場合には、電圧制御回路の出力電圧は、比
例系の場合には第３図（ａ）のように、また積分系の場
合には第３図（ｂ）のようになる。すなわち、電圧制御
回路が比例制御系で構成される場合には比例制御では制
御オフセットがあるために外乱電圧ｗの一部が定常偏差
δとして残り、その結果出力電流（負荷電流）が変動す
る。
号を積分する積分演算回路６１と、積分演算回路６１の
出力信号を比例積分する比例積分演算回路６２とからな
り、２階の積分系（２型系）を構成している。電圧制御
回路６、自動パルス移相器７及びサイリスタ変換装置１
を含む制御系を伝達関数で表現したブロックを第２図に
示す。第１図及び第２図においてｋ３はゲイン、ω０は
共振周波数、ζは減衰定数、ｓはラプラス演算子、ｗは
電圧外乱である。ω０を大きくする程、応答速度を向上
させることができるが、サイリスタ変換装置の特性によ
る制御遅れがあるため５００〜１０００ｒａｄ／ｓとす
ることが適当である。従来のこの種の電源装置を構成す
る電圧制御系としての電圧制御回路は、比例系もしくは
積分系で構成されていた。したがって、たとえば交直変
換手段であるサイリスタ変換装置の出力部で電圧外乱ｗ
が印加された場合には、電圧制御回路の出力電圧は、比
例系の場合には第３図（ａ）のように、また積分系の場
合には第３図（ｂ）のようになる。すなわち、電圧制御
回路が比例制御系で構成される場合には比例制御では制
御オフセットがあるために外乱電圧ｗの一部が定常偏差
δとして残り、その結果出力電流（負荷電流）が変動す
る。
【００１９】また電圧制御回路が積分系で構成される場
合には定常偏差δを無くすことはできるが、過渡的な応
答遅れに起因して誤差電圧が発生し、概略この積分値（
電圧・時間積）Ｖ・ｔを電磁石のインダクタンスで除し
た値の電流変動を生じる。
合には定常偏差δを無くすことはできるが、過渡的な応
答遅れに起因して誤差電圧が発生し、概略この積分値（
電圧・時間積）Ｖ・ｔを電磁石のインダクタンスで除し
た値の電流変動を生じる。
【００２０】一方、本発明による電源装置の定電圧制御
回路６の電圧外乱に対する応答波形は第３図（ｃ）のよ
うになる。すなわち、本発明の制御方式を採用すれば、
電圧外乱に対する応答は、第３図（ｂ）に示す積分系の
場合に比して速くなると共に、応答波形の減衰定数ζを
０．７〜１．５に選択すれば図４に示すように電圧変化
がオーバーシュートするために電圧外乱により生じた電
圧制御系の誤差電圧によるＶ・ｔをほぼ零にすることが
でき、この結果、出力電流変動をほとんど、発生させな
いで済む。 尚、図３においてｕは定電流制御回路５より出力さ
れる出力電圧指令、ｖはサイリスタ変換装置１の出力電
圧である。
回路６の電圧外乱に対する応答波形は第３図（ｃ）のよ
うになる。すなわち、本発明の制御方式を採用すれば、
電圧外乱に対する応答は、第３図（ｂ）に示す積分系の
場合に比して速くなると共に、応答波形の減衰定数ζを
０．７〜１．５に選択すれば図４に示すように電圧変化
がオーバーシュートするために電圧外乱により生じた電
圧制御系の誤差電圧によるＶ・ｔをほぼ零にすることが
でき、この結果、出力電流変動をほとんど、発生させな
いで済む。 尚、図３においてｕは定電流制御回路５より出力さ
れる出力電圧指令、ｖはサイリスタ変換装置１の出力電
圧である。
【００２１】次に図１に示した電源装置の電圧制御系（
電圧制御回路）の閉ループにおけるζ＝１の時のゲイン
特性を図５に、位相特性を図６に示す。これらの図にお
いて曲線Ａは本発明に係る電源装置の電圧制御系の特性
を、曲線Ｂは従来の電源装置の電圧制御系の特性を示し
ている。これらの図から明らかなように本発明に係る電
源装置の電圧制御系では共振周波数ω０の半分以下の周
波数、ω０＝５００〜１０００ｒａｄ／ｓであるので、
たとえば５０Ｈｚ程度の周波数の電圧パターンを与えた
場合には位相遅れ（追従遅れ）がほとんどなく、制御す
ることができる。これに対して従来の電源装置の電圧制
御系（積分制御方式）では帯域内であっても位相遅れが
発生する。
電圧制御回路）の閉ループにおけるζ＝１の時のゲイン
特性を図５に、位相特性を図６に示す。これらの図にお
いて曲線Ａは本発明に係る電源装置の電圧制御系の特性
を、曲線Ｂは従来の電源装置の電圧制御系の特性を示し
ている。これらの図から明らかなように本発明に係る電
源装置の電圧制御系では共振周波数ω０の半分以下の周
波数、ω０＝５００〜１０００ｒａｄ／ｓであるので、
たとえば５０Ｈｚ程度の周波数の電圧パターンを与えた
場合には位相遅れ（追従遅れ）がほとんどなく、制御す
ることができる。これに対して従来の電源装置の電圧制
御系（積分制御方式）では帯域内であっても位相遅れが
発生する。
【００２２】ところで本発明に係る電源装置が、たとえ
ば陽子シンクロトロン等の粒子加速器の主電磁石の励磁
電源に適用される場合には図１の電流制御回路５に加算
器９を介して入力される電流設定値（電流パターン）ｒ
は図７に示すようになる。図７において期間Ｔａは陽子
発生器で発生した陽子が加速器に入射させるための入射
期間、期間Ｔｂは加速器内で陽子を加速する加速期間、
期間Ｔｃは陽子の取り出し期間、期間Ｔｄは電流を入射
時の値に戻すためのリセット期間である。
ば陽子シンクロトロン等の粒子加速器の主電磁石の励磁
電源に適用される場合には図１の電流制御回路５に加算
器９を介して入力される電流設定値（電流パターン）ｒ
は図７に示すようになる。図７において期間Ｔａは陽子
発生器で発生した陽子が加速器に入射させるための入射
期間、期間Ｔｂは加速器内で陽子を加速する加速期間、
期間Ｔｃは陽子の取り出し期間、期間Ｔｄは電流を入射
時の値に戻すためのリセット期間である。
【００２３】次に電流制御回路５に入力される電流設定
値ｒと電流検出器４の検出出力との過渡的偏差を小さく
抑制するための電流パターンを生成する過程について図
８を参照して説明する。図７に示した基本的な電流パタ
ーンのうち入射期間Ｔａから加速期間Ｔｂへ移行する部
分に着目して説明する。ここで電流パターンに応じた負
荷電流ｉを流すことにより電磁石３に印加される出力電
圧Ｖｄは、電磁石３の抵抗分をＲとし、インダクタンス
をＬとすると、 Ｖｄ＝Ｒｉ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ となる。したがって、図８（ａ）に破線で示した基本電
流パターンのように、折線パターンの電流を流すと、上
式の右辺第２項の成分ｄｉ／ｄｔは、図８（ｂ）に破線
で示すように０からＡにステップ状に変化してしまうの
で、電圧制御回路における過渡的偏差が大きくなり好ま
しくない。そこで図８（ｂ）に実線で示したように、ｄ
ｉ／ｄｔ成分を連続的にかつ緩やかに変化させるため、
図８（ａ）に実線で示したように、電流パターンの曲折
部についてスムージング処理を行なう。まず、図８（ｂ
）に示すように成分ｄｉ／ｄｔが０からＡにステップ的
に変化しないようにスムージング時間Ｔをとる。ここで
スムージング時間とはスプライン関数（二つの直線をス
ムーズに接続する関数）により電流パターン（電圧パタ
ーン）の二つの直線部分が接続される期間をいう。スム
ージング時間Ｔはスムージング処理、すなわち二つの直
線部分をスプライン関数により円滑化する処理を行わな
かった時の電流ｉの傾き変化時刻の前後Ｔ／２ずつとり
、スプライン関数として２次の導関数まで連続な電流パ
ターンを得るために、つまりｄｉ／ｄｔの導関数が２次
になるようにするために、本実施例では３次のスプライ
ン関数が用いられる。具体的な一例として電流パターン
の微分値ｄｉ／ｄｔの関数として（１−ｃｏｓ（π・ｔ
／Ｔ））／２が選択される。この曲線は図８（ｂ）の実
線で示したようになる。 尚、スムージング時間Ｔは過渡的偏差を小さく抑制する
効果を得るためにｆ＝１／Ｔとして周波数で表現すると
、５０Ｈｚ以下であることが望ましい。
値ｒと電流検出器４の検出出力との過渡的偏差を小さく
抑制するための電流パターンを生成する過程について図
８を参照して説明する。図７に示した基本的な電流パタ
ーンのうち入射期間Ｔａから加速期間Ｔｂへ移行する部
分に着目して説明する。ここで電流パターンに応じた負
荷電流ｉを流すことにより電磁石３に印加される出力電
圧Ｖｄは、電磁石３の抵抗分をＲとし、インダクタンス
をＬとすると、 Ｖｄ＝Ｒｉ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ となる。したがって、図８（ａ）に破線で示した基本電
流パターンのように、折線パターンの電流を流すと、上
式の右辺第２項の成分ｄｉ／ｄｔは、図８（ｂ）に破線
で示すように０からＡにステップ状に変化してしまうの
で、電圧制御回路における過渡的偏差が大きくなり好ま
しくない。そこで図８（ｂ）に実線で示したように、ｄ
ｉ／ｄｔ成分を連続的にかつ緩やかに変化させるため、
図８（ａ）に実線で示したように、電流パターンの曲折
部についてスムージング処理を行なう。まず、図８（ｂ
）に示すように成分ｄｉ／ｄｔが０からＡにステップ的
に変化しないようにスムージング時間Ｔをとる。ここで
スムージング時間とはスプライン関数（二つの直線をス
ムーズに接続する関数）により電流パターン（電圧パタ
ーン）の二つの直線部分が接続される期間をいう。スム
ージング時間Ｔはスムージング処理、すなわち二つの直
線部分をスプライン関数により円滑化する処理を行わな
かった時の電流ｉの傾き変化時刻の前後Ｔ／２ずつとり
、スプライン関数として２次の導関数まで連続な電流パ
ターンを得るために、つまりｄｉ／ｄｔの導関数が２次
になるようにするために、本実施例では３次のスプライ
ン関数が用いられる。具体的な一例として電流パターン
の微分値ｄｉ／ｄｔの関数として（１−ｃｏｓ（π・ｔ
／Ｔ））／２が選択される。この曲線は図８（ｂ）の実
線で示したようになる。 尚、スムージング時間Ｔは過渡的偏差を小さく抑制する
効果を得るためにｆ＝１／Ｔとして周波数で表現すると
、５０Ｈｚ以下であることが望ましい。
【００２４】このようにしてスムージング処理された電
流パターン（電流指令）は、実際には計算機等により演
算処理することにより生成され、最終的にＤ／Ａ変換さ
れて電流設定値ｒとして出力される（図８（ｃ））。こ
の時に負荷である電磁石３に印加される電圧Ｖｄは図８
（ｄ）に示すように、連続的でかつ緩やかな変化を有す
る曲線になる。
流パターン（電流指令）は、実際には計算機等により演
算処理することにより生成され、最終的にＤ／Ａ変換さ
れて電流設定値ｒとして出力される（図８（ｃ））。こ
の時に負荷である電磁石３に印加される電圧Ｖｄは図８
（ｄ）に示すように、連続的でかつ緩やかな変化を有す
る曲線になる。
【００２５】上記構成において加算器９により電流設定
値ｒと電流検出器４により検出される負荷電流ｉとの偏
差が算出され、電流制御回路５に入力される。電流制御
回路５では上記偏差に基づいてその偏差を零にするに必
要なサイリスタ変換装置１の出力電圧指令を演算し、電
圧設定値ｕとして加算器８に出力する。ここで電流設定
値ｒはスムージング処理されているので電圧設定値ｕも
スムージング処理されたものとなる。
値ｒと電流検出器４により検出される負荷電流ｉとの偏
差が算出され、電流制御回路５に入力される。電流制御
回路５では上記偏差に基づいてその偏差を零にするに必
要なサイリスタ変換装置１の出力電圧指令を演算し、電
圧設定値ｕとして加算器８に出力する。ここで電流設定
値ｒはスムージング処理されているので電圧設定値ｕも
スムージング処理されたものとなる。
【００２６】加算器８では電圧設定値ｕとサイリスタ変
換装置１の出力電圧ｖとの偏差が算出され、この偏差は
電圧制御回路６に入力される。電圧制御回路６では積分
演算回路６１、比例積分演算回路６２で上記偏差につい
て積分、比例積分演算が行なわれ、最終的な点孤位相角
指令として自動パルス移相器７に出力される。
換装置１の出力電圧ｖとの偏差が算出され、この偏差は
電圧制御回路６に入力される。電圧制御回路６では積分
演算回路６１、比例積分演算回路６２で上記偏差につい
て積分、比例積分演算が行なわれ、最終的な点孤位相角
指令として自動パルス移相器７に出力される。
【００２７】自動パルス移相器７では電圧制御回路６の
出力電圧指令に応じてサイリスタ変換装置１の出力電圧
ｖを制御し、この出力電圧ｖは加算器８に出力されると
共に直流フィルタ２に入力される。サイリスタ変換装置
１の出力電圧ｖは直流フィルタ２で交流成分が除去され
た後、電磁石３に印加される。電磁石３には電圧Ｖｄが
印加され、その励磁コイルには電流ｉが流れる。この電
流ｉは電流検出器４により検出され、その検出出力は加
算器９に入力される。加算器９では電流設定値ｒと電流
検出器４の検出出力ｉとの偏差が算出される。
出力電圧指令に応じてサイリスタ変換装置１の出力電圧
ｖを制御し、この出力電圧ｖは加算器８に出力されると
共に直流フィルタ２に入力される。サイリスタ変換装置
１の出力電圧ｖは直流フィルタ２で交流成分が除去され
た後、電磁石３に印加される。電磁石３には電圧Ｖｄが
印加され、その励磁コイルには電流ｉが流れる。この電
流ｉは電流検出器４により検出され、その検出出力は加
算器９に入力される。加算器９では電流設定値ｒと電流
検出器４の検出出力ｉとの偏差が算出される。
【００２８】このようにして電磁石３の励磁電流ｉの出
力制御が行なわれる。ここで電圧制御回路６、すなわち
電源装置の電圧制御系の伝達関数のパラメータは、既述
したように電圧外乱により生ずる誤差電圧Ｖと時間ｔと
の積Ｖ・ｔが零になるように減衰定数ζは０．７〜１．
５、共振周波数ω０は５００〜１０００ｒａｄ／ｓに選
択されている。したがって、サイリスタ変換装置１の出
力側に電圧外乱が発生しても電磁石３の出力電流の変動
を極めて小さく抑制することができる。
力制御が行なわれる。ここで電圧制御回路６、すなわち
電源装置の電圧制御系の伝達関数のパラメータは、既述
したように電圧外乱により生ずる誤差電圧Ｖと時間ｔと
の積Ｖ・ｔが零になるように減衰定数ζは０．７〜１．
５、共振周波数ω０は５００〜１０００ｒａｄ／ｓに選
択されている。したがって、サイリスタ変換装置１の出
力側に電圧外乱が発生しても電磁石３の出力電流の変動
を極めて小さく抑制することができる。
【００２９】次に本発明に係る電源装置の他の実施例を
図９に示す。同図において図１と同一の要素については
同一の参照符号を付し、重複する説明は省略する。本実
施例が図１に示した実施例と構成上、異なる点は電流設
定値ｒとは別にフィードフォワード制御のための電圧設
定値ｕ０が設定値発生器１１により生成されることと、
直流フィルタ２と電磁石３との間に能動型フィルタ１０
が設けられていることである。図９において設定値発生
器１１は、計算機１１０と、Ｄ／Ａ変換器１１１、１１
２から構成されている。また能動型フィルタ１０は、加
算器１００と、ハイパスフィルタ１０１と、増幅器１０
２と、リアクトル変圧器１０３とから構成されている。
図９に示す。同図において図１と同一の要素については
同一の参照符号を付し、重複する説明は省略する。本実
施例が図１に示した実施例と構成上、異なる点は電流設
定値ｒとは別にフィードフォワード制御のための電圧設
定値ｕ０が設定値発生器１１により生成されることと、
直流フィルタ２と電磁石３との間に能動型フィルタ１０
が設けられていることである。図９において設定値発生
器１１は、計算機１１０と、Ｄ／Ａ変換器１１１、１１
２から構成されている。また能動型フィルタ１０は、加
算器１００と、ハイパスフィルタ１０１と、増幅器１０
２と、リアクトル変圧器１０３とから構成されている。
【００３０】上記構成において、設定値発生器１１に外
部より新しい電流設定値１２が与えられると、計算機１
１０では２次の導関数まで連続とする既述したスムージ
ング処理アルゴリズムにより設定値パターンｓを算出し
、サンプリング時間Ｔｓ毎に各時刻における設定値パタ
ーンｓを出力する。この設定値パターンｓはＤ／Ａ変換
器１１１によりアナログ量ｒに変換され、加算器９に出
力される。加算器９ではこの電流設定値ｒと電流検出器
４により検出される電磁石３の負荷電流ｉとの偏差が算
出されて電流制御回路５に入力され、電流制御回路５で
定電流化され、電圧設定値ｕとして加算器８１に出力さ
れる。
部より新しい電流設定値１２が与えられると、計算機１
１０では２次の導関数まで連続とする既述したスムージ
ング処理アルゴリズムにより設定値パターンｓを算出し
、サンプリング時間Ｔｓ毎に各時刻における設定値パタ
ーンｓを出力する。この設定値パターンｓはＤ／Ａ変換
器１１１によりアナログ量ｒに変換され、加算器９に出
力される。加算器９ではこの電流設定値ｒと電流検出器
４により検出される電磁石３の負荷電流ｉとの偏差が算
出されて電流制御回路５に入力され、電流制御回路５で
定電流化され、電圧設定値ｕとして加算器８１に出力さ
れる。
【００３１】一方、この加算器８１には設定値発生器１
１から生成される電圧設定値ｕ０が入力されるようにな
っている。この電圧設定値ｕ０は図１０に示すように設
定値発生器１１内の計算機１１０により設定値発生器１
１に入力される電流設定値１２（図１０（ａ））から電
圧パターンｕ００（図１０（ｂ））に変換され、更にこ
の電圧パターンはスムージング処理により電圧パターン
ｕ０に変換される。この電圧パターンｕ０がＤ／Ａ変換
器１１２を介して加算器８１に出力される。この結果、
加算器８１からはｕ＋ｕ０なる出力電圧指令が加算器８
及び能動型フィルタ１０に入力される。加算器８にはサ
イリスタ変換装置１の出力電圧ｖが入力され、電圧制御
回路６にｕ＋ｕ０−ｖなる誤差電圧（偏差）が入力され
る。電圧制御回路６では既述した動作により電圧制御が
行なわれ、最終的には電磁石３の励磁電流ｉの出力制御
が行なわれる。
１から生成される電圧設定値ｕ０が入力されるようにな
っている。この電圧設定値ｕ０は図１０に示すように設
定値発生器１１内の計算機１１０により設定値発生器１
１に入力される電流設定値１２（図１０（ａ））から電
圧パターンｕ００（図１０（ｂ））に変換され、更にこ
の電圧パターンはスムージング処理により電圧パターン
ｕ０に変換される。この電圧パターンｕ０がＤ／Ａ変換
器１１２を介して加算器８１に出力される。この結果、
加算器８１からはｕ＋ｕ０なる出力電圧指令が加算器８
及び能動型フィルタ１０に入力される。加算器８にはサ
イリスタ変換装置１の出力電圧ｖが入力され、電圧制御
回路６にｕ＋ｕ０−ｖなる誤差電圧（偏差）が入力され
る。電圧制御回路６では既述した動作により電圧制御が
行なわれ、最終的には電磁石３の励磁電流ｉの出力制御
が行なわれる。
【００３２】一方、サイリスタ変換装置１の出力電圧ｖ
は直流フィルタ２によりその脈動成分が低減され、能動
型フィルタ１０に入力される。能動型フィルタ１０では
加算器１００に直流フイルタ２の出力電圧と加算器８の
出力電圧が入力され、加算器１００によりその偏差が算
出される。加算器１００の出力電圧はハイパスフィルタ
１０１に入力され、ハイパスフィルタ１０１により交流
成分が取り出される。この交流成分は増幅器１０２を介
してリアクトル変圧器１０３に出力される。リアクトル
変圧器１０３では増幅器１０２の出力電圧が反転され、
リアクトル変圧器１０３の２次側には直流フィルタ２の
出力電圧に含まれる交流成分とは逆相の交流成分が誘起
される。この結果、直流フイルタ２の出力電圧に含まれ
る交流成分は除去される。
は直流フィルタ２によりその脈動成分が低減され、能動
型フィルタ１０に入力される。能動型フィルタ１０では
加算器１００に直流フイルタ２の出力電圧と加算器８の
出力電圧が入力され、加算器１００によりその偏差が算
出される。加算器１００の出力電圧はハイパスフィルタ
１０１に入力され、ハイパスフィルタ１０１により交流
成分が取り出される。この交流成分は増幅器１０２を介
してリアクトル変圧器１０３に出力される。リアクトル
変圧器１０３では増幅器１０２の出力電圧が反転され、
リアクトル変圧器１０３の２次側には直流フィルタ２の
出力電圧に含まれる交流成分とは逆相の交流成分が誘起
される。この結果、直流フイルタ２の出力電圧に含まれ
る交流成分は除去される。
【００３３】また本実施例では能動型フィルタ１０には
サイリスタ変換装置１の出力電圧から電圧設定値を減算
した電圧が入力される。したがって、電流設定値の変化
に伴う電流制御による電圧変化分に対して能動型フィル
タ１０が動作することがなく、動作の安定化が図れる。 更に本実施例に係る電源装置は電圧制御系が２型系とな
っているので既述した理由で電圧設定値と実際の出力電
圧との誤差を小さくすることができるので能動型フィル
タの容量を低減することができる。
サイリスタ変換装置１の出力電圧から電圧設定値を減算
した電圧が入力される。したがって、電流設定値の変化
に伴う電流制御による電圧変化分に対して能動型フィル
タ１０が動作することがなく、動作の安定化が図れる。 更に本実施例に係る電源装置は電圧制御系が２型系とな
っているので既述した理由で電圧設定値と実際の出力電
圧との誤差を小さくすることができるので能動型フィル
タの容量を低減することができる。
【００３４】次にシンクロトロン粒子加速器の主電磁石
の励磁電源として本発明に係る電源装置を適用した場合
の実施例について説明する。まずシンクロトロン粒子加
速器として代表的な陽子シンクロトロンの全体構成（図
示せず）について説明する。
の励磁電源として本発明に係る電源装置を適用した場合
の実施例について説明する。まずシンクロトロン粒子加
速器として代表的な陽子シンクロトロンの全体構成（図
示せず）について説明する。
【００３５】陽子発生器で放電により生成された陽子（
水素イオン）は、前段加速器で高電圧により加速され、
更に線形加速器でブースタにより加速され、最終段加速
器（主リング）へ送られ周回しながら加速されて所定の
エネルギが付与される。
水素イオン）は、前段加速器で高電圧により加速され、
更に線形加速器でブースタにより加速され、最終段加速
器（主リング）へ送られ周回しながら加速されて所定の
エネルギが付与される。
【００３６】最終段加速器は円周軌道を成し、その円周
軌道上に主電磁石と高周波加速空洞が配設されている。 また主電磁石は陽子に円周軌道を周回させるように偏向
させる偏向電磁石と、陽子ビームが円周軌道から離脱し
ないように集束させる集束四極電磁石と、発散四極電磁
石とから構成されている。更に各電磁石を直流励磁する
電源装置も配設されている。これらの電源装置は大出力
であると共に負荷電流を及び負荷電圧を一定パターンで
急激に変化させ、かつこのパターンを周期的に繰り返す
ので高精度、高力率、高信頼性が要求される。
軌道上に主電磁石と高周波加速空洞が配設されている。 また主電磁石は陽子に円周軌道を周回させるように偏向
させる偏向電磁石と、陽子ビームが円周軌道から離脱し
ないように集束させる集束四極電磁石と、発散四極電磁
石とから構成されている。更に各電磁石を直流励磁する
電源装置も配設されている。これらの電源装置は大出力
であると共に負荷電流を及び負荷電圧を一定パターンで
急激に変化させ、かつこのパターンを周期的に繰り返す
ので高精度、高力率、高信頼性が要求される。
【００３７】上記高周波加速空洞は、高周波磁界により
陽子を加速する装置で、陽子は高周波加速空洞を通過す
る毎に徐々に加速される。
陽子を加速する装置で、陽子は高周波加速空洞を通過す
る毎に徐々に加速される。
【００３８】次に陽子シンクロトロンの電磁石と、その
電磁石を励磁する本発明による電源装置との結線を図１
１に示す。同図において、偏向電磁石励磁電源３１は、
偏向電磁石３４を励磁する電源であり、集束四極電磁石
励磁電源３２は、集束四極電磁石３５を励磁する電源で
ある。また発散四極電磁石励磁電源３３は、発散四極電
磁石３６を励磁する電源である。各々の電磁石は直列に
接続されている。
電磁石を励磁する本発明による電源装置との結線を図１
１に示す。同図において、偏向電磁石励磁電源３１は、
偏向電磁石３４を励磁する電源であり、集束四極電磁石
励磁電源３２は、集束四極電磁石３５を励磁する電源で
ある。また発散四極電磁石励磁電源３３は、発散四極電
磁石３６を励磁する電源である。各々の電磁石は直列に
接続されている。
【００３９】次に陽子の加速について説明する。陽子の
加速にあたり、これらの電磁石の発生磁場は陽子のエネ
ルギに応じて高められる。陽子を加速する時間が、例え
ば１秒であれば、最終段加速器に陽子が打ち込まれた加
速当初の低エネルギレベルの陽子に対応する１０％程度
の磁場から所定のエネルギレベルまでに加速された高エ
ネルギレベルの陽子に対応する１００％の磁場まで１秒
で急速に変化させる。そして陽子ビームが円周軌道から
離脱しないように集束させるには磁場の精度は０．０１
％以上の高精度の制御を行なう必要がある。したがって
、陽子シンクロトロンを構成する各電磁石に励磁電流を
供給する各電源装置には極めて高精度でかつリップルを
抑制すると共に、高速で負荷電流（励磁電流）を変化さ
せることのできる特性が要求される。
加速にあたり、これらの電磁石の発生磁場は陽子のエネ
ルギに応じて高められる。陽子を加速する時間が、例え
ば１秒であれば、最終段加速器に陽子が打ち込まれた加
速当初の低エネルギレベルの陽子に対応する１０％程度
の磁場から所定のエネルギレベルまでに加速された高エ
ネルギレベルの陽子に対応する１００％の磁場まで１秒
で急速に変化させる。そして陽子ビームが円周軌道から
離脱しないように集束させるには磁場の精度は０．０１
％以上の高精度の制御を行なう必要がある。したがって
、陽子シンクロトロンを構成する各電磁石に励磁電流を
供給する各電源装置には極めて高精度でかつリップルを
抑制すると共に、高速で負荷電流（励磁電流）を変化さ
せることのできる特性が要求される。
【００４０】シンクロトロン粒子加速器に本発明に係る
電源装置を適用することにより、粒子の周回軌道を正確
に保持できるから短時間でかつ安定した状態で粒子を所
定のエネルギレベルまで加速することができる。
電源装置を適用することにより、粒子の周回軌道を正確
に保持できるから短時間でかつ安定した状態で粒子を所
定のエネルギレベルまで加速することができる。
【００４１】
【発明の効果】以上のように、本発明の電源装置によれ
ば、電圧制御系としての電圧制御手段を、電流制御手段
により生成される出力電圧指令と交直変換手段の出力電
圧検出値との偏差を取り込み、この偏差を少なくとも２
階積分処理して交直変換手段の出力電圧指令として出力
するように構成したので、応答性の向上が図れ、電圧外
乱を急速に抑制することができ、電圧外乱に起因する負
荷電流の変動を極めて小さくすることができる。
ば、電圧制御系としての電圧制御手段を、電流制御手段
により生成される出力電圧指令と交直変換手段の出力電
圧検出値との偏差を取り込み、この偏差を少なくとも２
階積分処理して交直変換手段の出力電圧指令として出力
するように構成したので、応答性の向上が図れ、電圧外
乱を急速に抑制することができ、電圧外乱に起因する負
荷電流の変動を極めて小さくすることができる。
【００４２】また本発明の電源装置によれば、電流指令
制御手段により出力される電流パターンはその曲折部が
２次の導関数まで連続となる３次スプライン関数を用い
て形成するように構成したので、電流制御手段により与
えられる電圧設定値に対する電圧制御手段の応答遅れが
小さくなり、電流指令生成手段より電流制御手段に与え
られる電流パターンと負荷電流との電圧外乱に起因する
過渡的な偏差を小さくすることができる。
制御手段により出力される電流パターンはその曲折部が
２次の導関数まで連続となる３次スプライン関数を用い
て形成するように構成したので、電流制御手段により与
えられる電圧設定値に対する電圧制御手段の応答遅れが
小さくなり、電流指令生成手段より電流制御手段に与え
られる電流パターンと負荷電流との電圧外乱に起因する
過渡的な偏差を小さくすることができる。
【００４３】更に本発明の電源装置によれば、電圧先行
指令生成手段により負荷に流す電流パターンと負荷特性
定数を用いてこの電流パターンに対応する交直変換手段
の出力電圧パターンを生成して出力電圧指令に加算する
ように構成したので、フィードフォワード制御により負
荷電流を変化させることができ、電流パターンに対して
高速応答が可能となる。
指令生成手段により負荷に流す電流パターンと負荷特性
定数を用いてこの電流パターンに対応する交直変換手段
の出力電圧パターンを生成して出力電圧指令に加算する
ように構成したので、フィードフォワード制御により負
荷電流を変化させることができ、電流パターンに対して
高速応答が可能となる。
【００４４】また更に本発明の電源装置によれば、能動
型フィルタにより交直変換手段としてのサイリスタ変換
装置の出力電圧に含まれる電圧脈動が検出され、この電
圧脈動と逆位相の電圧を生成して交直変換手段の出力側
の信号に重畳させるように構成したので、交直変換手段
の出力電圧に含まれる電圧脈動を抑制することができる
。そして能動フィルタには交直変換手段の出力電圧から
、電圧制御手段に入力される電流制御手段により生成さ
れる出力電圧指令を減算した電圧が入力されるので、電
流パターンの変化に伴う電流制御による電圧変化分に対
して能動型フィルタが動作することはなく、電源装置の
動作の安定化が図れる。
型フィルタにより交直変換手段としてのサイリスタ変換
装置の出力電圧に含まれる電圧脈動が検出され、この電
圧脈動と逆位相の電圧を生成して交直変換手段の出力側
の信号に重畳させるように構成したので、交直変換手段
の出力電圧に含まれる電圧脈動を抑制することができる
。そして能動フィルタには交直変換手段の出力電圧から
、電圧制御手段に入力される電流制御手段により生成さ
れる出力電圧指令を減算した電圧が入力されるので、電
流パターンの変化に伴う電流制御による電圧変化分に対
して能動型フィルタが動作することはなく、電源装置の
動作の安定化が図れる。
【００４５】また本発明の粒子加速器によれば、主電磁
石を上記構成の高精度でかつ高速応答性を有する電源装
置により所定の電流及び電圧パターンで励磁することに
より粒子の周回軌道を正確に保持し、短時間でかつ安定
した状態で粒子を所定のエネルギレベルまで加速するこ
とができる。
石を上記構成の高精度でかつ高速応答性を有する電源装
置により所定の電流及び電圧パターンで励磁することに
より粒子の周回軌道を正確に保持し、短時間でかつ安定
した状態で粒子を所定のエネルギレベルまで加速するこ
とができる。
【図１】本発明に係る電源装置の一実施例の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１に示した電源装置の定電圧制御回路、定電
流制御回路、自動パルス移相器及びサイリスタ変換装置
を含む制御系を伝達関数で表現したブロック図である。
流制御回路、自動パルス移相器及びサイリスタ変換装置
を含む制御系を伝達関数で表現したブロック図である。
【図３】本発明に係る電源装置の電圧制御系の電圧外乱
に対する応答特性を従来装置との比較において示した説
明図である。
に対する応答特性を従来装置との比較において示した説
明図である。
【図４】本発明の電圧制御系の電圧外乱に対する応答特
性の具体的例を示す特性図である。
性の具体的例を示す特性図である。
【図５】本発明に係る電源装置の電圧制御系のゲイン特
性を示す特性図である。
性を示す特性図である。
【図６】本発明に係る電源装置の電圧制御系の位相特性
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図７】本発明に係る電源装置の電流制御系に与えられ
る電流パターンの一例を示す波形図である。
る電流パターンの一例を示す波形図である。
【図８】本発明に係る電源装置のスムージング処理の内
容を示す説明図である。
容を示す説明図である。
【図９】本発明に係る電源装置の他の実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】図９に示す電源装置においてフィードフォワ
ード制御のために電圧制御系に与えられる電圧パターン
を示す説明図である。
ード制御のために電圧制御系に与えられる電圧パターン
を示す説明図である。
【図１１】粒子加速器としての陽子シンクロトロンを構
成する各電磁石とその各電磁石を励磁する電源装置との
接続関係を示す結線図である。
成する各電磁石とその各電磁石を励磁する電源装置との
接続関係を示す結線図である。
１ サイリスタ変換装置
２ 直流フィルタ
３ 電磁石
４ 電流検出器
５ 定電流制御回路
６ 定電圧制御回路
７ 自動パルス移相器
８、９ 加算器
１０ 能動型フィルタ
１１ 設定値発生器
１００ 加算器
１０１ ハイパスフイルタ
１０２ 増幅器
１０３ リアクトル変圧器
１１０ 計算機
Claims (12)
- 【請求項１】 与えられる点孤位相角指令に基づいて
スイッチング素子の点弧位相が制御され、該点孤位相角
指令に対応する電圧を負荷に出力する交直変換手段と、
負荷電流の電流指令と負荷電流検出値の偏差を入力し、
該偏差に基づいて出力電圧指令を生成する電流制御手段
と、該出力電圧指令と前記交直変換手段の出力電圧検出
値との偏差を入力し、該偏差を少なくとも２階積分処理
して前記交直変換手段の点孤位相角指令として出力する
電圧制御手段と、を含んでなる電源装置。 - 【請求項２】 スイッチング素子を有し交流を直流に
変換し、負荷に直流電圧を供給する交直変換手段と、負
荷に流す電流パターンに基づいた電流指令を生成する電
流指令生成手段と、該電流指令と負荷電流検出値との偏
差を入力し、該偏差を除去するに必要な前記交直変換手
段の出力電圧指令を生成して出力する電流制御手段と、
該電圧指令と前記交直変換手段の出力電圧検出値との偏
差を入力し、該偏差を除去するに必要な前記交直変換手
段の点孤位相角指令を生成し出力する電圧制御手段と、
該点孤位相角指令に基づいて前記交直変換手段のスイッ
チング素子を制御することにより交直変換手段の出力制
御を行なう制御手段とを有し、前記電圧制御手段は、前
記偏差を積分し、更に該積分値を比例積分する構成とし
たことを特徴とする電源装置。 - 【請求項３】 前記電圧制御手段の共振周波数ω０を
５００〜１０００ｒａｄ／ｓｅｃにしたことを特徴とす
る請求項１または請求項２のいずれかに記載の電源装置
。 - 【請求項４】 前記電圧制御手段の減衰定数ζを０．
７〜１．５にしたことを特徴とする請求項１または請求
項２のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記電流指令生成手段は、設定する電
流パターンの曲折部を２次の導関数まで連続となる３次
スプライン関数を用いて形成したことを特徴とする請求
項１または請求項２のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項６】 前記電流パターンと負荷特性定数を用
いて該電流パターンに対応する前記交直変換手段の出力
電圧の電圧パターンを演算により求め、該電圧パターン
に基づいた出力電圧先行指令を生成する電圧先行指令生
成手段を有し、該出力電圧先行指令を前記出力電圧指令
に加算したことを特徴とする請求項１または請求項２の
いずれかに記載の電源装置。 - 【請求項７】 前記電流パターンまたは電圧パターン
の曲折部にかかる周波数が５０Ｈｚ以下であることを特
徴とする請求項５または請求項６のいずれかに記載の電
源装置。 - 【請求項８】 スイッチング素子を有し交流を直流に
変換して出力する交直変換手段と、該交直変換手段の出
力電圧の脈動成分を検出し、かつ該脈動成分と逆位相の
電圧を生成して交直変換手段の出力側の信号に重畳させ
る能動型フイルタと、負荷に流す電流パターンに基づい
た電流指令を生成する電流指令生成手段と、該電流指令
と負荷電流検出値との偏差を入力し、該偏差を除去する
に必要な前記交直変換手段の出力電圧指令を生成して出
力する電流制御手段と、該出力電圧指令と前記交直変換
手段の出力電圧検出値との偏差を入力し、該偏差を除去
するに必要な前記交直変換手段の点孤位相角指令を生成
し出力する電圧制御手段と、該点孤位相角指令に基づい
て前記交直変換手段のスイッチング素子を制御すること
により交直変換手段の出力制御を行なう制御手段とを有
し、前記電圧制御手段は、前記偏差を積分し、更に該積
分値を比例積分する構成とし、前記能動型フイルタには
前記交直変換手段の出力電圧から前記電圧制御手段に入
力される前記出力電圧指令を減算した電圧が入力される
ことを特徴とする電源装置。 - 【請求項９】 粒子を生成する粒子発生器と、該粒子
発生器で生成された粒子を所定のエネルギレベルまで加
速する前段加速器と、該前段加速器で加速された粒子を
主電磁石により周回させながら高周波加速空洞により加
速して所定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と、
前記主電磁石を励磁する電源装置とを有する粒子加速器
において、前記電源装置は、スイッチング素子を有し交
流を直流に変換し、負荷に直流電圧を供給する交直変換
手段と、負荷に流す電流パターンに基づいた電流指令を
生成する電流指令生成手段と、該電流指令と負荷電流検
出値との偏差を入力し、該偏差を除去するに必要な前記
交直変換手段の出力電圧指令を生成して出力する電流制
御手段と、該電圧指令と前記交直変換手段の出力電圧検
出値との偏差を入力し、該偏差を除去するに必要な前記
交直変換手段の点孤位相角指令を生成し出力する電圧制
御手段と、該点孤位相角指令に基づいて前記交直変換手
段のスイッチング素子を制御することにより交直変換手
段の出力制御を行なう制御手段とを有し、前記電圧制御
手段は、前記偏差を積分し、更に該積分値を比例積分す
る構成としたことを特徴とする粒子加速器。 - 【請求項１０】 粒子を生成する粒子発生器と、該粒
子発生器で生成された粒子を所定のエネルギレベルまで
加速する前段加速器と、該前段加速器で加速された粒子
を主電磁石により周回させながら高周波加速空洞により
加速して所定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と
、前記主電磁石を励磁する電源装置とを有する粒子加速
器において、前記電源装置は、スイッチング素子を有し
交流を直流に変換し、負荷に直流電圧を供給する交直変
換手段と、負荷に流す電流パターンに基づいた電流指令
を生成する電流指令生成手段と、該電流指令と負荷電流
検出値との偏差を入力し、該偏差を除去するに必要な前
記交直変換手段の出力電圧指令を生成して出力する電流
制御手段と、該電圧指令と前記交直変換手段の出力電圧
検出値との偏差を入力し、該偏差を除去するに必要な前
記交直変換手段の点孤位相角指令を生成し出力する電圧
制御手段と、該点孤位相角指令に基づいて前記交直変換
手段のスイッチング素子を制御することにより交直変換
手段の出力制御を行なう制御手段とを有し、前記電圧制
御手段は、前記偏差を積分し、更に該積分値を比例積分
する構成とし、前記電流指令生成手段は、設定する電流
パターンの曲折部を２次の導関数まで連続となる３次ス
プライン関数を用いて形成したことを特徴とする粒子加
速器。 - 【請求項１１】 粒子を生成する粒子発生器と、該粒
子発生器で生成された粒子を所定のエネルギレベルまで
加速する前段加速器と、該前段加速器で加速された粒子
を主電磁石により周回させながら高周波加速空洞により
加速して所定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と
、前記主電磁石を励磁する電源装置とを有する粒子加速
器において、前記電源装置は、スイッチング素子を有し
交流を直流に変換し、負荷に直流電圧を供給する交直変
換手段と、負荷に流す電流パターンに基づいた電流指令
を生成する電流指令生成手段と、該電流指令と負荷電流
検出値との偏差を入力し、該偏差を除去するに必要な前
記交直変換手段の出力電圧指令を生成して出力する電流
制御手段と、該電圧指令と前記交直変換手段の出力電圧
検出値との偏差を入力し、該偏差を除去するに必要な前
記交直変換手段の点孤位相角指令を生成し出力する電圧
制御手段と、該点孤位相角指令に基づいて前記交直変換
手段のスイッチング素子を制御することにより交直変換
手段の出力制御を行なう制御手段と、前記電流指令生成
手段により設定される電流パターンと負荷特性定数を用
いて該電流パターンに対応する前記交直変換手段の出力
電圧の電圧パターンを演算により求め、該電圧パターン
に基づいた出力電圧先行指令を生成する電圧先行指令生
成手段とを有し、該出力電圧先行指令を前記出力電圧指
令に加算すると共に、前記電圧制御手段を前記偏差を積
分し、更に該積分値を比例積分する構成としたことを特
徴とする粒子加速器。 - 【請求項１２】 粒子を生成する粒子発生器と、該粒
子発生器で生成された粒子を所定のエネルギレベルまで
加速する前段加速器と、該前段加速器で加速された粒子
を主電磁石により周回させながら高周波加速空洞により
加速して所定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と
、前記主電磁石を励磁する電源装置とを有する粒子加速
器において、前記電源装置は、スイッチング素子を有し
交流を直流に変換して出力する交直変換手段と、該交直
変換手段の出力電圧の脈動成分を検出し、かつ該脈動成
分と逆位相の電圧を生成して交直変換手段の出力側に帰
還させる能動型フイルタと、負荷に流す電流パターンに
基づいた電流指令を生成する電流指令生成手段と、該電
流指令と負荷電流検出値との偏差を入力し、該偏差を除
去するに必要な前記交直変換手段の出力電圧指令を生成
して出力する電流制御手段と、該電圧指令と前記交直変
換手段の出力電圧検出値との偏差を入力し、該偏差を除
去するに必要な前記交直変換手段の点孤位相角指令を生
成し出力する電圧制御手段と、該点孤位相角指令に基づ
いて前記交直変換手段のスイッチング素子を制御するこ
とにより交直変換手段の出力制御を行なう制御手段とを
有し、前記電圧制御手段は、前記偏差を積分し、更に該
積分値を比例積分する構成とし、前記能動型フイルタに
は前記交直変換手段の出力電圧から前記電圧制御手段に
入力される前記出力電圧指令を減算した電圧が入力され
ることを特徴とする粒子加速器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12986791A JP2649443B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 電源装置及びこれを用いた粒子加速器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12986791A JP2649443B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 電源装置及びこれを用いた粒子加速器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04355667A true JPH04355667A (ja) | 1992-12-09 |
| JP2649443B2 JP2649443B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=15020256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12986791A Expired - Fee Related JP2649443B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | 電源装置及びこれを用いた粒子加速器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2649443B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074849A (ja) * | 2004-08-31 | 2006-03-16 | Hitachi Ltd | 自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置 |
| JP2007236099A (ja) * | 2006-03-01 | 2007-09-13 | Jeol Ltd | 直流高電圧発生装置 |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP12986791A patent/JP2649443B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074849A (ja) * | 2004-08-31 | 2006-03-16 | Hitachi Ltd | 自励式変換装置および加速器用電磁石電源装置 |
| JP2007236099A (ja) * | 2006-03-01 | 2007-09-13 | Jeol Ltd | 直流高電圧発生装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2649443B2 (ja) | 1997-09-03 |
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