JPH04357708A - 電圧周波数変換器の周波数利得決定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電圧周波数変換器の時
間的に一定な誤差を補償するための方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】連続的信号の不連続的信号への変換は一
連の応用に対して利点をもたらす。従って、電圧周波数
変換器が電気技術およびエレクトロニクスのさまざまな
分野で使用される。たとえば電動機の調節の際に電流お
よび電圧の実際値が電流および電圧の実際値に比例する
パルス列への変換により容易にディジタル調節コンセプ
トに統合され得る。

【０００３】電気システム、たとえば電動機の計算機援
用ディジタル調節のためには、連続的な電圧または電流
実際値信号を既にその検出の場所でディジタル化し、ま
たたとえば種々のパルス列周波数の形で伝送することが
有利である。主としてアナログ的調節の際でさえも、先
ずディジタル信号を信号伝送のために使用し、またこれ
らを続いて再び連続的信号に変換することが、ノイズイ
ミュニティが高いという理由で有利であり得る。

【０００４】アナログ入力信号を特に高速かつ高精度で
ディジタル化する際に、またできるかぎりわずかなコス
トで大きい周波数スパンを必要とする際に、多くの用途
で寸法の小形化が要求されるために、従来の市販されて
いる電圧周波数変換器に必ずしも依存することはできな
い。

【０００５】以前の国際特許出願ＰＣＴ／ＤＥ８９／０
０１９７号明細書で既に、大きい周波数スパンを有する
高速かつ高精度の電圧周波数変換器を実現し得る電圧周
波数変換のための１つの方法が提案された。その方法で
は精密調節により高精度のパルス‐休止信号を発する従
来からの積分形電圧制御発振器が使用される。この調節
のために電圧制御発振器の出力信号は主として水晶クロ
ックされる精密モノフロップ、精密スイッチおよび低域
通過フィルタを介して直流電圧に逆変換され、電圧制御
発振器の入力信号と比較され、またその調節のために利
用される。その際に、水晶制御される精密モノフロップ
は、電圧制御発振器の出力信号の各パルスごとに一定の
パルス幅を有するパルスを発生する課題を有する。調節
の精度は主として精密パルスの質に関係する。

【０００６】電圧制御発振器の調節回路内に水晶発振器
を使用することは確かに精密パルス、従ってまた電圧制
御発振器の出力信号の高い精度を保証するが、この方法
を実施するための装置の全コストを著しく高める。精密
パルスを発生するためのタイムクロックは公知の仕方で
受動的構成部品、たとえばＲＣ要素または振動回路など
によっても発生され得るが、水晶発振器のタイムクロッ
クの精度と比較して受動的構成部品の低い精度がこれら
の構成部品により発生されるタイムクロックの精度をも
阻害する。しかし、受動的構成部品によるタイムクロッ
ク発生の際に電圧制御発振器の調節の際に生ずる主要な
誤差は時間的に一定であることが判明している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、電圧
周波数変換器の周波数利得の決定のための方法であって
、コストの高い構成部品をほぼ省略することができ、ま
た時間的に一定の誤差を補償し得る方法を提供すること
である。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
、本発明によれば、 ａ）計算機の制御信号への電気システムの反応から電圧
が電圧周波数変換器の入力電圧として導き出され、ｂ）
入力電圧が電圧周波数変換器により、入力電圧に比例す
る周波数を有する周波数信号に変換され、ｃ）電気シス
テムが計算機により、電圧周波数変換器の入力電圧が零
に等しいように制御され、ｄ）計算機が周波数信号の周
波数を中心周波数として決定し、またそれによって電圧
周波数変換器の周波数利得を、中心周波数の２倍と電圧
周波数変換器の内部の電圧利得との積と、電圧周波数変
換器の参照電圧との比から計算する。

【０００９】電圧制御発振器の調節のための調節回路と
して、 ａ）電圧制御発振器の出力信号を予め定め得る比で分周
する分周器と、 ｂ）分周器の出力信号の各パルスごとに、ＲＣ要素から
導き出される一定のパルス幅を有するパルスを発生する
双安定スイッチと、 ｃ）一定のパルス幅を有する各パルスを、一定の面積を
有するパルスとして出力端に通過させる精密スイッチと
、 ｄ）一定の面積を有するパルスを直流電圧に逆変換する
低域通過フィルタと、 ｅ）低域通過フィルタの出力端における直流電圧と電圧
制御発振器の入力電圧とから差電圧を形成する比較器と
、 ｆ）差電圧を調節し出力信号を電圧制御発振器に供給す
る調節器とから成るものを使用すると有利である。

【００１０】

【実施例】以下、図面に示されている実施例により本発
明を一層詳細に説明する。

【００１１】図１には電圧周波数変換器ＵＦを有する計
算機制御される電気システムＥＳのブロック回路図が示
されている。電気システムＥＳは破線で示されており、
また実施例では電力部分Ｌを含んでおり、それを介して
電動機Ｍが駆動される。電気システムＥＳの電力部分Ｌ
は制御線Ｓを介して計算機Ｒと接続されている。さらに
計算機はもう１つの接続線を介して電気システムＥＳと
接続されており、それを介してパルス阻止信号ＩＳが電
力部分Ｌに与えられ得る。

【００１２】電気システムＥＳから計算機Ｒへの信号流
れ方向に、電圧制御発振器ＶＣＯと電圧制御発振器ＶＣ
Ｏを調節するための調節区間ＲＳとを有する電圧周波数
変換器ＵＦ（破線で記入）が位置している。調節区間Ｒ
Ｓの実施例は後で図２により一層詳細に説明する。

【００１３】計算機Ｒは制御信号を制御線Ｓを介して、
制御信号をたとえば図示されていないパルス幅変調器を
介して処理し、電動機Ｍを相応に駆動する電力部分Ｌに
伝達することによって電気システムＥＳを調節する。計
算機Ｒが調節のために必要な目標値‐実際値比較を行い
得るように、電動機Ｍの実際の電圧実際値が計算機Ｒに
ディジタル形態で与えられなければならない。伝送技術
上の理由から、なかんずくディジタル信号の高いノイズ
イミュニティのために、電圧実際値はできるかぎり測定
場所の近くで、すなわちできるかぎり電動機内で検出さ
れ、また電圧周波数変換器ＵＦを介して、パルス列信号
であってよい周波数信号に変換される。電圧周波数変換
器ＵＦが電気システムＥＳと計算機Ｒとの間の中央に配
置されている図１の概要図と異なり、実際のシステムで
は電圧周波数変換器ＵＦは電圧実際値の測定場所の近く
に、すなわちたいていの場合に電動機Ｍのハウジング内
に収容されている。

【００１４】電動機Ｍ内で検出された電圧実際値は電圧
制御発振器ＶＣＯに入力電圧ＵＥ　として供給される。 高精度の調節のためには電圧制御発振器ＶＣＯの出力信
号Ｐはあまりに不正確であるので、それは調節区間ＲＳ
を介して直流電圧ＵＲ　に逆変換され、また電圧制御発
振器ＶＣＯに調節のために重畳される。計算機Ｒはそれ
によって電圧周波数変換器ＵＦから、入力電圧ＵＥ　に
、すなわち電動機で検出された電圧実際値に比例してい
る周波数を有する精密なパルス列信号Ｐを受ける。計算
機Ｒ内で次いで、目標値として予め与えられた制御信号
と電圧周波数変換器から得られた実際値との間の比較が
行われ、また場合によっては制御信号の補正が開始され
る。 しかし、調節区間ＲＳは、パルス列信号Ｐの直流電圧Ｕ
Ｒ　への逆変換の際に時間的に一定の誤差が生ずるよう
に構成されているので、これはパルス列信号Ｐにも作用
する。すなわち計算機Ｒは先ず、パルス列信号のどの周
波数ｆにどの入力電圧ＵＥが相当するかを確認しなけれ
ばならない。すなわち計算機Ｒは先ず電圧周波数変換器
の周波数利得Ｖｆ　を認識しなければならない。

【００１５】周波数利得の求め方の理解のためには調節
区間ＲＳの機能の仕方の理解が助けとなる。これについ
て次に図２により説明する。

【００１６】図２によるブロック回路図は調節区間ＲＳ
（破線で囲まれている）を有する電圧周波数変換器ＵＦ
を示している。これは入力電圧ＵＥ　のレベルマッチン
グのための増幅器Ｖを含んでいる。増幅器Ｖの出力電圧
Ｕ′Ｅ　は電圧制御発振器ＶＣＯの第１の入力端Ｅ１に
供給される。積分形の電圧制御発振器ＶＣＯは、入力電
圧ＵＥ　の高さに比例する頻度を有する個別パルスＰを
供給する。積分形電圧制御発振器ＶＣＯとしてはたとえ
ば品名ＬＳ６２４で市販品として入手可能なエミッタ結
合されたマルチバイブレータが使用される。このような
電圧制御発振器ＶＣＯは周波数範囲が大きい（約２ない
し４２ＭＨｚ）点で優れている。しかし，この大きい周
波数スパンの代わりに出力信号Ｐの低い精度が甘受され
なければならない。

【００１７】電圧制御発振器の不正確さのために、その
出力信号Ｐは調節区間ＲＳを介して直流電圧ＵＡ　に逆
変換される。そのためにパルス列信号Ｐは分周器ＴＥ、
双安定スイッチＤＦ（Ｄフリップフロップ）、精密スイ
ッチＳＣおよび低域通過フィルタＴＰを介して供給され
る。

【００１８】分周器によりＶＣＯの出力端Ｆにおけるパ
ルス列信号の周波数が減ぜられる。１０ＭＨｚのパルス
列信号Ｐの周波数および６４：１の分周器ＴＥの分周比
では分周器出力信号の周波数は約１５０ｋＨｚである。 こうして、電圧制御発振器ＶＣＯのパルスＰと比較して
、より長いパルス継続時間を有するパルスＰＴ　が達成
される。しかし、パルスのスイッチオンおよびスイッチ
オフエッジにより条件付けられる誤差は等しくとどまり
、従って、より長いパルス継続時間に関する分周器ＴＥ
のパルスＰＴ　の誤差は最小化される。

【００１９】ＤフリップフロップＤＦは、分周器ＴＥの
出力信号の各パルスＰＴ　ごとに一定のパルス幅を有す
る精密パルスＩＰＢを発生する課題を有する。Ｄフリッ
プフロップＤＦの入力端に信号論理“１”が与えられる
と直ちに、すなわちパルスＰＴ　の到来の際に、Ｄフリ
ップフロップＤＦは予め定められた継続時間の間に信号
論理“１”をその出力端に発する。

【００２０】ＤフリップフロップＤＦの出力端がセット
される時間はＲＣ要素の時定数から導き出される。この
目的に有利な１つの実施例は後で図３により一層詳細に
説明する。

【００２１】精密スイッチＳＣは、一定の電圧振幅を有
する精密パルスＩＰＢをその出力端に通すことによって
、ＤフリップフロップＤＦから発生される一定のパルス
幅ＩＰＢを有する精密パルスから一定の面積ＩＰＦを有
する精密パルスを発生する。低域通過フィルタＴＰを介
していま精密パルスＩＰＦが直流電圧ＵＡ　に変換され
る。この直流電圧ＵＡ　は比較器ＶＧにおいて入力電圧
ＵＥ　から差し引かれ、その結果としての差電圧ＵｄＥ
が調節器ＲＩ　を介して電圧制御発振器ＶＣＯに調節電
圧ＵＲ　として重畳される。

【００２２】抵抗Ｒｉｓｔ　およびＲｓｏｌｌにより電
圧周波数変換器ＵＦの内部利得ＶＵ　が予め与えられる
。ＶＣＯの出力端から、入力電圧ＵＥ　の高さに比例す
る周波数を有する調節されたパルス列信号Ｐが取り出さ
れ得る。この出力信号Ｐはドライバ段ＴＲおよび伝送区
間ＳＴを介して評価論理回路ＡＬに与えられ得る。その
なかで入力電圧ＵＥ　に比例する量が計算機Ｒ（図１）
によるその後の処理のために形成される。パルス列周波
数のその後の処理はその際にサンプリング時点および平
均値形成の種々の形式に関係して変更され得る。

【００２３】Ｄフリップフロップによる一定のパルス幅
を有する精密パルスＩＰＢの発生については以下に図３
により説明する。

【００２４】図３には双安定スイッチとしてのＤフリッ
プフロップＤＦが示されている。ＤフリップフロップＤ
Ｆのクロック時間は抵抗Ｒ１およびコンデンサＣから成
るＲＣ要素により導き出される。ＤフリップフロップＤ
Ｆのクロック入力端ＣＬＫに分周器ＴＥ（図２）の出力
信号ＰＴ　が与えられる。ＤフリップフロップＤＦの出
力端Ｑ（下線は反転された出力端を意味し、どの出力端
を使用するかは当業者に任せられる）から一定のパルス
幅を有する精密パルスＩＰＢが取り出され得る。一定の
パルス幅を発生するため、Ｄフリップフロップの出力端
Ｑは電界効果トランジスタＦＥＴと接続されている。電
界効果トランジスタＦＥＴのドレインＤおよびソースＳ
端子に対して並列に、抵抗Ｒ１を介して電圧Ｕにより充
電されるコンデンサＣが接続されている。同じく電界効
果トランジスタＦＥＴのドレインＤ端子とコンパレータ
Ｋの第１の入力端Ｋ１が接続されている。コンパレータ
Ｋの第２の入力端Ｋ２は、同じく電圧Ｕを供給される抵
抗Ｒ２およびＲ３から成る分圧器の中間タップに接続さ
れている。コンパレータＫの出力端はＤフリップフロッ
プＤＦの反転リセット入力端Ｒと接続されている。分圧
器により条件付けられて、コンパレータＫの入力端Ｋ２
にはＵ／２の一定の電圧が与えられている。コンデンサ
Ｃが充電されない状態にあれば、コンパレータＫの入力
端Ｋ１には０Ｖが与えられている。

【００２５】到来するパルスＰＴ　によりＤフリップフ
ロップＤＦのクロック入力端が“高”レベルにセットさ
れると、出力端Ｑに、従ってまた電界効果トランジスタ
ＦＥＴのゲートＧに論理“０”信号が与えられている。 電界効果トランジスタＦＥＴはそれによって遮断状態に
あり、従ってコンデンサＣは抵抗Ｒ１を介して充電され
る。コンデンサＣの充電の増大と共にコンパレータＫの
入力端Ｋ１における電圧が上昇する。この電圧が同じく
値Ｕ／２に達すると直ちに、コンパレータＫの出力信号
は反転され、またそれによってＤフリップフロップＤＦ
はそのリセット入力端Ｒを介してリセットされる。Ｄフ
リップフロップＤＦの出力端Ｑおよび電界効果トランジ
スタＦＥＴのゲートＧは“高”レベルにセットされ、そ
れによってドレイン‐ソース間チャネルＤ‐Ｓが低抵抗
になるので、コンデンサＣは導通した電界効果トランジ
スタＦＥＴを介して放電する。それによってコンパレー
タＫの入力端Ｋ１における電圧は再び値Ｕ／２よりも低
く、従ってコンパレータの出力信号、従ってまたＤフリ
ップフロップのリセット入力端Ｒにおける信号は再び反
転され、また上記の過程が最初から開始する。

【００２６】コンパレータＫと結び付いてのコンデンサ
Ｃの充電と放電との間のこの交番により、出力端Ｑ（ま
たは選択的に出力端Ｑ）から一定のパルス幅を有するパ
ルスＩＰＢが取り出され得る。回路の精度を支配するの
は主としてコンデンサＣおよび抵抗Ｒ１ないしＲ３であ
る。構成部品を相応に選定すれば、５０°Ｋの温度範囲
にわたる回路のドリフト誤差として１プロミルが達成可
能である。抵抗およびコンデンサの温度係数は１５ｐｐ
ｍ／Ｋ（ケルビンあたり１００万分の１）よりも大きく
てはならない。主としてコンデンサＣの製造技術上の欠
陥により条件付けられており、また５％までの値であり
得るドリフト誤差はそれによって、時間的に一定の誤差
と対照的に、許容可能である。

【００２７】この時間的に一定の誤差のために、そのつ
どの電圧周波数変換器に対する周波数利得Ｖｆ　は固定
的に予め与えられ得ない。従って、それは計算機により
下記の関係式に基づいて決定される。

【００２８】周波数利得Ｖｆ　は出力周波数ΔｆＡ　と
入力電圧ΔＵＥ　との比である。 　　　　　　　　Ｖｆ　＝ΔｆＡ　／ΔＵＥ　＝Δｆｍ
ａｘ　／ΔＵＥｍａｘ　　　　　　（１）電圧周波数変
換器の内部利得ＶＵ　は一定であり、また抵抗Ｒｉｓｔ
　およびＲｓｏｌｌにより正確に定められている。それ
は計算機Ｒ（図１）に一定値として　　予め与えられ得
る。 　　　　　　ＶＵ　＝ΔＵＡ　／ΔＵＥ　＝Ｒｉｓｔ　
／Ｒｓｏｌｌ＝一定　　　　　　（２）式（２）から最
大入力電圧ＵＥｍａｘが計算され得る。 ΔＵＥｍａｘ＝ΔＵＡｍａｘ／ＶＵ　　　（３）ここで
ΔＵＡｍａｘ＝ＵＲｅｆ　　　　　（４）式（３）によ
り式（１）の入力電圧ＵＥ　が置換され得る。周波数利
得Ｖｆ　を決定するためには、なお最大周波数Δｆｍａ
ｘ　が見出されなければならない。最大周波数Δｆｍａ
ｘ　は中心周波数ｆＯ　の２倍に等しいので、周波数利
得Ｖｆ　は式（５）により決定され得る。 Ｖｆ　＝２ｆＯ　・ＶＵ　／ＵＲｅｆ　　　　　（５）
すなわち計算機は、周波数利得Ｖｆ　を計算し得るため
には、先ず中心周波数ｆＯ　を決定しなければならない
。

【００２９】中心周波数ｆＯ　の決定については以下に
再び図１により説明する。図１の説明で既に説明したよ
うに、計算機は電圧周波数変換器ＵＦからパルス列信号
Ｐを受ける。その制御線Ｓを介して特定の制御信号を予
め与えることにより電圧周波数変換器ＵＦの入力電圧Ｕ
Ｅ　が計算機から直接に影響され得る。

【００３０】電圧周波数変換器ＵＦは、その出力周波数
がＵＥ　＝０の入力電圧の際に中心周波数ｆＯ　に等し
いように設計されているので、計算機Ｒにより単に、電
気システムＥＳの反応が零に等しいことが保証されれば
よい。これは図１による実施例では、制御線Ｓを介して
信号が電気システムＥＳに与えられないことにより行わ
れ得よう。電気システムＥＳの電力部分Ｌはパルス幅変
調器を有するので、電気システムＥＳのこのような“零
”反応は付加のパルス阻止信号ＩＳを介しても達成され
得る。

【００３１】電気システムＥＳの“零”反応が保証され
た後に、計算機Ｒは予め定められた時間スパン中の電圧
周波数変換器の出力信号Ｐのパルスをカウントし、また
それから出力信号Ｐの周波数を中心周波数ｆＯ　として
決定する。

【００３２】ディジタル評価のためには電圧制御発振器
ＶＣＯの出力信号のパルスＰが定められた時間間隔にわ
たりカウントされる。その際に、パルスを予め定められ
た時間間隔にわたりカウントし、またこのカウントをよ
り短い時間間隔で周期的に繰り返すことは特に有利であ
る。この評価は“スライディング・ウインドウ”と呼ば
れ得る。たとえばＴ＝１００ｍｓの時間間隔の間のパル
スＰの数がカウントされ得よう。その際にカウントはそ
れぞれ周期的に５ｍｓの間隔で行われる。

【００３３】ドライバ段ＴＲおよび伝送区間ＳＴを介し
て評価論理回路ＡＬへの高いパルス列周波数（たとえば
４０ＭＨｚ）の伝送はディジタル評価にとって臨界的で
ない。なぜならば、パルスＰのパルス形態にわずかな要
求しか課せられず、従って本発明の方法の質は、パルス
Ｐが評価論理回路ＡＬによりまさになお認識され得るか
ぎり、パルスＰの“磨滅”により影響されないからであ
る。実際にパルスＰがもはや認識されるべきでない場合
には、残留誤差は生じない。なぜならば、時間単位の間
のカウントの精度のみが影響されるからである。従って
、本発明の方法は高いノイズイミュニティを有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】電圧周波数変換器を有する計算機制御される電
気システムのブロック回路図である。

【図２】電圧周波数変換器のブロック回路図である。

【図３】ＲＣ要素によりクロックされるモノフロップの
回路図である。

【符号の説明】

ＡＬ　　評価論理回路 ＤＦ　　双安定スイッチ ＥＳ　　電気システム ＦＥＴ　　電界効果トランジスタ Ｋ　　コンパレータ Ｌ　　電力部分 Ｍ　　電動機 Ｒ　　計算機 ＲＩ　　　調節器 ＲＳ　　調節区間 ＳＣ　　精密スイッチ ＴＥ　　分周器 ＴＰ　　低域通過フィルタ ＴＲ　　ドライバ段 ＵＦ　　電圧周波数変換器 Ｖ　　増幅器 ＶＣＯ　　電圧制御発振器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ａ）計算機（Ｒ）の制御信号（Ｓ）への電
   気システム（ＥＳ）の反応から電圧が電圧周波数変換器
   （ＵＦ）の入力電圧（ＵＥ　）として導き出され、ｂ）
   入力電圧（ＵＥ　）が電圧周波数変換器（ＵＦ）により
   、入力電圧（ＵＥ　）に比例する周波数を有するパルス
   列信号（Ｐ）に変換され、 ｃ）電気システム（ＥＳ）が計算機（Ｒ）により、電圧
   周波数変換器（ＵＦ）の入力電圧（ＵＥ　）が零に等し
   いように制御され、 ｄ）計算機（Ｒ）が周波数信号（Ｐ）の周波数（ｆ）を
   中心周波数（ｆＯ　）として決定し、またそれによって
   電圧周波数変換器（ＵＦ）の周波数利得（Ｖｆ　）を、
   中心周波数（ｆＯ　）の２倍と電圧周波数変換器（ＵＦ
   ）の内部の電圧利得（ＶＵ　）との積と、電圧周波数変
   換器（ＵＦ）の参照電圧（ＵＡ　）との比から計算する
   ことを特徴とする電圧周波数変換器の周波数利得決定方
   法。
2. 【請求項２】　　電圧周波数変換器（ＵＦ）に設けた積
   分形電圧制御発振器（ＶＣＯ）を調節するための調節回
   路として、 ａ）電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力信号（Ｐ）を予め
   定め得る比で分周する分周器（ＴＥ）と、ｂ）分周器の
   出力信号（Ｐ）の各パルスごとに、ＲＣ要素から導き出
   される一定のパルス幅（ＩＰＢ）を有するパルスを発生
   する双安定スイッチ（ＤＦ）と、ｃ）一定のパルス幅（
   ＩＰＢ）を有する各パルスを、一定の面積（ＩＰＦ）を
   有するパルスとしてその出力端に通過させる精密スイッ
   チ（ＳＣ）と、 ｄ）一定の面積を有するパルスを直流電圧（ＵＡ　）に
   逆変換する低域通過フィルタ（ＴＰ）と、ｅ）低域通過
   フィルタ（ＴＰ）の出力端における直流電圧（Ｕ′Ａ　
   ）と電圧制御発振器（ＶＣＯ）の入力電圧（ＵＥ　）と
   から差電圧（ＵｄＥ）を形成する比較器（ＶＧ）と、 ｆ）差電圧（ＵｄＥ）を調節し出力信号（ＵＲ　）を電
   圧制御発振器（ＶＣＯ）に供給する調節器（ＲＩ　）と
   を含んだものを使用することを特徴とする電圧周波数変
   換器の周波数利得決定方法。