JPH043560B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマルチパルス型ボコーダに関する。入
力音声信号を分析して、この入力音声信号の音声
情報を構成するスペクトル包絡情報と音源情報と
を分析側で抽出し、これら音声情報を伝送路を介
して合成側に送出して入力音声信号を再生するボ
コーダはよく知られている。

上述したスペクトル包絡情報は、入力音声信号
を発生する声道系のスペクトル分布情報を表わす
もので、通常LPC分析によつて得られた分析次
数に対応する個数のLPC係数、たとえばαパラ
メータ、κパラメータ等によつて表現され、また
音源情報はスペクトル包絡の微細構造を示すもの
で入力音声信号からスペクトル分布情報を除い
た、いわゆる残差信号として知られるもので、入
力音声信号の音源の強さ、ピツチ周期および有
声・無声に関する情報が含まれ、通常これらの情
報は入力音声信号の分析フレームごとの自己相関
係数を介して抽出されることもよく知られてい
る。

さて、スペクトル包絡情報はボコーダの合成側
で入力音声信号を合成する場合、通常全極型のデ
ジタルフイルタを利用して近似的声道系を形成せ
しめるLPC合成器の係数として利用され、音源
情報はこのデジタルフイルタの駆動音源として利
用され、このデジタルフイルタによつて入力音声
信号が合成される。

このようにして得られる従来のLPCボコーダ
は、約4Kb（キロビツト）以下の低ビツトレート
でも音声の合成が可能であり多用されているもの
の、高品質の音声合成は高ビツトレートにおいて
も困難であるという欠点を有する。この原因は音
源情報のモデル化の場合、有音声に対してはその
内容に対応するピツチ周期を抽出してこのピツチ
周期に対応する単一のインパルス列で近似的に表
現し、ランダム周期の無声音に対しては白色雑音
で近似的に表現するという単純なモデル化処理を
前提としているため、入力音声信号の音源状報を
忠実に抽出したものとならず、従つて音源情報に
含まれる入力音声信号の波形情報の分析、合成が
実施されていないことによる。

マルチパルス型ボコーダは、このような波形非
伝送による問題の改善を図るため波形伝送を行な
つて入力音声信号の合成を実施するボコーダのひ
とつとして近時よく知られつつあるものである。

第１図は従来のマルチパルス型ボコーダの基本
的構成を示すブロツク図である。

LPC合成器１は声道をシミユレートする全極
型デジタルフイルタを備え、その係数は入力端子
2001を介して入力される入力音声信号ｘ（ｎ）（ｎ
＝１，２，３……ｎ）をLPC分析器２により分
析フレームごとに分析したLPC係数が供給され
る。音源パルス発生器３は、入力音声信号の音源
情報から複数個のインパルス系列、すなわちマル
チパルスからなる駆動音源系列Ｖ（ｎ）を得て、
これをLPC合成器１の駆動音源として供給する。

LPC合成器１はこうして入力するLPC係数を、
通常は全極型デジタルフイルタを利用する合成フ
イルタの係数とし、マルチパルスを駆動音源とし
て駆動され合成信号x〓（ｎ）を出力する。この場
合、マルチパルスは入力音声信号の波形情報を含
むものであり、LPC合成器１は波形情報を含む
入力音声信号の合成を行なうこととなる。

さて、LPC合成器１から出力する合成信号x〓
（ｎ）は次に減算器４で入力音声信号ｘ（ｎ）との
差をとり、誤差ｅ（ｎ）を得てこれを聴感重み付
け器５に送出する。

聴感重み付け器５は、誤差ｅ（ｎ）に対して次
の(1)式に示す特性Ｗ（Ｚ）を有する重み付けフイ
ルタによつて聴感的な重み付けを付与したうえ、
これらを２乗誤差最小化器６に送出するものであ
る。

Ｗ（Ｚ）＝〔１−_p 〓^k=1 a_kZ^-k〕 ／〔１−_p 〓^k=1 a_kγ^kZ^-k〕 ……(1) (1)式においてa_kはLPC合成器１の全極型デジタ
ルフイルタの係数とすべきLPC係数、ｐはその
次数であり従つてLPC分析次数、γは重み付け
係数、Ｚは全極型デジタルフイルタのＺ変換表示
による伝達関数Ｈ（Z^-1）におけるＺ＝exp（jλ）
を示し、ここにλ＝2πΔTfでありΔTは分析フレ
ームの標本化サンプリング周期、ｆは周波数を示
す。

また(1)式において重み付け係数γは、０＜γ＜
１の範囲で設定される。

(1)式に示すＷ（Ｚ）はγ＝１に対しては１、γ
＝０に対してはＷ（Ｚ）＝１−ｐ（Ｚ）の範囲の範
囲で変化し、γの値は誤差ｅ（ｎ）の周波数スペ
クトルにおけるフオルマント領域に現われる過大
なレベルを抑圧する程度に対応して前述した範囲
の中で設定され、合成すべき信号の聴感的重み付
けの役割を果たすものであり、通常予め最適聴感
テストによつてその最適値が選定される。

このようにして重み付けされた誤差ｅ（ｎ）は、
音源パルス発生器３から出力される駆動音源系列
Ｖ（ｎ）、すなわちマルチパルスの最適時間位置と
振幅とを決定するために２乗誤差最小化器６に送
出され、次の(2)式による２乗誤差εを計算し、ε
を最小にするように駆動音源系列Ｖ（ｎ）が選択
される。

ε＝_N 〓ⁿ⁼¹ 〔ｅ（ｎ）＊ｗ（ｎ）〕² ……(2) (2)式において記号＊は聴感重み付け器５の重み
付けフイルタによるたたみ込み積分、Ｎはマルチ
パルスを計算する区間長を示す。

上述した処理はマルチパルスのパルスごとに繰
返され、分析による合成がマルチパルスごとに行
なわれる、いわゆるAnalysis−by−Synthesis手
法（以下Ａ−ｂ−Ｓ手法と略称する）であつて、
このＡ−ｂ−Ｓ手法は上述した内容からも明らか
な如く、マルチパルス１つずつについてパルス発
生、２乗誤差計算およびパルス位置・振幅調整の
ループで行なわれるため、低ビツトレート領域に
おける有効な手段であるにもかかわらずその演算
量が極めて膨大なものとなるという欠点がある。

なお、このＡ−ｂ−Ｓ手法については、B.S.
Atal et al、“Ａ New Model of LPC
Excitation for Producing Natural−Sounding
Speech at Low Bit Rates”、Proc.ICASSP
82、pp−614−617、（1982）等に詳述されてい
る。

このような従来のＡ−ｂ−Ｓ手法における欠点
に対して、相関演算にもとづき最適なマルチパル
スを効率的に計算する次のような演算処理アルゴ
リズムが最近紹介されている。

すなわち、入力音声信号ｘ（ｎ）はＮサンプル
ごと処理フレームによつて区分され、このフレー
ムごとにマルチパルスが包括的に計算されるもの
である。

いま、１分析フレーム内に音源パルスがｋ個存
在するものとし、ｉ番目のパルスがフレーム端か
ら時間位置miにあり、かつその振幅がgiである
とすると、LPC合成フイルタの駆動音源ｄ（ｎ）
は次の(3)式で示される。

ｄ（ｎ）＝_k 〓ⁱ⁼¹ g_i・δn、m_i ……(3) (3)式においてδn、m_iはクロネツカーのデルタ
関数であり、δn、m_i＝１（ｎ＝m_i）、δn、m_i＝０
（ｎ≒m_i）である。

LPC合成フイルタはこの駆動音源ｄ（ｎ）によ
つて駆動され合成信号x〓（ｍ）を出力する。

LPC合成フイルタとして、たとえば全極型デ
ジタルフイルタを考えるものとし、その伝達関数
をインパルス応答ｋ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｍ−１）で表
現するものとすると、合成信号x〓（ｎ）は次の(4)
式で表わされる。

x〓（ｎ）＝_M-1 〓^l=0 α（ｌ）・ｈ（ｎ−ｌ） ……(4) (4)式においてｄ（ｌ）は駆動音源を表わす。次
に入力音声信号ｘ（ｎ）と合成信号x〓（ｎ）との誤
差に対し聴感的な補正を施した重み付け誤差をe_w
（ｎ）とするとe_w（ｎ）は次の(5)式で示される。

e_w（ｎ）＝｛ｘ（ｎ）−x〓（ｎ）｝＊ｗ（ｎ）……(5) さらに２乗誤差は(5)式から誘導して次の(6)式で
示すことができる。_M 〓ⁿ⁼¹ e² _w(n)＝_M 〓ⁿ⁼¹ 〔{x(n)-x〓(n)}＊ｗ(n)〕² ……(6) (6)式においてＭは誤差を最小化する区間のサン
プル数を示し、たとえば１分析フレーム長に選
ぶ。最適な音源パルス列としてのマルチパルスは
(6)式を最小化するg_iを得ることによつて得られ、
このg_iは上述した(3)、(4)および(6)式から次の(7)式
の如く誘導される。

g_i（m_i）＝_M 〓ⁿ⁼¹ x_w(n)・h_w（ｎ−m_i）_i-1 〓^l=1 〔g_lM 〓^M=1 h_w（ｎ−m_l）・h_w（ｎ−m_i）〕/_M 〓ⁿ⁼¹ h_w（ｎ−m_i）・h_w（ｎ−m_i） ……(7) (7)式においてx_w（ｎ）はｘ（ｎ）＊ｗ（ｎ）、h_w
（ｎ）はｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ）を示す。(7)式の右辺の
分子の第１項はΧ_w（ｎ）とh_w（ｎ）との時間遅れ
m_iの相互相関関数_hx（m_i）を示すものであり、
また、第２項の_M 〓^M=1 h_w（ｎ−m_l）・h_w（ｎ−m_i）は
h_w（ｎ）の共分散関数_hh（m_l、m_i）（１≦m_l、m_i
≦Ｍ）を示す。共分散関数_hh（m_l、m_i）は自己
相関関数R_hh（｜m_l−m_i｜）と等しくなり、従つ
て(7)式は次の(8)式の如く表わすことができる。

(8)式によれば、時間位置m_iにおいてパルスを
発生せしめると振幅g_i（m_i）が最適なものとして
決定しうることとなる。なお(8)式において１≦
m_i≦Ｍである。

つまり、ある音源パルスに着目し、種種の時間
位置において(8)式によりその振幅を計算したう
え、その振幅の絶対値を最大とするものが(6)式に
示す２乗誤差を最小化するパルスとなり、このよ
うな手続を繰返して複数個の音源パルスを求める
ことができる。

なお、上述した計算アルゴリズムに関しては、
小沢、荒関、小野“マルチパルス駆動形音声符号
化法の検討”、1983年３月 電子通信学会 通信
方式研究会に詳述されている。

このような計算アルゴリズムに基づいて行なわ
れるマルチパルスの発生によれば、相互相関関数
と自己相関関数ならびに最大値演算から最適なマ
ルチパルスの計算が可能となるため、構成が非常
に簡素化されたものとなり演算量を大幅に低減し
うるマルチパルス型ボコーダを実現することがで
きる。

しかしながら、このようにして改善したマルチ
パルス型ボコーダにあつてもさらに次に述べるよ
うな欠点がある。

すなわち、分析フレーム内での電力の急激な変
動がある場合、例えば語頭、破裂音等では電力の
より大きなある分析フレーム内の一区間にパルス
が集中し、電力のより小いさい同一の分析フレー
ム内の区間にパルスが存在しなくなり、結果とし
て前記区間の音声が合成側で再生されず係る区間
の明瞭性が損なわれる。

第２図は小沢らのアルゴリズムを用いて抽出し
たパルス列の例であり、文章“He took ａ
walk every morning”の一部をフレーム周期20
ｍSECで分析したものである。第２図に於いて
51，52，……55は分析フレームの区間を示す。56
は分析結果であり横軸はパルス発生時間位置を意
味し、縦軸はパルス振幅を意味する。分析フレー
ム51，53，55ではパルスが時間位置の面からは平
均的に発生されている。しかしながらフレーム内
に電力の急激な変動があるフレーム52，54の前半
の時間位置にはパルスが発生せず後半の時間位置
にパルスが集中している。故にフレーム52，54の
前半の時間位置に対応する区間の音声が合成側で
再生されず係る区間の明瞭性が損なわれる。

本発明の目的は上述した欠点を除去し、マルチ
パルス型ボコーダにおいて、分析フレーム内での
電力の急激な変動がある場合に、電力のより大き
な分析フレーム内の一区間にパルスが集中し、電
力のより小いさい分析フレーム内の区間にパルス
が存在しなくなることによる合成音質の劣化を大
幅に改善した簡単な構成のマルチパルス型ボコー
ダを提供することにある。

本発明のマルチパルス型ボコーダは、入力音声
信号を分析フレームごとにLPC分析して抽出し
たLPC係数をスペクトル包絡情報としこのスペ
クトル包絡情報とともに前記入力音声信号の音声
情報を構成する音源情報を分析フレームごとにこ
の音源情報の特徴に対応する発生時間位置と振幅
とを有する複数個のインパルス系列（マルチパル
ス）を以つて表現し前記入力音声信号の分析およ
び合成を行なうマルチパルス型ボコーダにおい
て、前記入力音声信号の分析フレーム内の短時間
電力の変動率を求め、更に前記変動率が予じめ設
定された値を越える場合に、前記入力音声信号の
分析フレーム内に於ける短時間電力の変動率を求
め、更に前記変動率が予じめ設定された値を越え
る場合に、前記入力音声信号の分析フレーム内に
於ける短時間電力の変動を補正し、あるいは分析
フレームを複数の分析区間に分割して複数個のイ
ンパルス系列を求める手段を分析側に備えて構成
されている。

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明によるマルチパルス型ボコーダの
分析側の一実施例を示すブロツク図、第４図は本
発明によるマルチパルス型ボコーダの合成側の一
実施例を示すブロツク図である。

第３図に示す本発明によるマルチパルス型ボコ
ーダの分析側は、LPC分析器７、相互相関数算
出器８、電力算出器９、符号化器(1)１０、自己相
関関数算出器１１、音源パルス発生器１２、符号
化器(2)１３、電力変動補正器１４およびマルチプ
レクサ１５を備えて構成される。

入力端子7001を介して入力した入力音声信号
は、LPC分析器７、電力算出器９、および電力
変動補正器１４にそれぞれ供給される。

LPC分析器７は入力音声信号を分析フレーム
ごとに、予め設定するビツト数のデジタル量とし
て量子化し、この量子化音声信号をLPC分析し
て、LPC係数としてのｐ次のκパラメータ（偏
自己相関係数）を抽出し、これを出力ライン701
を介して符号化器(1)１０に供給する。本実施例に
おいては分析フレームは20ｍSECに設定してい
る。

符号化器(1)１０は、入力したLPC係数の量子
化と符号化を行なつたのち、出力ライン1001を介
してマルチプレクサ１５に送出する。

LPC分析器７はまた、LPC係数からインパル
ス応答ｈ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｍ−１）を計算し、出力
ライン702、符号化器(1)１０、出力ライン1002を
介して相互相関関数算出器８および自己相関関数
算出器１１に供給する。

相互相関関数算出器８は、後述する電力変動補
正器１４によりフレーム内の短時間電力の変動が
補正された入力音声信号とインパルス応答ｈ（ｎ）
とを利用して相互相関関数_hxを計算し、これを
出力ライン801を介して音源パルス発生器１２に
送出する。

また、自己相関関数算出器１１は、入力したイ
ンパルス応答ｈ（ｎ）の自己相関関数R_hhを計算
し、これを出力ライン1101を介して音源パルス算
出器１２に送出する。

音源パルス算出器１２は、こうして入力した分
析フレームごとの相互相関関数_hxと自己相関関
数R_hhとを利用して(8)式の計算を実行し所定の数
の音源パルス列を得て、これらのパルスの振幅お
よび位置情報を出力ライン1201を介して符号化器
(2)１３に送出し、これによつてフレーム内の短時
間電力の変動に対応して重み付けられているパル
スの振幅を再補正し量子化および符号化を行なつ
たのち出力ライン1301を介してマルチプレクサ１
５に送出する。

このようにして、量子化および符号化されてマ
ルチプレクサ１５に送出されるLPC係数および
マルチパルスデータは、入力音声信号のスペクト
ル包絡および音源情報を表わすデータとしてマル
チプレクサ１５を介して所定の方式で時分割さ
れ、伝送路1501を介して第３図に示す分析側から
第４図に示す合成側に伝送されるが、分析側にお
ける処理において、分析フレーム内で短時間電力
の変動が激しい場合には、電力のより大きな分析
フレーム内の一区間にパルスが集中し、電力のよ
り小いさい分析フレーム内の区間にパルスが存在
しなくなり、結果として前記区間の音声が合成側
で再生されず、係る区間の明瞭性が損なわれると
いう欠点を生ずることは前述したとおりである。

そこで、本実施例にあつては第３図に示す電力
算出器９、電力変動補正器１４等を備え、次のよ
うにしてこの欠点の除去を図つている。

電力算出器９は入力音声信号を受けると、分析
フレームごとに例えば分析フレームの前半部分と
後半部分との電力の比R_pを下記(9)式により算出
する。

ただしｘ(i)は入力音声信号の音声サンプル、Ｎ
は分析フレームに含まれる音声サンプルの総数で
ある。次に短時間電力の変動率v_pを下記(10)式によ
り求める。

v_p＝max（R_p、１／R_p） ……(10) 電力算出器９は更に(10)式により求められたv_pが
予じめ設定された値r_v（r_v０）を越える場合に
は補正係数c_R（＝√_p）を伝送路901，902を介し
て電力変動補正器１４と符号化器(2)１３とへ出力
しv_pがr_vを越えない場合には補正係数c_Rを“１”
として同様に出力する。

電力変動補正器１４は前記c_Rを用いて入力音声
信号列ｘ（０）、ｘ(1)……ｘ（Ｎ−１）の振幅を例
えば下記（11）式により補正し結果を相互相関関
数算出器８へ出力する。

x′(i)＝〔２／Ｎ（c_R−１／c_R）・ｉ ＋｛１／c_R−１／２（c_R−１／c_R)}〕・ｘ(i)……(
11) ただしx′(i)は補正された入力音声サンプルであ
り、又、（11）式はＮ／４−１番目のサンプルに対す る重み１／c_R、３／４Ｎ−１番目のサンプルに対する重 みc_Rを直線で接続したものである。

符号化器(2)１３は前記c_Rを用いて音源パルス発
生器１２で発生されたパルスの振幅g_i（m_i）を下
記（12）式を用いて再補正する。

g_i′（m_i） ＝g_i（m_i）／２／Ｎ（c_R−１／c_R）・m_i＋｛１／c_R−１
／２（c_R−１／c_Rc_R）｝ ……（12） ただしg_i′（m_i）は再補正されたマルチパルス
の振幅である。更に符号化器(2)１３は前述の説明
の様にパルスの振幅を量子化、符号化しマルチプ
レクサ１５へ出力する。

マルチプレクサ１５は出力ライン1001を介して
受けるLPC係数データ、および出力ライン1301
を介して受けるマルチパルスデータの転送を伝送
路1501を介して予め定める時分割方式により同時
伝送をする。

第４図に示す合成側は、伝送路1501を介して合
成側から伝送されたデータに基づいて入力音声信
号の合成を行なうものであり、デマルチプレクサ
１６、復号化器(1)１７、複号化器(2)１８、LPC
合成器２１、LPF（Low Pass Filtcr）等を備え
て構成される。

デマルチプレクサ１６は、伝送路1501を介して
入力した各種データをマルチプレクサ１５の時分
割伝送形式による変換前の状態に復元し、LPC
係数データは出力ライン161を介して復号化器(1)
１７に、マルチパルスデータは出力ライン162を
介して復号化器(2)１８にそれぞれ供給され、これ
らの復号化器によつてデータの復号化を行なつた
うえ、それぞれ出力ライン171，181に送出する。

LPC合成器２１は、このようにして入力する
マルチパルスを音源情報としてｐ次の全極型デジ
タルフイルタの駆動音源に利用し、また出力ライ
ン171を介して入力するｐ次のLPC係数データを
上記全極型デジタルフイルタの係数としてこの
LPC合成フイルタを制御して入力音声信号を合
成し、これを出力ライン211を介してLPF22に送
出し、所定の低域フイルタリングを行つてアナロ
グ量の合成音声として出力ライン221に送出する。

なお、第３図および第４図に示す本発明の実施
例においては、LPC係数としてκパラメータを
用いているがこれは他のLPC係数、たとえばα
パラメータ等を利用してもよく、また符号化器と
マルチプレクサ、および復号化器とデマルチプレ
クサはそれぞれこれらを一体化した構成のものと
しても同様に実施し得ることは明らかであり、ま
たLPC合成フイルタは全極型以外の非極型デジ
タルフイルタ等と置換してもほぼ同様に実施しう
ることもまた明らかである。

又、本実施例においては入力音声信号の分析フ
レーム内の短時間電力の変動率を求め、更に前記
変動率が予じめ設定された値を越える場合に、前
記入力音声信号の分析フレーム内に於ける短時間
電力の変動を補正し複数個のインパルス系列を求
めているが、本発明の主旨は分析フレーム内に於
ける短時間電力の変動率を観測し、更に前記変動
率を用いて分析フレームの特定の区間にパルスが
過度に集中する欠点を除去することにあり、必ず
しも入力音声信号の分析フレームに内に於ける短
時間電力の変動を補正する必要はない。例えば、
前記入力音声信号の分析フレーム内の短時間電力
の変動率を求め、更に前記変動率が予じめ設定さ
れた値を越える場合に分析フレームを複数の分析
区間に分割し、各分割された区間に所定のパルス
を割当て、更に各々の区間で独立に複数個のイン
パルス系列を求めることにより本発明の主旨を損
うことなく実現し得ることは明らかである。

以上説明した如く本発明によれば、マルチパル
スボコーダにおいて、分析フレーム内での電力の
急激な変動がある場合に、電力のより大きな分析
フレーム内の一区間にパルスが集中し、電力のよ
り小いさい分析フレーム内の区間にパルスが存在
しなくなることによる合成音質の劣化を大幅に改
善し得るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のマルチパルス型ボコーダの基本
的構成を示すブロツク図、第２図は従来のマルチ
パルス型ボコーダの欠点を説明するための波形
図、第３図は本発明によるマルチパルス型ボコー
ダの分析側の一実施例を示すブロツク図、第４図
は本発明によるマルチパルス型ボコーダの合成側
の一実施例を示すブロツク図である。 １，２１……LPC合成器、２，７……LPC分
析器、３，１２……音源パルス発生器、４……減
算器、５……聴感重み付け器、６……２乗誤差最
小化器、８……相互相関関数算出器、９……電力
算出器、１０，１３……符号化器、１１……自己
相関関数算出器、１４……電力変動補正器、１５
……マルチプレクサ、１６……デマルチプレク
サ、１７，１８……復号化器、２２……LPF。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力音声信号を分析フレームごとにLPC
   （Linear Prediction Coefficient、線形予測係数）
   分析して抽出したLPC係数をスペクトル包絡情
   報としこのスペクトル包絡情報とともに前記入力
   音声信号の音声情報を構成する音源情報を分析フ
   レームごとにこの音源情報の特徴に対応する発生
   時間位置と振幅とを有する予じめ定めた複数個の
   インパルス系列（マルチパルス）を以つて表現し
   て前記入力音声信号の分析および合成を行なうマ
   ルチパルス型ボコーダにおいて、前記入力音声信
   号の分析フレーム内の短時間電力の変動率を求め
   更に前記変動率が予じめ設定された値を越える場
   合に分析フレームの一部の区間にインパルスが集
   中するのを防ぐ手段を分析側に有することを特徴
   とするマルチ型ボコーダ。 ２ 入力音声信号を分析フレームごとにLPC
   （Linear Prediction Coefficient、線形予測係数）
   分析して抽出したLPC係数をスペクトル包絡情
   報としこのスペクトル包絡情報とともに前記入力
   音声信号の音声情報を構成する音源情報を分析フ
   レームごとにこの音源情報の特徴に対応する発生
   時間位置と振幅とを有する予じめ定めた複数個の
   インパルス系列（マルチパルス）を以つて表現し
   て前記入力音声信号の分析および合成を行なうマ
   ルチパルス型ボコーダにおいて、前記入力音声信
   号の分析フレーム内の短時間電力の変動率を求め
   更に前記変動率が予じめ設定された値を越える場
   合に分析フレームを複数の分析区間に分割し複数
   個のインパルス系列を求める手段を分析側に有す
   ることを特徴とするマルチパルス型ボコーダ。