JPH04357423A - フォトセンサ回路 - Google Patents
フォトセンサ回路Info
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- JPH04357423A JPH04357423A JP3048157A JP4815791A JPH04357423A JP H04357423 A JPH04357423 A JP H04357423A JP 3048157 A JP3048157 A JP 3048157A JP 4815791 A JP4815791 A JP 4815791A JP H04357423 A JPH04357423 A JP H04357423A
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- G01J1/42—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors
- G01J1/44—Electric circuits
- G01J1/46—Electric circuits using a capacitor
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
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- H03K17/78—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
- H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
- H03K5/2472—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
- H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
- H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
- H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、カメラのオートフォー
カス用ＩＣ等の光検出部等に用いられるフォトセンサ回
路に関し、特に、フォトダイオードの光電流を電圧変動
に変換し、該変動量から光強度を検出する技術に関する
。
カス用ＩＣ等の光検出部等に用いられるフォトセンサ回
路に関し、特に、フォトダイオードの光電流を電圧変動
に変換し、該変動量から光強度を検出する技術に関する
。
【０００２】
【従来の技術】従来のフォトセンサ回路の一例としては
、図１０に示すように、光電流発生手段としてのフォト
ダイオード１の１極を電源電位ＶＤＤに接続し、その逆
極側を、電位設定手段としてのリセットトランジスタ３
を介して初期設定電位Ｖ０ に接続するとともに電位変
動検知手段たるコンパレータ回路４に入力するように回
路構成を有するものがある。
、図１０に示すように、光電流発生手段としてのフォト
ダイオード１の１極を電源電位ＶＤＤに接続し、その逆
極側を、電位設定手段としてのリセットトランジスタ３
を介して初期設定電位Ｖ０ に接続するとともに電位変
動検知手段たるコンパレータ回路４に入力するように回
路構成を有するものがある。
【０００３】このフォトセンサ回路では、まず、リセッ
トトランジスタ３がオン状態にされると、フォトダイオ
ード１の逆極側が初期設定電位Ｖ０ となり、フォトダ
イオード１にはＶＤＤ−Ｖ０ の逆バイアスが印加され
た状態となる。次に、図１１に示すように入力信号Ｓ１
をＨレベルからＬレベルに切換え、リセットトランジ
スタ３をオフ状態にすると、フォトダイオード１に照射
された光強度に応じて電源電位側からフォトダイオード
１の逆極側に光電流Ｉが流れ、フォトダイオード１の接
合容量、リセットトランジスタ３のドレイン容量、コン
パレータ回路４の入力容量等からなる等価容量２を放電
していく。この時、コンパレータ回路４の入力電位は、
Ｖ＝Ｖ０ ＋Ｉｔ／Ｃ ・・・（１）に従って上昇し
ていく。ここで、Ｃは等価容量２の容量値、ｔはリセッ
トトランジスタ３をオフ状態とした時点を基準とする時
刻であり、等価容量２は、光電流を電位に変換する電流
電圧変換手段たる積分容量として作用するものである。 そして、上記（１）式に従って上昇する入力電位が基準
電位Ｖｒｅｆ を越えると、図１１に示すように、コン
パレータ回路４の出力電位は反転する。ここで、リセッ
トトランジスタ３の入力信号切換時からコンパレータ回
路４の出力電位の反転時点までの時間ｔＳ は、光電流
Ｉに対しｔＳ ＝（Ｖｒｅｆ −Ｖ０ ）・Ｃ／Ｉ・・
・（２）の関係を有するので、この反転時間ｔＳ を測
定することによって光電流Ｉの大きさ、ひいてはフォト
ダイオード１に照射された光強度を検出することができ
る。
トトランジスタ３がオン状態にされると、フォトダイオ
ード１の逆極側が初期設定電位Ｖ０ となり、フォトダ
イオード１にはＶＤＤ−Ｖ０ の逆バイアスが印加され
た状態となる。次に、図１１に示すように入力信号Ｓ１
をＨレベルからＬレベルに切換え、リセットトランジ
スタ３をオフ状態にすると、フォトダイオード１に照射
された光強度に応じて電源電位側からフォトダイオード
１の逆極側に光電流Ｉが流れ、フォトダイオード１の接
合容量、リセットトランジスタ３のドレイン容量、コン
パレータ回路４の入力容量等からなる等価容量２を放電
していく。この時、コンパレータ回路４の入力電位は、
Ｖ＝Ｖ０ ＋Ｉｔ／Ｃ ・・・（１）に従って上昇し
ていく。ここで、Ｃは等価容量２の容量値、ｔはリセッ
トトランジスタ３をオフ状態とした時点を基準とする時
刻であり、等価容量２は、光電流を電位に変換する電流
電圧変換手段たる積分容量として作用するものである。 そして、上記（１）式に従って上昇する入力電位が基準
電位Ｖｒｅｆ を越えると、図１１に示すように、コン
パレータ回路４の出力電位は反転する。ここで、リセッ
トトランジスタ３の入力信号切換時からコンパレータ回
路４の出力電位の反転時点までの時間ｔＳ は、光電流
Ｉに対しｔＳ ＝（Ｖｒｅｆ −Ｖ０ ）・Ｃ／Ｉ・・
・（２）の関係を有するので、この反転時間ｔＳ を測
定することによって光電流Ｉの大きさ、ひいてはフォト
ダイオード１に照射された光強度を検出することができ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のフォトセン
サ回路の感度を上げるためには、■Ｖｒｅｆ −Ｖ０
の値を小さくする、■等価容量２の容量値Ｃを小さくす
る、若しくは、■光電流Ｉを大きくする、ことが考えら
れる。
サ回路の感度を上げるためには、■Ｖｒｅｆ −Ｖ０
の値を小さくする、■等価容量２の容量値Ｃを小さくす
る、若しくは、■光電流Ｉを大きくする、ことが考えら
れる。
【０００５】しかしながら、これらの方策のうち、■の
Ｖｒｅｆ −Ｖ０ の値を小さくする場合には、コンパ
レータ回路４のオフセット電圧に起因して、光感度のば
らつきが大きくなり、均一な感度特性を得ることが困難
になる。また、■の等価容量２の容量値Ｃを小さくしよ
うとしても、容量値Ｃは、フォトダイオード１の接合容
量、リセットトランジスタ３のドレイン容量、コンパレ
ータ回路４の入力容量の和によって影響を受けるので、
特に、接合容量を小さくしようとすると、容量値のばら
つきを生むだけでなく、フォトダイオード１のＳ／Ｎ比
を低下させる等の問題点があり、したがって、その最小
値には限界がある。更に、■の光電流Ｉを大きくしよう
とする場合にも、フォトダイオード１の変換効率の向上
には限界があり、現状以上の変換効率を求めることは難
しい。このように、従来のフォトセンサ回路の感度を向
上させることは、上記■から■までのいずれの方法を採
用したとしても甚だ困難であった。
Ｖｒｅｆ −Ｖ０ の値を小さくする場合には、コンパ
レータ回路４のオフセット電圧に起因して、光感度のば
らつきが大きくなり、均一な感度特性を得ることが困難
になる。また、■の等価容量２の容量値Ｃを小さくしよ
うとしても、容量値Ｃは、フォトダイオード１の接合容
量、リセットトランジスタ３のドレイン容量、コンパレ
ータ回路４の入力容量の和によって影響を受けるので、
特に、接合容量を小さくしようとすると、容量値のばら
つきを生むだけでなく、フォトダイオード１のＳ／Ｎ比
を低下させる等の問題点があり、したがって、その最小
値には限界がある。更に、■の光電流Ｉを大きくしよう
とする場合にも、フォトダイオード１の変換効率の向上
には限界があり、現状以上の変換効率を求めることは難
しい。このように、従来のフォトセンサ回路の感度を向
上させることは、上記■から■までのいずれの方法を採
用したとしても甚だ困難であった。
【０００６】また、上記リセットトランジスタ３のスイ
ッチングノイズ等によって初期設定電位Ｖ０ が変動し
、この結果、反転時間ｔＳ から求める光強度の精度が
低下するという問題点もあった。
ッチングノイズ等によって初期設定電位Ｖ０ が変動し
、この結果、反転時間ｔＳ から求める光強度の精度が
低下するという問題点もあった。
【０００７】更に、仮に上記方策によって所定範囲の光
強度に対する光感度の向上が達せられたとしても、該範
囲よりも著しく光強度が大きい場合には（２）式に示す
反転時間ｔＳ が小さくなって光強度に対する分解能が
低下することから、光強度に対するダイナミックレンジ
が制限されることとなる。
強度に対する光感度の向上が達せられたとしても、該範
囲よりも著しく光強度が大きい場合には（２）式に示す
反転時間ｔＳ が小さくなって光強度に対する分解能が
低下することから、光強度に対するダイナミックレンジ
が制限されることとなる。
【０００８】そこで、本発明はこれらの問題点を解決す
るものであり、その課題は、フォトダイオード１の接合
容量が積分容量として作用しない回路構成とすることに
よって、別個に設けられた小容量値に対応するフォトセ
ンサ回路の高感度を達成するとともに、コンパレータ回
路４の入力電位が直接初期設定電位Ｖ０ に依存しない
ように別個の初期化手段を設けることによって、高精度
の光強度測定を可能とし、更に、積分容量の値を可変と
してフォトセンサ回路としての光強度に対するダイナミ
ックレンジを拡大することにある。
るものであり、その課題は、フォトダイオード１の接合
容量が積分容量として作用しない回路構成とすることに
よって、別個に設けられた小容量値に対応するフォトセ
ンサ回路の高感度を達成するとともに、コンパレータ回
路４の入力電位が直接初期設定電位Ｖ０ に依存しない
ように別個の初期化手段を設けることによって、高精度
の光強度測定を可能とし、更に、積分容量の値を可変と
してフォトセンサ回路としての光強度に対するダイナミ
ックレンジを拡大することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、光電流発生手段と、この光電流発生手段の出力電
流を電位変動に変換する電流電圧変換手段と、電流電圧
変換手段の出力電位の変動量を検知する電位変動検知手
段と、電流電圧変換手段の出力電位を初期化する電位設
定手段とを有し、電流電圧変換手段の出力電位の変動速
度から光電流発生手段に照射された光強度を検出するフ
ォトセンサ回路において、本発明が講じた手段は、先ず
、第１の手段として、電流電圧変換手段を、光電流発生
手段の出力を入力として所定の基準電位に対して動作す
る差動増幅回路と、この差動増幅回路の入出力間に並列
に接続された積分容量とから構成し、電位設定手段を、
その差動増幅回路の入出力間を断続するスイッチング手
段とするものである。
めに、光電流発生手段と、この光電流発生手段の出力電
流を電位変動に変換する電流電圧変換手段と、電流電圧
変換手段の出力電位の変動量を検知する電位変動検知手
段と、電流電圧変換手段の出力電位を初期化する電位設
定手段とを有し、電流電圧変換手段の出力電位の変動速
度から光電流発生手段に照射された光強度を検出するフ
ォトセンサ回路において、本発明が講じた手段は、先ず
、第１の手段として、電流電圧変換手段を、光電流発生
手段の出力を入力として所定の基準電位に対して動作す
る差動増幅回路と、この差動増幅回路の入出力間に並列
に接続された積分容量とから構成し、電位設定手段を、
その差動増幅回路の入出力間を断続するスイッチング手
段とするものである。
【００１０】次に、第２の手段としては、電流電圧変換
手段の出力と前記電位変動検知手段の入力との間に伝達
容量を挿入するとともに、電位変動検知手段の入力電位
を初期化すべき電位設定手段とを設けるものである。
手段の出力と前記電位変動検知手段の入力との間に伝達
容量を挿入するとともに、電位変動検知手段の入力電位
を初期化すべき電位設定手段とを設けるものである。
【００１１】ここで、上記第１の手段と第２の手段は相
互に併設されることが好ましい。
互に併設されることが好ましい。
【００１２】また、これらの手段に加えて、積分容量を
、少なくとも１の基準容量及び断続可能に設置された１
又は複数の調整容量の各容量が相互に並列接続された回
路で構成するものである。この場合、電流電圧変換手段
の出力電位の変動速度に応じて再測定するか否かを判別
し、再測定する場合は１又は複数の調整容量を断続して
合成容量値を変更させる制御手段を設置することが望ま
しい。
、少なくとも１の基準容量及び断続可能に設置された１
又は複数の調整容量の各容量が相互に並列接続された回
路で構成するものである。この場合、電流電圧変換手段
の出力電位の変動速度に応じて再測定するか否かを判別
し、再測定する場合は１又は複数の調整容量を断続して
合成容量値を変更させる制御手段を設置することが望ま
しい。
【００１３】更に、差動増幅回路の出力電位の初期変動
を制限する電位変動限定手段を設けることが望ましく、
この電位変動限定手段としては、ダイオードを差動増幅
回路の入出力間において積分動作時に逆バイアス状態と
なる方向に接続することが好ましい。この場合、スイッ
チング手段を、第１導電型の半導体領域の表面側に第２
導電型の第１領域及び第２領域が形成され、第１領域と
第２領域間の半導体領域の表面側をチャネル領域とする
トランジスタ素子で構成し、積分容量を、半導体領域と
その表面側に絶縁層を介して形成された電極層から構成
し、ダイオードを、半導体領域と第１領域との間の接合
部に形成される寄生容量で構成することが望ましい。
を制限する電位変動限定手段を設けることが望ましく、
この電位変動限定手段としては、ダイオードを差動増幅
回路の入出力間において積分動作時に逆バイアス状態と
なる方向に接続することが好ましい。この場合、スイッ
チング手段を、第１導電型の半導体領域の表面側に第２
導電型の第１領域及び第２領域が形成され、第１領域と
第２領域間の半導体領域の表面側をチャネル領域とする
トランジスタ素子で構成し、積分容量を、半導体領域と
その表面側に絶縁層を介して形成された電極層から構成
し、ダイオードを、半導体領域と第１領域との間の接合
部に形成される寄生容量で構成することが望ましい。
【００１４】
【作用】かかる手段によれば、光電流発生手段の１極電
位は差動増幅回路に入力され、同様に入力される所定の
基準電位との差に応じた電位を出力する。ここに、差動
増幅回路の入出力間には容量及びスイッチング手段がそ
れぞれ並列に接続されているので、スイッチング手段が
遮断状態にある場合には差動増幅回路と容量からなる積
分回路が形成される。したがって、光電流発生手段の光
電流に基づく電位変動の積分値が差動増幅回路の出力電
位として得られる。これに対し、スイッチング手段が導
通状態にある場合には差動増幅回路の出力電位は入力電
位と同電位になるので、出力電位は基準電位に設定し直
される。
位は差動増幅回路に入力され、同様に入力される所定の
基準電位との差に応じた電位を出力する。ここに、差動
増幅回路の入出力間には容量及びスイッチング手段がそ
れぞれ並列に接続されているので、スイッチング手段が
遮断状態にある場合には差動増幅回路と容量からなる積
分回路が形成される。したがって、光電流発生手段の光
電流に基づく電位変動の積分値が差動増幅回路の出力電
位として得られる。これに対し、スイッチング手段が導
通状態にある場合には差動増幅回路の出力電位は入力電
位と同電位になるので、出力電位は基準電位に設定し直
される。
【００１５】この回路では、差動増幅回路は常時入力電
位を基準電位と一致させるように動作するので、スイッ
チング手段が遮断状態にあり、積分動作がなされている
状態においても、差動増幅回路の入力電位は常に基準電
位と一致している。したがって、光電流変換素子に印加
されるバイアス電圧を常時一定とすることが可能であり
、積分動作に伴ってバイアス電圧が常に変動していた従
来のフォトセンサ回路とは異なり、一定状態下において
光電流発生手段を動作させることができるので、安定か
つ高精度の光検出を行うことができる。
位を基準電位と一致させるように動作するので、スイッ
チング手段が遮断状態にあり、積分動作がなされている
状態においても、差動増幅回路の入力電位は常に基準電
位と一致している。したがって、光電流変換素子に印加
されるバイアス電圧を常時一定とすることが可能であり
、積分動作に伴ってバイアス電圧が常に変動していた従
来のフォトセンサ回路とは異なり、一定状態下において
光電流発生手段を動作させることができるので、安定か
つ高精度の光検出を行うことができる。
【００１６】また、一定のバイアス電圧が光電流発生手
段に印加されるので、光電流による接合容量の充放電は
行われず、接合容量とは無関係に差動増幅回路に対して
並列に接続された容量によってのみ積分動作がなされる
。したがって、この容量値を小さく設定することにより
、光電流に対する差動増幅回路の出力電位の感度を大き
くすることができる。
段に印加されるので、光電流による接合容量の充放電は
行われず、接合容量とは無関係に差動増幅回路に対して
並列に接続された容量によってのみ積分動作がなされる
。したがって、この容量値を小さく設定することにより
、光電流に対する差動増幅回路の出力電位の感度を大き
くすることができる。
【００１７】次に、光電流発生手段の光電流に基づいて
変動する電位が伝達容量を介して電位変動検知手段に入
力され、この電位変動検知手段の入力電位を初期化すべ
き電位設定手段が設けられる場合には、電流電圧変換手
段におけるスイッチング手段を遮断して積分動作が開始
した後まで、電位設定手段により電位変動検知手段の入
力電位を初期値に保持しておき、所定時間の経過後に改
めて電位設定を開放して、電位変動検知手段の入力電位
を伝達容量を介して電流電圧変換手段の出力電位に追随
させることによって、電位変動検知手段の入力電位を伝
達容量前段側の電位の値とは無関係に電位設定手段によ
って所定の基準電位に初期設定できる。
変動する電位が伝達容量を介して電位変動検知手段に入
力され、この電位変動検知手段の入力電位を初期化すべ
き電位設定手段が設けられる場合には、電流電圧変換手
段におけるスイッチング手段を遮断して積分動作が開始
した後まで、電位設定手段により電位変動検知手段の入
力電位を初期値に保持しておき、所定時間の経過後に改
めて電位設定を開放して、電位変動検知手段の入力電位
を伝達容量を介して電流電圧変換手段の出力電位に追随
させることによって、電位変動検知手段の入力電位を伝
達容量前段側の電位の値とは無関係に電位設定手段によ
って所定の基準電位に初期設定できる。
【００１８】したがって、積分動作開始時において伝達
容量前段側の電位にスイッチングノイズ等が重畳した場
合でも、積分動作開始時の電位変動は容量を充放電させ
るだけで電位変動検知手段の入力側には伝達されず、電
位設定手段の解除時から電位の伝達が開始されることと
なるので、高精度で安定した光感度を得ることが可能と
なる。
容量前段側の電位にスイッチングノイズ等が重畳した場
合でも、積分動作開始時の電位変動は容量を充放電させ
るだけで電位変動検知手段の入力側には伝達されず、電
位設定手段の解除時から電位の伝達が開始されることと
なるので、高精度で安定した光感度を得ることが可能と
なる。
【００１９】ここで、電流電圧変換手段内に差動増幅回
路を設ける場合には、差動増幅回路にオフセット電圧が
存在する場合でも、電位変動検知手段の入力電位に関し
てはそのオフセット電圧とは無関係に電位設定手段によ
る設定電位がその初期値となるので、光電流の検出値に
オフセットが重畳することによる光感度の低下及び誤差
の発生を防止することができ、また、差動増幅回路のオ
フセット電圧のばらつきに影響されずに光感度の均一性
を確保することができる。
路を設ける場合には、差動増幅回路にオフセット電圧が
存在する場合でも、電位変動検知手段の入力電位に関し
てはそのオフセット電圧とは無関係に電位設定手段によ
る設定電位がその初期値となるので、光電流の検出値に
オフセットが重畳することによる光感度の低下及び誤差
の発生を防止することができ、また、差動増幅回路のオ
フセット電圧のばらつきに影響されずに光感度の均一性
を確保することができる。
【００２０】更に、積分容量を基準容量と調整容量の並
列接続回路で構成し、電流電圧変換手段の出力電位の変
動速度に応じて調整容量を断続すべき制御手段を設置す
る場合には、出力電位の変動速度が適切である場合には
そのまま光強度を算出し、該変動速度が光強度の測定上
不適当である場合、調整容量の断続、或いは回路に接続
された調整容量の数を変更することによって、積分容量
の合成容量値を変化させ、適度な変動速度を以て再計測
を行うことができる。したがって、広範囲の光強度に対
して高精度かつ高分解能の光検出を行って、フォトセン
サ回路としての光強度に対するダイナミックレンジを拡
大することができる。
列接続回路で構成し、電流電圧変換手段の出力電位の変
動速度に応じて調整容量を断続すべき制御手段を設置す
る場合には、出力電位の変動速度が適切である場合には
そのまま光強度を算出し、該変動速度が光強度の測定上
不適当である場合、調整容量の断続、或いは回路に接続
された調整容量の数を変更することによって、積分容量
の合成容量値を変化させ、適度な変動速度を以て再計測
を行うことができる。したがって、広範囲の光強度に対
して高精度かつ高分解能の光検出を行って、フォトセン
サ回路としての光強度に対するダイナミックレンジを拡
大することができる。
【００２１】電位変動限定手段を設ける場合には、スイ
ッチング手段のスイッチングノイズに基づく差動増幅器
の出力電位の変動量を制限し、しかも、差動増幅器の動
作の安定時間を短縮することができるので、光強度計測
の誤差やオフセットを低減し、計測精度の向上を図るこ
とができ、更に、測定間及びフォトセンサ間の感度のば
らつきを低減することができる。
ッチング手段のスイッチングノイズに基づく差動増幅器
の出力電位の変動量を制限し、しかも、差動増幅器の動
作の安定時間を短縮することができるので、光強度計測
の誤差やオフセットを低減し、計測精度の向上を図るこ
とができ、更に、測定間及びフォトセンサ間の感度のば
らつきを低減することができる。
【００２２】
【実施例】次に、図面を参照して本発明によるフォトセ
ンサ回路の実施例を説明する。
ンサ回路の実施例を説明する。
【００２３】（第１実施例）本実施例の回路構成を図１
に示す。この回路では、フォトダイオード１の１極は電
源電位ＶＤＤに接続されており、その逆極は差動増幅回
路５の非反転入力に導入される。この差動増幅回路５の
非反転入力と出力との間には、それぞれ並列に第１リセ
ットトランジスタ６と積分容量７とが接続されている。 差動増幅回路５の反転入力には基準電位Ｖ０ が入力さ
れており、この基準電位Ｖ０ と入力電位たるフォトダ
イオード１の逆極電位Ｖ１ が一致するように差動増幅
回路５が動作する。差動増幅回路５の出力電位Ｖ２ は
、伝達容量８を介してコンパレータ回路４の非反転入力
に導入され、基準電位Ｖｒｅｆ との大小を比較した結
果を２値信号の出力電位Ｖｏｕｔ として出力するよう
になっている。
に示す。この回路では、フォトダイオード１の１極は電
源電位ＶＤＤに接続されており、その逆極は差動増幅回
路５の非反転入力に導入される。この差動増幅回路５の
非反転入力と出力との間には、それぞれ並列に第１リセ
ットトランジスタ６と積分容量７とが接続されている。 差動増幅回路５の反転入力には基準電位Ｖ０ が入力さ
れており、この基準電位Ｖ０ と入力電位たるフォトダ
イオード１の逆極電位Ｖ１ が一致するように差動増幅
回路５が動作する。差動増幅回路５の出力電位Ｖ２ は
、伝達容量８を介してコンパレータ回路４の非反転入力
に導入され、基準電位Ｖｒｅｆ との大小を比較した結
果を２値信号の出力電位Ｖｏｕｔ として出力するよう
になっている。
【００２４】このフォトセンサ回路では、フォトダイオ
ード１に光が照射されると、光電流が電源電位ＶＤＤ側
から逆極側に流れ、この電流は差動増幅回路５の入力電
位Ｖ１ を上昇させる。この入力電位Ｖ１ の上昇によ
って基準電位Ｖ０ との差が生じ、差動増幅回路５が動
作して、出力電位Ｖ２ として、Ｖ２ ＝Ａ（Ｖ１ −
Ｖ０ ）・・・（３）を出力する。ここで、Ａは差動増
幅回路５の増幅率である。この差動増幅回路５の回路構
成の一例を図３に示す。この回路は公知のものであり、
電源電位ＶＤＤと接地電位との間に、電流ミラー回路を
構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタ１０及び１１と
、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ１２及び１３とがそれ
ぞれ並列に設置され、両者が接続された後にｎチャネル
ＭＯＳトランジスタ１４が設置されて定電流源となって
いる。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ１２及び１３のゲ
ートには、それぞれ入力電位Ｖ１ 及び基準電位Ｖ０
が入力され、出力電位Ｖ２ は、ｐチャネルＭＯＳト
ランジスタ１０とｎチャネルＭＯＳトランジスタ１２と
の間から取り出される。
ード１に光が照射されると、光電流が電源電位ＶＤＤ側
から逆極側に流れ、この電流は差動増幅回路５の入力電
位Ｖ１ を上昇させる。この入力電位Ｖ１ の上昇によ
って基準電位Ｖ０ との差が生じ、差動増幅回路５が動
作して、出力電位Ｖ２ として、Ｖ２ ＝Ａ（Ｖ１ −
Ｖ０ ）・・・（３）を出力する。ここで、Ａは差動増
幅回路５の増幅率である。この差動増幅回路５の回路構
成の一例を図３に示す。この回路は公知のものであり、
電源電位ＶＤＤと接地電位との間に、電流ミラー回路を
構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタ１０及び１１と
、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ１２及び１３とがそれ
ぞれ並列に設置され、両者が接続された後にｎチャネル
ＭＯＳトランジスタ１４が設置されて定電流源となって
いる。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ１２及び１３のゲ
ートには、それぞれ入力電位Ｖ１ 及び基準電位Ｖ０
が入力され、出力電位Ｖ２ は、ｐチャネルＭＯＳト
ランジスタ１０とｎチャネルＭＯＳトランジスタ１２と
の間から取り出される。
【００２５】この出力電位Ｖ２ に関しては、入力信
号Ｓ１ がＨレベルであって、第１リセットトランジス
タ６が導通している場合には、Ｖ２ ＝Ｖ１ ・・・（
４）が成立し、また、入力信号Ｓ１ がＬレベルであっ
て、第１リセットトランジスタ６が遮断している場合に
は、Ｖ２ −Ｖ１ ＝−１／Ｃ１ ∫Ｉｄｔ・・・（５
）が成立する。
号Ｓ１ がＨレベルであって、第１リセットトランジス
タ６が導通している場合には、Ｖ２ ＝Ｖ１ ・・・（
４）が成立し、また、入力信号Ｓ１ がＬレベルであっ
て、第１リセットトランジスタ６が遮断している場合に
は、Ｖ２ −Ｖ１ ＝−１／Ｃ１ ∫Ｉｄｔ・・・（５
）が成立する。
【００２６】ここで、第１リセットトランジスタ６を導
通状態から遮断状態に切換えた時点（ｔ＝０）において
は、Ｖ１ （ｔ＝０）＝Ｖ０ ／（１−１／Ａ）・・・
（６）となり、この（６）式で増幅率ＡがＡ＞＞１であ
る場合には、Ｖ１ （ｔ＝０）＝Ｖ０ となる。
通状態から遮断状態に切換えた時点（ｔ＝０）において
は、Ｖ１ （ｔ＝０）＝Ｖ０ ／（１−１／Ａ）・・・
（６）となり、この（６）式で増幅率ＡがＡ＞＞１であ
る場合には、Ｖ１ （ｔ＝０）＝Ｖ０ となる。
【００２７】ところで、光電流Ｉを一定であると考える
と（５）式は、Ｖ２−Ｖ１ ＝−Ｉｔ／Ｃ１ ・・・（
７）となり、（３）式及び（７）式によれば、Ｖ２ ＝
（Ｖ０ −Ｉｔ／Ｃ１ ）／（１−１／Ａ）・・・（８
）、Ｖ１ ＝Ｖ０ ＋（Ｖ０ −Ｉｔ／Ｃ１ ）／（Ａ
−１）・・・（９）が成立する。なお、この（９）式で
ｔ＝０とすれば、（６）式となる。これらの（８）及び
（９）式でＡ＞＞１とすれば、それぞれ、Ｖ２ ＝Ｖ０
−Ｉｔ／Ｃ１ ・・・（１０）、Ｖ１ ＝Ｖ０ ・・
・（１１）となる。
と（５）式は、Ｖ２−Ｖ１ ＝−Ｉｔ／Ｃ１ ・・・（
７）となり、（３）式及び（７）式によれば、Ｖ２ ＝
（Ｖ０ −Ｉｔ／Ｃ１ ）／（１−１／Ａ）・・・（８
）、Ｖ１ ＝Ｖ０ ＋（Ｖ０ −Ｉｔ／Ｃ１ ）／（Ａ
−１）・・・（９）が成立する。なお、この（９）式で
ｔ＝０とすれば、（６）式となる。これらの（８）及び
（９）式でＡ＞＞１とすれば、それぞれ、Ｖ２ ＝Ｖ０
−Ｉｔ／Ｃ１ ・・・（１０）、Ｖ１ ＝Ｖ０ ・・
・（１１）となる。
【００２８】上記の（１１）式からわかるように、増幅
率Ａの大きい差動増幅回路５を用いると、フォトダイオ
ード１の逆極電位Ｖ１ は常時Ｖ０となるので、フォト
ダイオード１のバイアス電圧は常にＶＤＤ−Ｖ０ で一
定となる。この結果、フォトダイオード１の光電流に基
づく接合容量への充放電は積分動作中においても発生せ
ず、上記積分動作からフォトダイオード１の接合容量の
存在を考慮に入れる必要がなくなる。従って、積分容量
８の容量値Ｃ１ を従来よりも大幅に小さくすることに
よって、出力電位の変動を大きくすることが可能であり
、これによって光感度を向上させることができる。また
、このように常に一定の逆バイアス電圧が印加されてい
ることから、フォトダイオード１の動作が安定し、光強
度を精度良く光電流に反映させることができる。
率Ａの大きい差動増幅回路５を用いると、フォトダイオ
ード１の逆極電位Ｖ１ は常時Ｖ０となるので、フォト
ダイオード１のバイアス電圧は常にＶＤＤ−Ｖ０ で一
定となる。この結果、フォトダイオード１の光電流に基
づく接合容量への充放電は積分動作中においても発生せ
ず、上記積分動作からフォトダイオード１の接合容量の
存在を考慮に入れる必要がなくなる。従って、積分容量
８の容量値Ｃ１ を従来よりも大幅に小さくすることに
よって、出力電位の変動を大きくすることが可能であり
、これによって光感度を向上させることができる。また
、このように常に一定の逆バイアス電圧が印加されてい
ることから、フォトダイオード１の動作が安定し、光強
度を精度良く光電流に反映させることができる。
【００２９】つぎに、本実施例のフォトセンサ回路の動
作状態を図２に示すタイミングチャートに基づいて説明
する。まず、入力信号Ｓ１ をＨレベルとして第１リセ
ットトランジスタ６を導通させ、入力電位Ｖ１ 及び出
力電位Ｖ２ を初期設定電位Ｖ０ に設定する。次に、
入力信号Ｓ１ をＬレベルとして第１リセットトランジ
スタ６を遮断すると、フォトダイオード１の光電流Ｉに
基づいて差動増幅回路５の入力電位Ｖ１ は（９）式に
示すように変化する。但し、この変化は、増幅率Ａの値
が充分に大きいので、ほとんど初期設定電位Ｖ０ から
ずれることはない。この入力電位Ｖ１ の変化に基づい
て、差動増幅回路５の出力電位Ｖ２ は（８）式に示す
ように変化し、時間とともに電位が低下していく。
作状態を図２に示すタイミングチャートに基づいて説明
する。まず、入力信号Ｓ１ をＨレベルとして第１リセ
ットトランジスタ６を導通させ、入力電位Ｖ１ 及び出
力電位Ｖ２ を初期設定電位Ｖ０ に設定する。次に、
入力信号Ｓ１ をＬレベルとして第１リセットトランジ
スタ６を遮断すると、フォトダイオード１の光電流Ｉに
基づいて差動増幅回路５の入力電位Ｖ１ は（９）式に
示すように変化する。但し、この変化は、増幅率Ａの値
が充分に大きいので、ほとんど初期設定電位Ｖ０ から
ずれることはない。この入力電位Ｖ１ の変化に基づい
て、差動増幅回路５の出力電位Ｖ２ は（８）式に示す
ように変化し、時間とともに電位が低下していく。
【００３０】この時点では入力信号Ｓ２ がＨレベルと
なっているので第２リセットトランジスタ９は導通して
おり、コンパレータ回路４の入力電位Ｖ３ は、初期設
定電位Ｖ０ に維持されている。第１リセットトランジ
スタ６の遮断時から所定時間経過後に入力信号Ｓ２ が
Ｌレベルに移行すると、第２リセットトランジスタ９は
遮断され、差動増幅回路５の出力電位Ｖ２ の変化に追
従するように、コンパレータ回路４の入力電位Ｖ３ も
低下していく。この入力電位Ｖ３ の変化は、Ｖ３ ＝
Ｖ０ −Ｉｔ／Ｃ１ ・・・（１２）という形で変化す
る。ここに、第２リセットトランジスタ９の遮断時以前
における出力電位Ｖ２ の変化は、コンパレータ回路４
の入力電位Ｖ３ を導通状態の第２リセットトランジス
タ９を介して初期設定電位Ｖ０ に維持したまま、伝達
容量８を充電させるだけであって、コンパレータ回路４
には伝達されない。したがって、第１リセットトランジ
スタ６の遮断時におけるスイッチングノイズの出力電位
Ｖ２ への影響をコンパレータ回路４の入力電位Ｖ３
に伝えることなく、精度良く光強度を検出することがで
きる。また、この入力電位Ｖ３ は、差動増幅回路５に
オフセット電圧が存在する場合でもオフセット電圧の値
に影響されることがないので、フォトセンサ回路内に設
置している差動増幅回路５のオフセット電圧にばらつき
があっても光感度には全く反映せず、フォトセンサ回路
間の光感度の均一性を容易に確保することができる。
なっているので第２リセットトランジスタ９は導通して
おり、コンパレータ回路４の入力電位Ｖ３ は、初期設
定電位Ｖ０ に維持されている。第１リセットトランジ
スタ６の遮断時から所定時間経過後に入力信号Ｓ２ が
Ｌレベルに移行すると、第２リセットトランジスタ９は
遮断され、差動増幅回路５の出力電位Ｖ２ の変化に追
従するように、コンパレータ回路４の入力電位Ｖ３ も
低下していく。この入力電位Ｖ３ の変化は、Ｖ３ ＝
Ｖ０ −Ｉｔ／Ｃ１ ・・・（１２）という形で変化す
る。ここに、第２リセットトランジスタ９の遮断時以前
における出力電位Ｖ２ の変化は、コンパレータ回路４
の入力電位Ｖ３ を導通状態の第２リセットトランジス
タ９を介して初期設定電位Ｖ０ に維持したまま、伝達
容量８を充電させるだけであって、コンパレータ回路４
には伝達されない。したがって、第１リセットトランジ
スタ６の遮断時におけるスイッチングノイズの出力電位
Ｖ２ への影響をコンパレータ回路４の入力電位Ｖ３
に伝えることなく、精度良く光強度を検出することがで
きる。また、この入力電位Ｖ３ は、差動増幅回路５に
オフセット電圧が存在する場合でもオフセット電圧の値
に影響されることがないので、フォトセンサ回路内に設
置している差動増幅回路５のオフセット電圧にばらつき
があっても光感度には全く反映せず、フォトセンサ回路
間の光感度の均一性を容易に確保することができる。
【００３１】この入力電位Ｖ３ が低下して所定の基準
電位Ｖｒｅｆ に達すると、コンパレータ回路４の出力
電位Ｖｏｕｔ はＬレベルからＨレベルへと反転し、第
２リセットトランジスタ９の遮断時から反転時までの時
間は、ｔＳ ＝（Ｖ０ −Ｖｒｅｆ ）Ｃ１ ／Ｉ・・
・（１３）となるので、このｔＳ を測定することによ
って、光強度を算出することができる。
電位Ｖｒｅｆ に達すると、コンパレータ回路４の出力
電位Ｖｏｕｔ はＬレベルからＨレベルへと反転し、第
２リセットトランジスタ９の遮断時から反転時までの時
間は、ｔＳ ＝（Ｖ０ −Ｖｒｅｆ ）Ｃ１ ／Ｉ・・
・（１３）となるので、このｔＳ を測定することによ
って、光強度を算出することができる。
【００３２】このフォトセンサ回路においては、差動増
幅回路５の反転入力に導入される基準電位とコンパレー
タ回路４に導入される基準電位とを共にＶ０として一致
させているが、これらの電位は相互に異なっていてもよ
い。
幅回路５の反転入力に導入される基準電位とコンパレー
タ回路４に導入される基準電位とを共にＶ０として一致
させているが、これらの電位は相互に異なっていてもよ
い。
【００３３】（第２実施例）次に、図４及び図５を参照
して本発明による第２実施例を説明する。この実施例で
は、図４に示すように、第１実施例の積分容量Ｃ１ の
代わりに、Ｃａ の容量値をもつ基準容量７ａと、Ｃｂ
の容量値をもつ調整容量７ｂ及び調整ＭＯＳスイッチ
１０ｂ、Ｃｃ の容量値をもつ調整容量７ｃ及び調整Ｍ
ＯＳスイッチ１０ｃとの並列接続回路を設置している。 ここで、調整容量と調整ＭＯＳスイッチとの直列接続部
は、任意の数を並列に接続することができる。この実施
例では、各容量値の関係は、Ｃａ ＜Ｃｂ ＜Ｃｃ ・
・・に設定されており、ゲート電位Ｒ１ ，Ｒ２ ・・
・を変えることにより各調整ＭＯＳスイッチ１０ａ，１
０ｂ・・・を断続し、積分容量の合成容量値を基準容量
Ｃａ 以上の複数の値に変更することができる。したが
って、フォトダイオード１に照射される光強度に応じて
コンパレータ回路４の出力信号Ｓの反転時間が適度に大
きく（或いは、適度に小さく）なるように設定すること
が可能であるから、光強度に対する分解能の低下に基づ
く測定精度の低下を防止することができる。
して本発明による第２実施例を説明する。この実施例で
は、図４に示すように、第１実施例の積分容量Ｃ１ の
代わりに、Ｃａ の容量値をもつ基準容量７ａと、Ｃｂ
の容量値をもつ調整容量７ｂ及び調整ＭＯＳスイッチ
１０ｂ、Ｃｃ の容量値をもつ調整容量７ｃ及び調整Ｍ
ＯＳスイッチ１０ｃとの並列接続回路を設置している。 ここで、調整容量と調整ＭＯＳスイッチとの直列接続部
は、任意の数を並列に接続することができる。この実施
例では、各容量値の関係は、Ｃａ ＜Ｃｂ ＜Ｃｃ ・
・・に設定されており、ゲート電位Ｒ１ ，Ｒ２ ・・
・を変えることにより各調整ＭＯＳスイッチ１０ａ，１
０ｂ・・・を断続し、積分容量の合成容量値を基準容量
Ｃａ 以上の複数の値に変更することができる。したが
って、フォトダイオード１に照射される光強度に応じて
コンパレータ回路４の出力信号Ｓの反転時間が適度に大
きく（或いは、適度に小さく）なるように設定すること
が可能であるから、光強度に対する分解能の低下に基づ
く測定精度の低下を防止することができる。
【００３４】この各調整ＭＯＳスイッチ１０ａ，１０ｂ
・・・の制御回路の一例を図５に示す。この制御回路は
、図４に示すコンパレータ４の出力信号Ｓを入力してそ
の反転時間に応じた信号を各調整ＭＯＳスイッチのゲー
ト電位Ｒ１ ，Ｒ２ ・・・としてフィードバック制御
するものであり、図４のフォトセンサ回路を複数設置し
たオートフォーカス用センサアレイ中の何れかのフォト
ダイオード１に高輝度被写体から所定強度以上の光が照
射されて、図４の出力Ｓの反転時間が所定時間以下に短
縮された場合には、調整ＭＯＳスイッチのゲート電位Ｒ
１ ，Ｒ２ ・・・を制御して合成容量値を変更した上
で、再び計測を開始するようになっている。 この制
御回路では、カウンタ回路２０が基準クロック信号φを
カウントし、このカウント値を示すバイナリコードＱ１
，Ｑ２ ，・・・，Ｑｎ３，Ｑｎ２，Ｑｎ１を出力す
る。また、このバイナリコードＱ１ ，Ｑ２ ，・・・
，Ｑｎ３，Ｑｎ２，Ｑｎ１をセット入力とし、システム
リセット信号ＲＳ をリセット入力とする複数のＲＳフ
リップフロップが設置されており、図中にはＱｎ１を入
力するＲＳフリップフロップ２２１、Ｑｎ２を入力する
ＲＳフリップフロップ２２２及びＱｎ３を入力するＲＳ
フリップフロップ２２３を示す。 システムリセット信号ＲＳ は測定開始時のみ所定時間
Ｈレベルとなり、以後はＬレベルを保つ。各ＲＳフリッ
プフロップ２２１，２２２，２２３の反転出力は、同様
にシステムリセット信号ＲＳ の入力されたＤフリップ
フロップ２４１，２４２，２４３・・・にそれぞれ入力
される。
・・・の制御回路の一例を図５に示す。この制御回路は
、図４に示すコンパレータ４の出力信号Ｓを入力してそ
の反転時間に応じた信号を各調整ＭＯＳスイッチのゲー
ト電位Ｒ１ ，Ｒ２ ・・・としてフィードバック制御
するものであり、図４のフォトセンサ回路を複数設置し
たオートフォーカス用センサアレイ中の何れかのフォト
ダイオード１に高輝度被写体から所定強度以上の光が照
射されて、図４の出力Ｓの反転時間が所定時間以下に短
縮された場合には、調整ＭＯＳスイッチのゲート電位Ｒ
１ ，Ｒ２ ・・・を制御して合成容量値を変更した上
で、再び計測を開始するようになっている。 この制
御回路では、カウンタ回路２０が基準クロック信号φを
カウントし、このカウント値を示すバイナリコードＱ１
，Ｑ２ ，・・・，Ｑｎ３，Ｑｎ２，Ｑｎ１を出力す
る。また、このバイナリコードＱ１ ，Ｑ２ ，・・・
，Ｑｎ３，Ｑｎ２，Ｑｎ１をセット入力とし、システム
リセット信号ＲＳ をリセット入力とする複数のＲＳフ
リップフロップが設置されており、図中にはＱｎ１を入
力するＲＳフリップフロップ２２１、Ｑｎ２を入力する
ＲＳフリップフロップ２２２及びＱｎ３を入力するＲＳ
フリップフロップ２２３を示す。 システムリセット信号ＲＳ は測定開始時のみ所定時間
Ｈレベルとなり、以後はＬレベルを保つ。各ＲＳフリッ
プフロップ２２１，２２２，２２３の反転出力は、同様
にシステムリセット信号ＲＳ の入力されたＤフリップ
フロップ２４１，２４２，２４３・・・にそれぞれ入力
される。
【００３５】一方、センサアレイの複数のコンパレータ
回路４から得られる出力信号Ｓ１ ，Ｓ２ ，・・・Ｓ
ｋ はＯＲ回路３０に入力されており、このＯＲ回路３
０の出力は、システムリセット信号ＲＳ の入力された
ＲＳフリップフロップ２６の反転出力及びＲＳフリップ
フロップ２２１の反転出力とともに、ＡＮＤ回路３２に
入力される。このＡＮＤ回路３２の出力は、この出力の
立ち上がり時に所定時間Ｈレベルの信号を出力するワン
ショット回路３４に導入され、このワンショット回路３
４の出力はＤフリップフロップ２４１，２４２，２４３
・・・のクロック入力及びＲＳフリップフロップ２６の
セット入力となるとともに、ＯＲ回路２８に入力されて
いる。
回路４から得られる出力信号Ｓ１ ，Ｓ２ ，・・・Ｓ
ｋ はＯＲ回路３０に入力されており、このＯＲ回路３
０の出力は、システムリセット信号ＲＳ の入力された
ＲＳフリップフロップ２６の反転出力及びＲＳフリップ
フロップ２２１の反転出力とともに、ＡＮＤ回路３２に
入力される。このＡＮＤ回路３２の出力は、この出力の
立ち上がり時に所定時間Ｈレベルの信号を出力するワン
ショット回路３４に導入され、このワンショット回路３
４の出力はＤフリップフロップ２４１，２４２，２４３
・・・のクロック入力及びＲＳフリップフロップ２６の
セット入力となるとともに、ＯＲ回路２８に入力されて
いる。
【００３６】この回路は、先ず、システムリセット信号
ＲＳ の初期パルスの入来によって、カウンタ回路２０
、ＲＳフリップフロップ２２１，２２２，２２３・・・
、Ｄフリップフロップ２４１，２４２，２４３・・・、
及びＲＳフリップフロップ２６がそれぞれリセット状態
にされ、同時にシステムリセット信号ＲＳ の入力され
ているＯＲ回路２８からもパルスが制御信号Ｒ０ とし
て出力されて、第１リセットトランジスタ６を所定時間
閉成し、図４に示す各回路を初期化する。ここで、Ｄフ
リップフロップ２４１，２４２，２４３・・・の出力す
る制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ・・・はリセットさ
れているのでそれぞれＬレベルに維持されており、調整
ＭＯＳスイッチ１０ｂ，１０ｃが開成されて基準容量７
ａのみが積分容量として動作する。
ＲＳ の初期パルスの入来によって、カウンタ回路２０
、ＲＳフリップフロップ２２１，２２２，２２３・・・
、Ｄフリップフロップ２４１，２４２，２４３・・・、
及びＲＳフリップフロップ２６がそれぞれリセット状態
にされ、同時にシステムリセット信号ＲＳ の入力され
ているＯＲ回路２８からもパルスが制御信号Ｒ０ とし
て出力されて、第１リセットトランジスタ６を所定時間
閉成し、図４に示す各回路を初期化する。ここで、Ｄフ
リップフロップ２４１，２４２，２４３・・・の出力す
る制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ・・・はリセットさ
れているのでそれぞれＬレベルに維持されており、調整
ＭＯＳスイッチ１０ｂ，１０ｃが開成されて基準容量７
ａのみが積分容量として動作する。
【００３７】こうしてフォトダイオード１の光電流の積
分動作が開始し、第１実施例と同様に光強度に応じた所
定時間経過後にコンパレータ回路４からの出力信号Ｓ１
，Ｓ２ ，・・・Ｓｋ が反転する。この場合、フォ
トセンサアレイの出力信号のうちＳｉ （ｉは１〜ｋの
うちの一つ）が最初に反転したとすると、この時点でＯ
Ｒ回路３０の出力が反転してＡＮＤ回路３２に導入され
る。 このＡＮＤ回路３２には、ＯＲ回路３０の出力信号の他
に、ＲＳフリップフロップ２６の反転出力と、シフトレ
ジスタのＲＳフリップフロップ２２１の反転出力とが導
入されており、初期状態ではこれら双方ともＨレベルに
設定されているので、上記ＯＲ回路３０の出力信号の反
転によってＡＮＤ回路３２の出力信号はＬレベルからＨ
レベルへと立ち上がり、これに従って次段のワンショッ
ト回路３４が一定幅のパルス信号を出力する。これがＤ
フリップフロップ２４１，２４２，２４３・・・に入力
されて、この入力時におけるＲＳフリップフロップ２２
１，２２２，２２３・・・の反転出力が読み込まれ、そ
の値を制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ として出力する
。加えて、そのワンショット回路３４の出力信号は、Ｏ
Ｒ回路２８からもパルスを制御信号Ｒ０ として出力さ
せ、光電流の積分回路を初期化させる。
分動作が開始し、第１実施例と同様に光強度に応じた所
定時間経過後にコンパレータ回路４からの出力信号Ｓ１
，Ｓ２ ，・・・Ｓｋ が反転する。この場合、フォ
トセンサアレイの出力信号のうちＳｉ （ｉは１〜ｋの
うちの一つ）が最初に反転したとすると、この時点でＯ
Ｒ回路３０の出力が反転してＡＮＤ回路３２に導入され
る。 このＡＮＤ回路３２には、ＯＲ回路３０の出力信号の他
に、ＲＳフリップフロップ２６の反転出力と、シフトレ
ジスタのＲＳフリップフロップ２２１の反転出力とが導
入されており、初期状態ではこれら双方ともＨレベルに
設定されているので、上記ＯＲ回路３０の出力信号の反
転によってＡＮＤ回路３２の出力信号はＬレベルからＨ
レベルへと立ち上がり、これに従って次段のワンショッ
ト回路３４が一定幅のパルス信号を出力する。これがＤ
フリップフロップ２４１，２４２，２４３・・・に入力
されて、この入力時におけるＲＳフリップフロップ２２
１，２２２，２２３・・・の反転出力が読み込まれ、そ
の値を制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ として出力する
。加えて、そのワンショット回路３４の出力信号は、Ｏ
Ｒ回路２８からもパルスを制御信号Ｒ０ として出力さ
せ、光電流の積分回路を初期化させる。
【００３８】ここで、最初に反転した出力信号Ｓｉ の
反転時間が遅く、その時には既にカウンタ回路のＱｎ１
までがＨレベルとなっている場合には、ＲＳフリップフ
ロップ２２１の反転出力はＬレベルとなっており、この
信号がＡＮＤ回路３２にも導入されていることから、出
力信号Ｓｉ の反転が生じてもＡＮＤ回路３２の出力信
号は反転しないので、制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３
及び制御信号Ｒ０ の変化は起こらず、積分回路は初期
化されずにフォトセンサ回路としての動作はそのまま終
了することとなる。
反転時間が遅く、その時には既にカウンタ回路のＱｎ１
までがＨレベルとなっている場合には、ＲＳフリップフ
ロップ２２１の反転出力はＬレベルとなっており、この
信号がＡＮＤ回路３２にも導入されていることから、出
力信号Ｓｉ の反転が生じてもＡＮＤ回路３２の出力信
号は反転しないので、制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３
及び制御信号Ｒ０ の変化は起こらず、積分回路は初期
化されずにフォトセンサ回路としての動作はそのまま終
了することとなる。
【００３９】上記ワンショット回路３４の出力信号は、
ＲＳフリップフロップ２６のセット入力にも導入されて
いることから、ＲＳフリップフロップ２６の反転出力を
Ｌレベルに切り換えるので、以後、再びシステムリセッ
ト信号ＲＳ がＨレベルにならない限り、Ｓｉ 以外の
他の出力信号が反転してもＯＲ回路３０の出力に基づく
ＡＮＤ回路３２の出力信号の立ち上がりは発生せず、ワ
ンショット回路３４は起動しない。即ち、システムリセ
ット信号ＲＳの入力以後で最初に反転する出力信号のみ
に基づいてフィードバック制御が行われる。
ＲＳフリップフロップ２６のセット入力にも導入されて
いることから、ＲＳフリップフロップ２６の反転出力を
Ｌレベルに切り換えるので、以後、再びシステムリセッ
ト信号ＲＳ がＨレベルにならない限り、Ｓｉ 以外の
他の出力信号が反転してもＯＲ回路３０の出力に基づく
ＡＮＤ回路３２の出力信号の立ち上がりは発生せず、ワ
ンショット回路３４は起動しない。即ち、システムリセ
ット信号ＲＳの入力以後で最初に反転する出力信号のみ
に基づいてフィードバック制御が行われる。
【００４０】出力信号Ｓｉ の反転信号がカウンタ回路
の出力Ｑｎ１までＨレベルとなる以前に入力されて制御
信号Ｒ０ が測定を再開させる場合には、制御信号Ｒ１
，Ｒ２ ，Ｒ３ ，・・・のうち、出力信号Ｓｉ の
反転時間に応じた数の制御信号がＨレベルとなって各調
整ＭＯＳスイッチ１０ａ，１０ｂ・・・のゲートに送出
される。例えば、出力信号Ｓｉ の反転時間が早い場合
には、カウンタ回路２０におけるバイナリコードの値は
小さいので、その時点でラッチされた制御信号Ｒ１ ，
Ｒ２ ，Ｒ３ ，・・・は、例えば、Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｈ，
・・・となって、制御信号Ｒ１ がゲート入力される調
整ＭＯＳスイッチ１０ｂ以外はすべて導通し、調整容量
７ｂ以外の調整容量７ｃ，・・・が基準容量７ａに加算
され、それらの合成容量値を増加させる。したがって、
再度の測定ではこの積分容量値の増加に起因して出力信
号Ｓｉ の反転時間が延長される。これに対して、出力
信号Ｓｉ の反転時間がより大きい場合には、ラッチ時
点が遅くなるので、制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ，
・・・は、例えば、Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｈ，・・・となる。し
たがって、制御ＭＯＳスイッチ１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ
までが遮断状態となるから、再度の測定は上記の場合よ
りも積分容量値の増加量が少なく、これに応じてその反
転時間の延長も僅かとなる。
の出力Ｑｎ１までＨレベルとなる以前に入力されて制御
信号Ｒ０ が測定を再開させる場合には、制御信号Ｒ１
，Ｒ２ ，Ｒ３ ，・・・のうち、出力信号Ｓｉ の
反転時間に応じた数の制御信号がＨレベルとなって各調
整ＭＯＳスイッチ１０ａ，１０ｂ・・・のゲートに送出
される。例えば、出力信号Ｓｉ の反転時間が早い場合
には、カウンタ回路２０におけるバイナリコードの値は
小さいので、その時点でラッチされた制御信号Ｒ１ ，
Ｒ２ ，Ｒ３ ，・・・は、例えば、Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｈ，
・・・となって、制御信号Ｒ１ がゲート入力される調
整ＭＯＳスイッチ１０ｂ以外はすべて導通し、調整容量
７ｂ以外の調整容量７ｃ，・・・が基準容量７ａに加算
され、それらの合成容量値を増加させる。したがって、
再度の測定ではこの積分容量値の増加に起因して出力信
号Ｓｉ の反転時間が延長される。これに対して、出力
信号Ｓｉ の反転時間がより大きい場合には、ラッチ時
点が遅くなるので、制御信号Ｒ１ ，Ｒ２ ，Ｒ３ ，
・・・は、例えば、Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｈ，・・・となる。し
たがって、制御ＭＯＳスイッチ１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ
までが遮断状態となるから、再度の測定は上記の場合よ
りも積分容量値の増加量が少なく、これに応じてその反
転時間の延長も僅かとなる。
【００４１】このようにして、図５に示す制御回路を設
置することによって、通常の光強度に対しては基準容量
７ａのみで光電流の積分動作が行われ、一方、出力信号
Ｓｉ の反転時間が短く測定上の分解能の不足を来す程
に光強度が大きい場合には、再度フォトセンサ回路がリ
セットされ、その光強度に応じた合成容量値を以て光電
流の積分動作が繰り返される。
置することによって、通常の光強度に対しては基準容量
７ａのみで光電流の積分動作が行われ、一方、出力信号
Ｓｉ の反転時間が短く測定上の分解能の不足を来す程
に光強度が大きい場合には、再度フォトセンサ回路がリ
セットされ、その光強度に応じた合成容量値を以て光電
流の積分動作が繰り返される。
【００４２】これらの場合において、光電流の積分動作
に基づいて得られるセンサアレイの出力信号Ｓ１ ，Ｓ
２ ，・・・Ｓｋ は、図５に示したＯＲ回路３０に入
力されると同時に、図６に示すように、それぞれラッチ
回路４２１ ，４２２ ，・・・，４２ｋ にストロー
ブ信号としても入力されている。一方、そのＯＲ回路３
０の出力及びクロック信号φｓ を入力とするＡＮＤ回
路４４の出力信号がカウンタ４３のクロック入力となっ
ており、このカウンタ４３のカウント値がそれぞれラッ
チ回路４２１ ，４２２ ，・・・，４２ｋ に入力さ
れている。ここで、最初に出力信号Ｓｉ が反転すると
、ＯＲ回路３０の出力も反転するので、以後、ＡＮＤ回
路４４からクロック信号φｓ が出力される。このクロ
ック信号φｓ を制御信号Ｒ０ によってリセット状態
にあったカウンタ４３が計測し、ラッチ回路４２１ ，
４２２ ，・・・，４２ｋ に送出する。出力信号Ｓｉ
が入力されているラッチ回路４２ｉ は、リセット状
態のカウンタ４３の出力をラッチするので、出力信号Ｔ
ｉ はゼロとなる一方、他のラッチ回路４２１ ，４２
２ ，・・・，４２ｋ は入力する出力信号Ｓ１ ，Ｓ
２ ，・・・，Ｓｋ の反転時にそれぞれカウンタ４３
の出力をラッチすることとなり、この結果、最初に反転
した出力信号Ｓｉ を基準としてその他の出力信号Ｓ１
，Ｓ２ ，・・・，Ｓｋ の反転時間が量子化される
ことになる。因みにＡＮＤ回路４４を介することなく、
カウント回路４３を制御信号Ｒ０ の入来時点から動作
させることも可能であるが、本実施例は、最初の反転時
間を基準として量子化することによって、センサアレイ
としての光強度に対するダイナミックレンジの拡大を図
っている。なお、このセンサアレイをオートフォーカス
用の光検出部として用いる場合には、上記各出力信号Ｓ
１ ，Ｓ２ ，・・・，Ｓｋ の量子化された反転時間
を計測することによって、センサアレイ上に形成された
被写体の２つの像間の位置ずれを測定することができ、
この位置ずれから被写体まで距離が算出される。
に基づいて得られるセンサアレイの出力信号Ｓ１ ，Ｓ
２ ，・・・Ｓｋ は、図５に示したＯＲ回路３０に入
力されると同時に、図６に示すように、それぞれラッチ
回路４２１ ，４２２ ，・・・，４２ｋ にストロー
ブ信号としても入力されている。一方、そのＯＲ回路３
０の出力及びクロック信号φｓ を入力とするＡＮＤ回
路４４の出力信号がカウンタ４３のクロック入力となっ
ており、このカウンタ４３のカウント値がそれぞれラッ
チ回路４２１ ，４２２ ，・・・，４２ｋ に入力さ
れている。ここで、最初に出力信号Ｓｉ が反転すると
、ＯＲ回路３０の出力も反転するので、以後、ＡＮＤ回
路４４からクロック信号φｓ が出力される。このクロ
ック信号φｓ を制御信号Ｒ０ によってリセット状態
にあったカウンタ４３が計測し、ラッチ回路４２１ ，
４２２ ，・・・，４２ｋ に送出する。出力信号Ｓｉ
が入力されているラッチ回路４２ｉ は、リセット状
態のカウンタ４３の出力をラッチするので、出力信号Ｔ
ｉ はゼロとなる一方、他のラッチ回路４２１ ，４２
２ ，・・・，４２ｋ は入力する出力信号Ｓ１ ，Ｓ
２ ，・・・，Ｓｋ の反転時にそれぞれカウンタ４３
の出力をラッチすることとなり、この結果、最初に反転
した出力信号Ｓｉ を基準としてその他の出力信号Ｓ１
，Ｓ２ ，・・・，Ｓｋ の反転時間が量子化される
ことになる。因みにＡＮＤ回路４４を介することなく、
カウント回路４３を制御信号Ｒ０ の入来時点から動作
させることも可能であるが、本実施例は、最初の反転時
間を基準として量子化することによって、センサアレイ
としての光強度に対するダイナミックレンジの拡大を図
っている。なお、このセンサアレイをオートフォーカス
用の光検出部として用いる場合には、上記各出力信号Ｓ
１ ，Ｓ２ ，・・・，Ｓｋ の量子化された反転時間
を計測することによって、センサアレイ上に形成された
被写体の２つの像間の位置ずれを測定することができ、
この位置ずれから被写体まで距離が算出される。
【００４３】このように、本実施例では、センサアレイ
の出力信号のうち最短の反転時間に基づいて光強度の判
別を行い、通常の光強度に対しては基準容量７ａを以て
センサアレイ中の各光電流の積分を行い、光強度が大き
い場合には積分容量値をその光強度に応じて増大させて
再度測定をするようにしたので、常に所定時間以上の反
転時間で光検出を行うことができることから、広範囲の
光強度に対して自動的に検出精度を維持することができ
、単独のフォトセンサ回路としてもセンサアレイ全体と
しても、その光強度に対するダイナミックレンジを拡大
することができる。
の出力信号のうち最短の反転時間に基づいて光強度の判
別を行い、通常の光強度に対しては基準容量７ａを以て
センサアレイ中の各光電流の積分を行い、光強度が大き
い場合には積分容量値をその光強度に応じて増大させて
再度測定をするようにしたので、常に所定時間以上の反
転時間で光検出を行うことができることから、広範囲の
光強度に対して自動的に検出精度を維持することができ
、単独のフォトセンサ回路としてもセンサアレイ全体と
しても、その光強度に対するダイナミックレンジを拡大
することができる。
【００４４】なお、上記の基準容量７ａ及び各調整容量
の容量値や調整容量の数は、光検出の最適化を図るため
に種々の値に設定することができる。また、第５図に示
す基準クロック周波数も光検出の精度を確保するための
容量値に適応したものを選定することができる。
の容量値や調整容量の数は、光検出の最適化を図るため
に種々の値に設定することができる。また、第５図に示
す基準クロック周波数も光検出の精度を確保するための
容量値に適応したものを選定することができる。
【００４５】（第３実施例）次に、本発明に係る第３実
施例を図７から図９までを参照して説明する。この実施
例では、図７に示すように、第１実施例の図１に示すフ
ォトセンサ回路と同様にフォトダイオード１、差動増幅
回路５、積分容量７、第１リセットトランジスタ６及び
コンパレータ回路４が接続されており、更に、差動増幅
回路５の入出力間にダイオード９が接続されている。こ
こで、第１実施例とは異なり、差動増幅回路５の非反転
入力にフォトダイオード１の逆極電位を入力しているの
は、差動増幅回路５の増幅率Ａの初期の不安定性に基づ
く出力電位の発散を回避するためである。
施例を図７から図９までを参照して説明する。この実施
例では、図７に示すように、第１実施例の図１に示すフ
ォトセンサ回路と同様にフォトダイオード１、差動増幅
回路５、積分容量７、第１リセットトランジスタ６及び
コンパレータ回路４が接続されており、更に、差動増幅
回路５の入出力間にダイオード９が接続されている。こ
こで、第１実施例とは異なり、差動増幅回路５の非反転
入力にフォトダイオード１の逆極電位を入力しているの
は、差動増幅回路５の増幅率Ａの初期の不安定性に基づ
く出力電位の発散を回避するためである。
【００４６】このフォトセンサ回路の動作を図８に基づ
いて説明する。リセットトランジスタ６への入力信号Ｓ
１ をＨレベルからＬレベルへと切換えると、理想的に
は、差動増幅回路５の入力電位Ｖ１ が一定に維持され
たまま、出力電位Ｖ２ は光強度に応じて低下していく
が、実際には、リセットトランジスタ６のゲート−ドレ
イン間容量及びゲート−ソース間容量を介して、入力信
号Ｓ１ の電位変化が入力電位Ｖ１ 及び出力電位Ｖ２
に変動を与える。出力電位Ｖ２ の変動は差動増幅回
路５の出力インピーダンスが小さければ殆ど問題が生じ
ない筈であるが、これに対し、差動増幅回路５の入力イ
ンピーダンスは通常大きいことから、入力電位Ｖ１ は
その影響を受けて低下する。この入力電位Ｖ１ の低下
は、結局、出力電位Ｖ２ の変動をもたらし、入力電位
Ｖ１ が基準電位Ｖ０ とのイマジナリーショートを回
復するまで、出力電位Ｖ２ も安定しない。この状態が
図８に示されており、入力電位Ｖ１ 及び出力電位Ｖ２
における点線は、図７のダイオード９が接続されてい
ない場合の初期変動を示すものである。安定時間ｔｉ０
は、通常、１乃至２μｓ程度であるが、スイッチングノ
イズが起因となっているため、しかも差動増幅器５の増
幅率Ａやその他の特性が回路毎に異なるため、測定毎、
及び回路毎にばらつきがある。ダイオード７を接続した
ことによって、出力電位Ｖ２ が上昇すると差動増幅器
５の出力側から入力側に向けて電流が流れるので、出力
電位Ｖ２ の電位上昇はダイオードの順方向電圧降下Ｖ
Ｆ （０．６Ｖ程度）に制限される。このクランプ作用
に基づいて、出力電位Ｖ２ の実質的な初期電位のずれ
はＶＦ に抑制されるとともに、出力電流の還流によっ
て、差動増幅器５の安定時間が図中のｔｉ に短縮され
る。初期電位のずれの抑制は、コンパレータ回路４の反
転時間の精度を向上させ、光強度測定の高精度化をもた
らす。また、安定時間の短縮は、光強度測定の精度を向
上させることは勿論のこと、例えば、図１に示す第１実
施例と同様にコンパレータ回路４の前段に伝達容量８及
び第２リセットトランジスタ９を挿入した場合には、第
１リセットトランジスタ６の入力信号Ｓ１ と第２リセ
ットトランジスタ９の入力信号Ｓ２ との切換え時刻の
間隔を短縮することが可能であり、光強度が極端に大き
い場合にコンパレータ回路４の反転時間が差動増幅器５
の安定時間より小さくなることによって、上記切換え時
刻の間隔を確保することが不可能となり測定そのものが
できなくなるといった問題も発生しない。更に、出力電
位Ｖ２ の初期電位のずれが一定電圧ＶＦ に制限され
ることは、上述のスイッチングノイズのばらつき及び回
路特性のばらつきに基づく差動増幅回路５の安定時間の
ばらつきをも抑制する効果をもたらし、特に、フォトセ
ンサアレーとして多数のフォトセンサ回路で同時に光強
度測定を行う場合には測定の均一性を高めるのに有効で
あり、光強度分布の精度向上を達成できるとともに、フ
ォトセンサアレー製造時における歩留りの向上を図るこ
とができる。差動増幅回路５の積分動作開始時における
初期状態は、その特性が不安定であり、回路系に発振を
誘起するおそれもあるが、本実施例では、差動増幅回路
５の入出力間にダイオード９を接続しているので、発振
状態を防止することができる。
いて説明する。リセットトランジスタ６への入力信号Ｓ
１ をＨレベルからＬレベルへと切換えると、理想的に
は、差動増幅回路５の入力電位Ｖ１ が一定に維持され
たまま、出力電位Ｖ２ は光強度に応じて低下していく
が、実際には、リセットトランジスタ６のゲート−ドレ
イン間容量及びゲート−ソース間容量を介して、入力信
号Ｓ１ の電位変化が入力電位Ｖ１ 及び出力電位Ｖ２
に変動を与える。出力電位Ｖ２ の変動は差動増幅回
路５の出力インピーダンスが小さければ殆ど問題が生じ
ない筈であるが、これに対し、差動増幅回路５の入力イ
ンピーダンスは通常大きいことから、入力電位Ｖ１ は
その影響を受けて低下する。この入力電位Ｖ１ の低下
は、結局、出力電位Ｖ２ の変動をもたらし、入力電位
Ｖ１ が基準電位Ｖ０ とのイマジナリーショートを回
復するまで、出力電位Ｖ２ も安定しない。この状態が
図８に示されており、入力電位Ｖ１ 及び出力電位Ｖ２
における点線は、図７のダイオード９が接続されてい
ない場合の初期変動を示すものである。安定時間ｔｉ０
は、通常、１乃至２μｓ程度であるが、スイッチングノ
イズが起因となっているため、しかも差動増幅器５の増
幅率Ａやその他の特性が回路毎に異なるため、測定毎、
及び回路毎にばらつきがある。ダイオード７を接続した
ことによって、出力電位Ｖ２ が上昇すると差動増幅器
５の出力側から入力側に向けて電流が流れるので、出力
電位Ｖ２ の電位上昇はダイオードの順方向電圧降下Ｖ
Ｆ （０．６Ｖ程度）に制限される。このクランプ作用
に基づいて、出力電位Ｖ２ の実質的な初期電位のずれ
はＶＦ に抑制されるとともに、出力電流の還流によっ
て、差動増幅器５の安定時間が図中のｔｉ に短縮され
る。初期電位のずれの抑制は、コンパレータ回路４の反
転時間の精度を向上させ、光強度測定の高精度化をもた
らす。また、安定時間の短縮は、光強度測定の精度を向
上させることは勿論のこと、例えば、図１に示す第１実
施例と同様にコンパレータ回路４の前段に伝達容量８及
び第２リセットトランジスタ９を挿入した場合には、第
１リセットトランジスタ６の入力信号Ｓ１ と第２リセ
ットトランジスタ９の入力信号Ｓ２ との切換え時刻の
間隔を短縮することが可能であり、光強度が極端に大き
い場合にコンパレータ回路４の反転時間が差動増幅器５
の安定時間より小さくなることによって、上記切換え時
刻の間隔を確保することが不可能となり測定そのものが
できなくなるといった問題も発生しない。更に、出力電
位Ｖ２ の初期電位のずれが一定電圧ＶＦ に制限され
ることは、上述のスイッチングノイズのばらつき及び回
路特性のばらつきに基づく差動増幅回路５の安定時間の
ばらつきをも抑制する効果をもたらし、特に、フォトセ
ンサアレーとして多数のフォトセンサ回路で同時に光強
度測定を行う場合には測定の均一性を高めるのに有効で
あり、光強度分布の精度向上を達成できるとともに、フ
ォトセンサアレー製造時における歩留りの向上を図るこ
とができる。差動増幅回路５の積分動作開始時における
初期状態は、その特性が不安定であり、回路系に発振を
誘起するおそれもあるが、本実施例では、差動増幅回路
５の入出力間にダイオード９を接続しているので、発振
状態を防止することができる。
【００４７】図９に示すように、この第３実施例のフォ
トセンサ回路を半導体基板４０上に形成する場合、第１
リセットトランジスタ６と積分容量７とをｐ型の島領域
４１の表面側に形成する。島領域４１の表面上にゲート
絶縁膜４４と容量絶縁膜４５とを同時に形成し、ゲート
絶縁膜４４上にはゲート電極４６、容量絶縁膜４５上に
は容量電極４７をＣＶＤ法によるポリシリコンの堆積工
程で形成する。この後、ゲート電極４６をマスクとして
セルフアラインにより、ｎ＋型のソース領域４２とドレ
イン領域４３を拡散形成する。そして、ドレイン領域４
３上には容量電極４７と導電接続されたドレイン電極４
８をＡｌで形成し、一方、ソース電極４２と島領域４１
の双方に導電接続したソース電極４９をＡｌで形成する
。
トセンサ回路を半導体基板４０上に形成する場合、第１
リセットトランジスタ６と積分容量７とをｐ型の島領域
４１の表面側に形成する。島領域４１の表面上にゲート
絶縁膜４４と容量絶縁膜４５とを同時に形成し、ゲート
絶縁膜４４上にはゲート電極４６、容量絶縁膜４５上に
は容量電極４７をＣＶＤ法によるポリシリコンの堆積工
程で形成する。この後、ゲート電極４６をマスクとして
セルフアラインにより、ｎ＋型のソース領域４２とドレ
イン領域４３を拡散形成する。そして、ドレイン領域４
３上には容量電極４７と導電接続されたドレイン電極４
８をＡｌで形成し、一方、ソース電極４２と島領域４１
の双方に導電接続したソース電極４９をＡｌで形成する
。
【００４８】このようにしてｎチャネルＭＯＳＦＥＴた
る第１リセットトランジスタ６と、積分容量７とが並列
接続された半導体素子が形成されるが、ここで、ドレイ
ン電極４８とソース電極４９との間には、図中に点線で
示す寄生ダイオードＤが内蔵されるので、これを図７の
ダイオード９として用いることができる。したがって、
この半導体素子によって、小面積、低コストで、上記第
３実施例のフォトセンサ回路を形成することができる。
る第１リセットトランジスタ６と、積分容量７とが並列
接続された半導体素子が形成されるが、ここで、ドレイ
ン電極４８とソース電極４９との間には、図中に点線で
示す寄生ダイオードＤが内蔵されるので、これを図７の
ダイオード９として用いることができる。したがって、
この半導体素子によって、小面積、低コストで、上記第
３実施例のフォトセンサ回路を形成することができる。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、光電流
発生手段の出力を差動増幅回路に入力し、この差動増幅
回路の入出力間に並列に容量及びスイッチング手段をそ
れぞれ接続し、また、光電流発生手段の出力電流に基づ
いて電流電圧変換手段により形成された電位変動を、伝
達容量を介して電位変動検知手段に入力すると共に電位
変動検知手段の入力電位を初期設定すべき電位設定手段
を設け、更に、複数の断続可能な調整容量及びその制御
手段を設置したことに特徴を有するので、以下の効果を
奏する。
発生手段の出力を差動増幅回路に入力し、この差動増幅
回路の入出力間に並列に容量及びスイッチング手段をそ
れぞれ接続し、また、光電流発生手段の出力電流に基づ
いて電流電圧変換手段により形成された電位変動を、伝
達容量を介して電位変動検知手段に入力すると共に電位
変動検知手段の入力電位を初期設定すべき電位設定手段
を設け、更に、複数の断続可能な調整容量及びその制御
手段を設置したことに特徴を有するので、以下の効果を
奏する。
【００５０】■ 差動増幅回路の入力電位は常時基準
電位と一致するように動作することから、光電流発生手
段には常に一定の逆バイアスが印加されており、安定か
つ高精度の光検出が可能となるとともに、この結果、光
電流が接合容量等の差動増幅回路の入力側の容量を充放
電することはなくなるので、差動増幅回路に対して並列
に接続された容量によってのみ積分動作がなされる。従
って、この容量値を小さく設定することにより、光電流
に対する差動増幅回路の出力電位の感度を大きくするこ
とが可能である。
電位と一致するように動作することから、光電流発生手
段には常に一定の逆バイアスが印加されており、安定か
つ高精度の光検出が可能となるとともに、この結果、光
電流が接合容量等の差動増幅回路の入力側の容量を充放
電することはなくなるので、差動増幅回路に対して並列
に接続された容量によってのみ積分動作がなされる。従
って、この容量値を小さく設定することにより、光電流
に対する差動増幅回路の出力電位の感度を大きくするこ
とが可能である。
【００５１】■ 電流電圧変換手段の電位変動を伝達
容量を介して電位変動検知手段に入力し、その入力電位
を初期化すべき電位設定手段を設ける場合には、スイッ
チング手段を遮断して積分動作が開始した後まで、電位
設定手段により電位変動検知手段の入力電位を初期値に
保持しておき、所定時間の経過後に改めて電位設定を開
放して、その入力電位を差動増幅回路の出力電位に伝達
容量を介して追随させることによって、伝達容量前段側
の電位とは無関係に電位設定手段による設定電位から電
位変動を追随させることが可能であり、しかも、積分動
作開始時に伝達容量前段側の変動電位の初期値に重畳す
るスイッチングノイズ等を電位変動検知手段側に伝達し
ないようにすることができるので、光検出の精度を向上
させることができる。
容量を介して電位変動検知手段に入力し、その入力電位
を初期化すべき電位設定手段を設ける場合には、スイッ
チング手段を遮断して積分動作が開始した後まで、電位
設定手段により電位変動検知手段の入力電位を初期値に
保持しておき、所定時間の経過後に改めて電位設定を開
放して、その入力電位を差動増幅回路の出力電位に伝達
容量を介して追随させることによって、伝達容量前段側
の電位とは無関係に電位設定手段による設定電位から電
位変動を追随させることが可能であり、しかも、積分動
作開始時に伝達容量前段側の変動電位の初期値に重畳す
るスイッチングノイズ等を電位変動検知手段側に伝達し
ないようにすることができるので、光検出の精度を向上
させることができる。
【００５２】■ 上記■と■の双方の手段が併設され
た場合には、差動増幅回路のオフセット電圧の存在如何
に拘わらず、電位設定手段によって所定の基準電位に初
期設定することができるので、光電流の検出値にオフセ
ットが重畳することによる光感度の低下及び誤差の発生
を防止することができ、オフセット電圧のばらつきに伴
うフォトセンサ回路間の光感度のばらつきを発生させず
、その均一性を向上させることができる。
た場合には、差動増幅回路のオフセット電圧の存在如何
に拘わらず、電位設定手段によって所定の基準電位に初
期設定することができるので、光電流の検出値にオフセ
ットが重畳することによる光感度の低下及び誤差の発生
を防止することができ、オフセット電圧のばらつきに伴
うフォトセンサ回路間の光感度のばらつきを発生させず
、その均一性を向上させることができる。
【００５３】■ 積分容量を基準容量と調整容量との
並列接続回路で構成する場合には、制御回路によって、
例えば、通常の光強度に対しては基準容量のみを動作さ
せて測定し、出力信号の変動速度が早く、光強度測定上
適切でない場合には、調整容量の断続、或いは回路に接
続された調整容量の数を変更することによって、積分容
量の合成容量値を増加させて再度測定することが可能で
あり、光強度に合わせて出力電位の変動速度を調整する
ことができるので、広範囲の光強度に対して高精度、高
分解能の光検出を行って、フォトセンサ回路としての光
強度に対するダイナミックレンジを拡大することができ
る。
並列接続回路で構成する場合には、制御回路によって、
例えば、通常の光強度に対しては基準容量のみを動作さ
せて測定し、出力信号の変動速度が早く、光強度測定上
適切でない場合には、調整容量の断続、或いは回路に接
続された調整容量の数を変更することによって、積分容
量の合成容量値を増加させて再度測定することが可能で
あり、光強度に合わせて出力電位の変動速度を調整する
ことができるので、広範囲の光強度に対して高精度、高
分解能の光検出を行って、フォトセンサ回路としての光
強度に対するダイナミックレンジを拡大することができ
る。
【００５４】■電位変動限定手段を設ける場合には、ス
イッチング手段のスイッチングノイズに基づく差動増幅
器の出力電位の変動量を制限し、しかも、差動増幅器の
動作の安定時間を短縮することができるので、光強度計
測の誤差やオフセットを低減し、計測精度の向上を図る
ことができ、更に、測定間及びフォトセンサ間の感度の
ばらつきを低減することができる。この場合、スイッチ
ング手段と積分容量とを共通の半導体領域上に並列形成
する際、内蔵された寄生ダイオードを電位変動限定手段
として用いることができ、低コストかつ小面積で、高性
能のフォトセンサ回路を実現することができる。
イッチング手段のスイッチングノイズに基づく差動増幅
器の出力電位の変動量を制限し、しかも、差動増幅器の
動作の安定時間を短縮することができるので、光強度計
測の誤差やオフセットを低減し、計測精度の向上を図る
ことができ、更に、測定間及びフォトセンサ間の感度の
ばらつきを低減することができる。この場合、スイッチ
ング手段と積分容量とを共通の半導体領域上に並列形成
する際、内蔵された寄生ダイオードを電位変動限定手段
として用いることができ、低コストかつ小面積で、高性
能のフォトセンサ回路を実現することができる。
【図１】本発明によるフォトセンサ回路の第１実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】第１実施例の回路動作を示すタイミングチャー
ト図である。
ト図である。
【図３】第１実施例における差動増幅回路の回路図であ
る。
る。
【図４】本発明によるフォトセンサ回路の第２実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図５】複数の第２実施例からなるセンサアレイの制御
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
【図６】センサアレイの各出力信号の反転時間を量子化
する回路を示す回路図である。
する回路を示す回路図である。
【図７】本発明によるフォトセンサ回路の第３実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図８】第３実施例の回路動作を示すタイミングチャー
ト図である。
ト図である。
【図９】第１リセットトランジスタと積分容量とを並列
形成した半導体素子の構造を示す縦断面図である。
形成した半導体素子の構造を示す縦断面図である。
【図１０】従来のフォトセンサ回路を示す回路図である
。
。
【図１１】従来のフォトセンサ回路の動作を示すタイミ
ングチャート図である。
ングチャート図である。
１ フォ
トダイオード４
コンパレータ回路５
差動増幅回路６
第１リセットトランジス
タ７ 積
分容量７ａ
基準容量７ｂ，７ｃ，・・・ 調整容量８
伝達容量
９ 第２
リセットトランジスタ。 １０ｂ，１０ｃ，・・・ 調整ＭＯＳスイッチ２０
カウンタ回路
２２１，２２２，２２３ ＲＳフリップフロップ２４
１，２４２，２４３ Ｄフリップフロップ２８，３０
ＯＲ回路３２
ＡＮＤ回路３４
ワンショット回路
。
トダイオード４
コンパレータ回路５
差動増幅回路６
第１リセットトランジス
タ７ 積
分容量７ａ
基準容量７ｂ，７ｃ，・・・ 調整容量８
伝達容量
９ 第２
リセットトランジスタ。 １０ｂ，１０ｃ，・・・ 調整ＭＯＳスイッチ２０
カウンタ回路
２２１，２２２，２２３ ＲＳフリップフロップ２４
１，２４２，２４３ Ｄフリップフロップ２８，３０
ＯＲ回路３２
ＡＮＤ回路３４
ワンショット回路
。
Claims (7)
- 【請求項１】 光電流発生手段と、該光電流発生手段
の出力電流を電位変動に変換する電流電圧変換手段と、
該電流電圧変換手段の出力電位の変動量を検知する電位
変動検知手段と、前記電流電圧変換手段の出力電位を初
期化する電位設定手段とを有し、該出力電位の変動速度
から前記光電流発生手段に照射された光強度を検出する
フォトセンサ回路において、前記電流電圧変換手段は、
前記光電流発生手段の出力を入力として所定の基準電位
に対して動作する差動増幅回路と、該差動増幅回路の入
出力間に並列に接続された積分容量とから構成され、前
記電位設定手段は、前記差動増幅回路の入出力間を断続
するスイッチング手段であることを特徴とするフォトセ
ンサ回路。 - 【請求項２】 光電流発生手段と、該光電流発生手段
の出力電流を電位変動に変換する電流電圧変換手段と、
該電流電圧変換手段の出力電位の変動量を検知する電位
変動検知手段と、前記電流電圧変換手段の出力電位を初
期化する電位設定手段とを有し、該出力電位の変動速度
から前記光電流発生手段に照射された光強度を検出する
フォトセンサ回路において、前記電流電圧変換手段の出
力と前記電位変動検知手段の入力との間に挿入された伝
達容量と、前記電位変動検知手段の入力電位を初期化す
べき電位設定手段とを設けたことを特徴とするフォトセ
ンサ回路。 - 【請求項３】 請求項第１項において、前記電流電圧
変換手段の出力と前記電位変動検知手段の入力との間に
挿入された伝達容量と、前記電位変動検知手段の入力電
位を初期化すべき第２の電位設定手段とを設けたことを
特徴とするフォトセンサ回路。 - 【請求項４】 請求項第１項又は第３項において、前
記積分容量は、少なくとも１の基準容量及び断続可能に
設置された１又は複数の調整容量の各容量が相互に並列
接続された回路で構成され、前記電流電圧変換手段の出
力電位の変動速度に基づいて再計測するか否かを判別し
、再計測する場合には該変動速度に対応して前記調整容
量を断続すべき制御手段を備えていることを特徴とする
フォトセンサ回路。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４の何れか一項に
おいて、前記差動増幅回路の出力電位の初期変動を制限
する電位変動限定手段を備えたことを特徴とするフォト
センサ回路。 - 【請求項６】 請求項５において、前記電位変動限定
手段は、前記差動増幅回路の入出力間において積分動作
時に逆バイアス状態となる方向に接続されたダイオード
で構成されることを特徴とするフォトセンサ回路。 - 【請求項７】 請求項６において、前記スイッチング
手段は、第１導電型の半導体領域の表面側に第２導電型
の第１領域及び第２領域が形成され、該第１領域と第２
領域間の前記半導体領域の表面側をチャネル領域とする
トランジスタ素子で形成され、前記積分容量は、該半導
体領域とその表面側に絶縁層を介して形成された電極層
から構成され、前記ダイオードは、該半導体領域と該第
１領域との間の接合部に形成される寄生容量で構成され
ることを特徴とするフォトセンサ回路。
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|---|---|---|---|
| JP04815791A JP3146502B2 (ja) | 1990-08-30 | 1991-03-13 | フォトセンサ回路 |
| US07/750,638 US5198660A (en) | 1990-08-30 | 1991-08-27 | Optical sensing circuit including an integral capacity |
| US07/889,712 US5233180A (en) | 1990-08-30 | 1992-05-28 | Light sensor having an integration circuit |
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| JP23028990 | 1990-08-30 | ||
| JP2-400175 | 1990-12-03 | ||
| JP40017590 | 1990-12-03 | ||
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| JP3146502B2 JP3146502B2 (ja) | 2001-03-19 |
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| US7679663B2 (en) | 2004-08-26 | 2010-03-16 | Hamamatsu Photonics K.K. | Photodetection apparatus |
| WO2020059102A1 (ja) | 2018-09-21 | 2020-03-26 | 大塚電子株式会社 | 信号処理回路、測定装置、および信号処理方法 |
| CN117097335A (zh) * | 2023-10-18 | 2023-11-21 | 南京天易合芯电子有限公司 | 一种高灵敏度接近光检测传感器 |
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| JP2953297B2 (ja) * | 1994-03-30 | 1999-09-27 | 日本電気株式会社 | 受光素子およびその駆動方法 |
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1991
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- 1991-08-27 US US07/750,638 patent/US5198660A/en not_active Expired - Lifetime
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