JPH04360441A - 干渉補償方式 - Google Patents
干渉補償方式Info
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- JPH04360441A JPH04360441A JP16242991A JP16242991A JPH04360441A JP H04360441 A JPH04360441 A JP H04360441A JP 16242991 A JP16242991 A JP 16242991A JP 16242991 A JP16242991 A JP 16242991A JP H04360441 A JPH04360441 A JP H04360441A
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- wave
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、希望波の帯域内に狭帯
域な干渉波が落ち込むＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉下での
ディジタル無線通信方式に適した干渉補償方式に関する
。
域な干渉波が落ち込むＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉下での
ディジタル無線通信方式に適した干渉補償方式に関する
。
【０００２】
【従来の技術】耐Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉特性を向上
させるには、干渉波周波数に応じて送信信号の所要帯域
・中心周波数を変更するか、補助アンテナ等により干渉
波成分だけを抽出し逆相合成する方式や、受信側の低域
通過フィルタあるいは高域通過フィルタにより干渉波成
分を抑圧する方式、帯域阻止フィルタにより干渉波成分
を抑圧する方式等がある。
させるには、干渉波周波数に応じて送信信号の所要帯域
・中心周波数を変更するか、補助アンテナ等により干渉
波成分だけを抽出し逆相合成する方式や、受信側の低域
通過フィルタあるいは高域通過フィルタにより干渉波成
分を抑圧する方式、帯域阻止フィルタにより干渉波成分
を抑圧する方式等がある。
【０００３】送信信号の所要帯域・中心周波数の変更は
既存システムのパラメータの変更を必要とする問題点が
ある。
既存システムのパラメータの変更を必要とする問題点が
ある。
【０００４】補助アンテナ等により干渉波成分だけを抽
出し逆相合成する方式では、希望波と同一方向から到来
する干渉波や多重干渉波の補償が困難である。
出し逆相合成する方式では、希望波と同一方向から到来
する干渉波や多重干渉波の補償が困難である。
【０００５】受信側の低域通過フィルタあるいは高域通
過フィルタにより干渉波成分を抑圧する場合および帯域
阻止フィルタにより干渉波成分を抑圧する場合は、希望
波と同一方向から到来する干渉波や多重干渉波の補償は
可能だが、抑圧によって希望波が歪むことによる伝送品
質の劣化が生じる。
過フィルタにより干渉波成分を抑圧する場合および帯域
阻止フィルタにより干渉波成分を抑圧する場合は、希望
波と同一方向から到来する干渉波や多重干渉波の補償は
可能だが、抑圧によって希望波が歪むことによる伝送品
質の劣化が生じる。
【０００６】低域通過フィルタあるいは高域通過フィル
タの場合には比較的広帯域な干渉に対しては有効だが、
干渉波が希望波の搬送波周波数に近づくと抑圧量が増し
、伝送品質の劣化が増大する。
タの場合には比較的広帯域な干渉に対しては有効だが、
干渉波が希望波の搬送波周波数に近づくと抑圧量が増し
、伝送品質の劣化が増大する。
【０００７】帯域阻止フィルタの場合には干渉波が希望
波帯域内のどの位置にあっても対応できるが比較的広帯
域な干渉に対しては阻止帯域が増すため伝送品質の劣化
が増大する。
波帯域内のどの位置にあっても対応できるが比較的広帯
域な干渉に対しては阻止帯域が増すため伝送品質の劣化
が増大する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、誤り訂正符
号化率・中心周波数の変更無しに、補助アンテナ等を用
いない方式として、受信側で干渉波の存在位置に帯域阻
止フィルタを設けることにより干渉波を抑圧し、抑圧に
より生じた希望波の歪を等化器により補償することで比
較的広帯域な干渉にも対応し、さらに誤り訂正により耐
干渉特性の改善を図ることを目的とする。
号化率・中心周波数の変更無しに、補助アンテナ等を用
いない方式として、受信側で干渉波の存在位置に帯域阻
止フィルタを設けることにより干渉波を抑圧し、抑圧に
より生じた希望波の歪を等化器により補償することで比
較的広帯域な干渉にも対応し、さらに誤り訂正により耐
干渉特性の改善を図ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は、送信側では送信すべきディジタル入力信
号に誤り訂正符号化を施して得られる信号で希望波の周
波数ｆｃ の搬送波を変調し、その結果得られる変調波
を送信し、受信側では、前記希望波の帯域内に落ち込む
干渉波の周波数及び帯域幅を検出する手段を有し、前記
希望波の搬送波周波数ｆｃ と前記干渉波の周波数との
差Δｆ及び干渉波帯域幅ＢＷを得、得られたｆｃ ＋Δ
ｆを中心に阻止帯域幅ＢＷの帯域阻止をするＩＦ帯帯域
阻止フィルタにより前記干渉波を取り除いた後、受信信
号を復調し、得られる信号を前記ＩＦ帯帯域阻止フィル
タにより歪んだ前記希望波の歪を補償するベースバンド
帯等化器により等化した信号に対し前記誤り訂正符号化
に対応する論理による誤り訂正復号化を行う。
に、本発明は、送信側では送信すべきディジタル入力信
号に誤り訂正符号化を施して得られる信号で希望波の周
波数ｆｃ の搬送波を変調し、その結果得られる変調波
を送信し、受信側では、前記希望波の帯域内に落ち込む
干渉波の周波数及び帯域幅を検出する手段を有し、前記
希望波の搬送波周波数ｆｃ と前記干渉波の周波数との
差Δｆ及び干渉波帯域幅ＢＷを得、得られたｆｃ ＋Δ
ｆを中心に阻止帯域幅ＢＷの帯域阻止をするＩＦ帯帯域
阻止フィルタにより前記干渉波を取り除いた後、受信信
号を復調し、得られる信号を前記ＩＦ帯帯域阻止フィル
タにより歪んだ前記希望波の歪を補償するベースバンド
帯等化器により等化した信号に対し前記誤り訂正符号化
に対応する論理による誤り訂正復号化を行う。
【００１０】なお、受信側における帯域阻止フィルタ、
復調器及び等化器の配列の順序は適宜変更することが可
能である。
復調器及び等化器の配列の順序は適宜変更することが可
能である。
【００１１】
【作用】本発明においては、送信側では、速度ｆｄ （
ｂｉｔ／ｓｅｃ）のディジタル入力信号を符号化率（ｎ
−１）／ｎ（ｎは自然数）の誤り訂正符号にて符号化を
行い、得られる信号を直並列変換して二系統の速度ｆｂ
（ｆｂ ＝ｎ／２（ｎ−１）ｆｄ ）の信号を生成し
、この信号をロールオフ率α（０＜α＜１）のロールオ
フフィルタにて波形整形して得られる信号で周波数ｆｃ
（Ｈｚ）の搬送波を直交変調し、ｆｃ −（１＋α）
ｆｂ ／２からｆｃ ＋（１＋α）ｆｂ ／２なる帯域
を有する直交変調信号を送信する。
ｂｉｔ／ｓｅｃ）のディジタル入力信号を符号化率（ｎ
−１）／ｎ（ｎは自然数）の誤り訂正符号にて符号化を
行い、得られる信号を直並列変換して二系統の速度ｆｂ
（ｆｂ ＝ｎ／２（ｎ−１）ｆｄ ）の信号を生成し
、この信号をロールオフ率α（０＜α＜１）のロールオ
フフィルタにて波形整形して得られる信号で周波数ｆｃ
（Ｈｚ）の搬送波を直交変調し、ｆｃ −（１＋α）
ｆｂ ／２からｆｃ ＋（１＋α）ｆｂ ／２なる帯域
を有する直交変調信号を送信する。
【００１２】受信側では、受信側に具備する干渉波検出
器により干渉波の周波数位置Δｆ及び帯域幅ＢＷを測定
し、得られたｆｃ ＋Δｆを中心に阻止帯域幅ＢＷの帯
域阻止をするＩＦ帯帯域阻止フィルタで受信し干渉波を
除去した後、復調した信号をＩＦ帯帯域阻止フィルタに
より歪んだ希望波の歪を補償するベースバンド帯等化器
により等化し、得られた信号に対し上記誤り訂正符号化
に対応する論理による誤り訂正復号化を行う。
器により干渉波の周波数位置Δｆ及び帯域幅ＢＷを測定
し、得られたｆｃ ＋Δｆを中心に阻止帯域幅ＢＷの帯
域阻止をするＩＦ帯帯域阻止フィルタで受信し干渉波を
除去した後、復調した信号をＩＦ帯帯域阻止フィルタに
より歪んだ希望波の歪を補償するベースバンド帯等化器
により等化し、得られた信号に対し上記誤り訂正符号化
に対応する論理による誤り訂正復号化を行う。
【００１３】
【実施例】図１Ａ、図１Ｂ、図１Ｃは本発明を実施した
通信装置のブロック構成図である。
通信装置のブロック構成図である。
【００１４】図１Ａにおいて、送信側では、端子１に伝
送すべきディジタル信号が入力する。このディジタル入
力信号の速度はｆｄ （ｂｉｔ／ｓｅｃ）である。この
端子１の信号は誤り訂正符号器２に入力する。この誤り
訂正符号器２は符号化率（ｎ−１）／ｎ（ｎは自然数）
のたたみ込み符号器である。この誤り訂正符号器２の出
力は直並列変換され、二系統の速度ｆｂ （ｂｉｔ／ｓ
ｅｃ）（ｆｂ ＝ｎ／２（ｎ−１）ｆｄ ）の信号をロ
ールオフ率α（０＜α＜１）のロールオフフィルタ３で
波形整形した信号が四相位相変調器４に入力し、周波数
ｆｃ の搬送波を直交変調する。この四相位相変調器４
の出力は無線伝送路５に送信される。
送すべきディジタル信号が入力する。このディジタル入
力信号の速度はｆｄ （ｂｉｔ／ｓｅｃ）である。この
端子１の信号は誤り訂正符号器２に入力する。この誤り
訂正符号器２は符号化率（ｎ−１）／ｎ（ｎは自然数）
のたたみ込み符号器である。この誤り訂正符号器２の出
力は直並列変換され、二系統の速度ｆｂ （ｂｉｔ／ｓ
ｅｃ）（ｆｂ ＝ｎ／２（ｎ−１）ｆｄ ）の信号をロ
ールオフ率α（０＜α＜１）のロールオフフィルタ３で
波形整形した信号が四相位相変調器４に入力し、周波数
ｆｃ の搬送波を直交変調する。この四相位相変調器４
の出力は無線伝送路５に送信される。
【００１５】受信側では、希望波に加わる干渉波の周波
数成分及び帯域幅を干渉波検出器１３にて検出し、干渉
波周波数と希望波搬送波の周波数差Δｆ及び干渉波帯域
幅ＢＷを示す干渉波情報１４を求め、これをＩＦ帯帯域
阻止フィルタ６へ伝送する。ここで、干渉波の検出は、
ＩＦ帯受信信号から行う方法とベースバンド帯復調信号
から行う方法があるが、本発明ではどちらの方法でも良
い。ＩＦ帯帯域阻止フィルタ６では、この干渉波情報１
４に基づいて、ｆｃ ＋Δｆを中心に阻止帯域ＢＷの帯
域阻止を行うような周波数特性を設定する。無線伝送路
５の信号は干渉波情報１４より得られる周波数差ｆｃ
＋Δｆを中心に阻止帯域ＢＷの帯域阻止をするＩＦ帯帯
域阻止フィルタ６を通過して四相位相復調器７により復
調され、ＩＦ帯帯域阻止フィルタ６により歪んだ希望波
を補償するベースバンド帯等化器８に入力する。このベ
ースバンド帯等化器８の出力は誤り訂正復号器９に入力
する。この誤り訂正復号器９は、送信側の誤り訂正符号
器２と同一の論理の復号器であって、ベースバンド帯等
化器８の等化出力信号に誤り訂正を行い端子１０にディ
ジタル出力信号を送信する。この出力信号の速度は入力
信号の通信速度ｆｄ に等しい。
数成分及び帯域幅を干渉波検出器１３にて検出し、干渉
波周波数と希望波搬送波の周波数差Δｆ及び干渉波帯域
幅ＢＷを示す干渉波情報１４を求め、これをＩＦ帯帯域
阻止フィルタ６へ伝送する。ここで、干渉波の検出は、
ＩＦ帯受信信号から行う方法とベースバンド帯復調信号
から行う方法があるが、本発明ではどちらの方法でも良
い。ＩＦ帯帯域阻止フィルタ６では、この干渉波情報１
４に基づいて、ｆｃ ＋Δｆを中心に阻止帯域ＢＷの帯
域阻止を行うような周波数特性を設定する。無線伝送路
５の信号は干渉波情報１４より得られる周波数差ｆｃ
＋Δｆを中心に阻止帯域ＢＷの帯域阻止をするＩＦ帯帯
域阻止フィルタ６を通過して四相位相復調器７により復
調され、ＩＦ帯帯域阻止フィルタ６により歪んだ希望波
を補償するベースバンド帯等化器８に入力する。このベ
ースバンド帯等化器８の出力は誤り訂正復号器９に入力
する。この誤り訂正復号器９は、送信側の誤り訂正符号
器２と同一の論理の復号器であって、ベースバンド帯等
化器８の等化出力信号に誤り訂正を行い端子１０にディ
ジタル出力信号を送信する。この出力信号の速度は入力
信号の通信速度ｆｄ に等しい。
【００１５】図１Ｂにおいては、ＩＦ帯帯域阻止フィル
タ６、ＩＦ帯等化器７ａ、四相位相復調器８ａの順序で
、以外は、図１Ａに同じである。
タ６、ＩＦ帯等化器７ａ、四相位相復調器８ａの順序で
、以外は、図１Ａに同じである。
【００１６】図１Ｃにおいては、四相位相復調器６ｂ、
ベースバンド帯帯域阻止フィルタ７ｂ、ベースバンド帯
等化器８ｂの順序で、以外は、図１Ａに同じである。
ベースバンド帯帯域阻止フィルタ７ｂ、ベースバンド帯
等化器８ｂの順序で、以外は、図１Ａに同じである。
【００１７】ここで本発明の特徴とするところは、干渉
波を抑圧するための帯域阻止フィルタにより歪んだ希望
波信号スペクトルが、周波数選択性フェージング下の信
号スペクトルに極めて類似していることから、帯域阻止
により生じた希望波の歪を等化器により補償し、さらに
誤り訂正の適用により劣化の改善を行うところにある。
波を抑圧するための帯域阻止フィルタにより歪んだ希望
波信号スペクトルが、周波数選択性フェージング下の信
号スペクトルに極めて類似していることから、帯域阻止
により生じた希望波の歪を等化器により補償し、さらに
誤り訂正の適用により劣化の改善を行うところにある。
【００１８】図２はこの図１Ａの実施例による干渉補償
方式の各位置での信号波形および信号スペクトルを模式
的に示す図である。図２（ａ）は誤り訂正符号器２の出
力信号波形図（アイパターン）、同（ｂ）はベースバン
ド帯等化器８の入力信号波形図（アイパターン）、同（
ｃ）はベースバンド帯等化器８の出力波形図（アイパタ
ーン）である。また図２（ｄ）は四相位相変調器３の出
力信号スペクトル、同（ｅ）は狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌ干渉が存在する場合の受信信号スペクトル、同（
ｆ）はＩＦ帯帯域阻止フィルタの出力信号スペクトルで
ある。図２（ｇ）はＩＦ帯帯域阻止フィルタの周波数特
性である。
方式の各位置での信号波形および信号スペクトルを模式
的に示す図である。図２（ａ）は誤り訂正符号器２の出
力信号波形図（アイパターン）、同（ｂ）はベースバン
ド帯等化器８の入力信号波形図（アイパターン）、同（
ｃ）はベースバンド帯等化器８の出力波形図（アイパタ
ーン）である。また図２（ｄ）は四相位相変調器３の出
力信号スペクトル、同（ｅ）は狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌ干渉が存在する場合の受信信号スペクトル、同（
ｆ）はＩＦ帯帯域阻止フィルタの出力信号スペクトルで
ある。図２（ｇ）はＩＦ帯帯域阻止フィルタの周波数特
性である。
【００１９】図３は本実施例で用いた干渉波検出器１３
と各位置での信号スペクトルを示す図である。図３（ａ
）は干渉波検出器１３に入力される受信信号スペクトル
、図３（ｂ）はＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって得られる受信信号スペ
クトルである。ＰｋはＦＦＴ系列ｋ番目の平均電力、Ｎ
はＦＦＴのポイント数である。本干渉波検出器では、無
線伝送路から到来する受信信号（希望波と干渉波の両方
を含む）に対し、時間領域の信号を周波数領域の信号に
変換するＦＦＴにより受信信号を周波数領域に変換し、
変換した受信信号の平均電力の標準偏差σを定数倍（Ａ
倍）したＡσにしきい値を設定し、各ポイントの電力と
しきい値を比較し、しきい値を越えているポイントに干
渉波が存在するものと判断し、その中で最大値を与える
ポイントの周波数から干渉波周波数Δｆを、しきい値を
越えるポイント数からＢＷをそれぞれ判定し、干渉波情
報１４として出力するものである。
と各位置での信号スペクトルを示す図である。図３（ａ
）は干渉波検出器１３に入力される受信信号スペクトル
、図３（ｂ）はＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって得られる受信信号スペ
クトルである。ＰｋはＦＦＴ系列ｋ番目の平均電力、Ｎ
はＦＦＴのポイント数である。本干渉波検出器では、無
線伝送路から到来する受信信号（希望波と干渉波の両方
を含む）に対し、時間領域の信号を周波数領域の信号に
変換するＦＦＴにより受信信号を周波数領域に変換し、
変換した受信信号の平均電力の標準偏差σを定数倍（Ａ
倍）したＡσにしきい値を設定し、各ポイントの電力と
しきい値を比較し、しきい値を越えているポイントに干
渉波が存在するものと判断し、その中で最大値を与える
ポイントの周波数から干渉波周波数Δｆを、しきい値を
越えるポイント数からＢＷをそれぞれ判定し、干渉波情
報１４として出力するものである。
【００２０】図４は本干渉補償方式における、干渉波の
変動に対する帯域阻止フィルタの追従性を模式的に示す
図である。
変動に対する帯域阻止フィルタの追従性を模式的に示す
図である。
【００２１】図４（ａ）は干渉波検出器１３より得られ
る干渉波情報１４のΔｆにより、フィルタの中心周波数
が追従し、図４（ｂ）は干渉波検出器１３より得られる
干渉波情報１４のＢＷによりフィルタの阻止帯域幅が追
従する様子を示している。さらに本干渉補償方式におい
てはΔｆ及びＢＷに対して双方同時に追従できるもので
ある。
る干渉波情報１４のΔｆにより、フィルタの中心周波数
が追従し、図４（ｂ）は干渉波検出器１３より得られる
干渉波情報１４のＢＷによりフィルタの阻止帯域幅が追
従する様子を示している。さらに本干渉補償方式におい
てはΔｆ及びＢＷに対して双方同時に追従できるもので
ある。
【００２２】図５は本実施例で用いたベースバンド等化
器８の構成図である。本等化器はタップデータ・タップ
係数が複素数の２次元ベースバンド線形適応等化器で、
タップ数を１７、適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓ
ｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化
器出力は識別器の前段を出力し、誤り訂正復号器９へ軟
判定情報を提供する構成とする。
器８の構成図である。本等化器はタップデータ・タップ
係数が複素数の２次元ベースバンド線形適応等化器で、
タップ数を１７、適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓ
ｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化
器出力は識別器の前段を出力し、誤り訂正復号器９へ軟
判定情報を提供する構成とする。
【００２３】このようなディジタル信号伝送方式では、
上述のように、狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉下で
は、干渉波の周波数位置Δｆに応じて、ｆｃ ＋Δｆを
中心に帯域阻止をする帯域阻止フィルタにより干渉波を
抑圧し、生じた希望波の歪を等化器により補償し、さら
に誤り訂正により劣化の改善を行うことにより、実用的
な符号誤り率の信号伝送を行うことができる。
上述のように、狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉下で
は、干渉波の周波数位置Δｆに応じて、ｆｃ ＋Δｆを
中心に帯域阻止をする帯域阻止フィルタにより干渉波を
抑圧し、生じた希望波の歪を等化器により補償し、さら
に誤り訂正により劣化の改善を行うことにより、実用的
な符号誤り率の信号伝送を行うことができる。
【００２４】次に、これを試験した結果を説明する。試
験は図１に示す系を用いた。伝送路５において別の干渉
源１１と雑音発生器１２から干渉波と雑音をそれぞれ混
入して実用的な無線回線に近い状態を作った。混入する
干渉波の位置・量および雑音の量は可変である。
験は図１に示す系を用いた。伝送路５において別の干渉
源１１と雑音発生器１２から干渉波と雑音をそれぞれ混
入して実用的な無線回線に近い状態を作った。混入する
干渉波の位置・量および雑音の量は可変である。
【００２５】端子１に入力するディジタル信号の速度は
ｆｄ ＝２０ Ｍｂｉｔ／ｓｅｃ であり、波形整形ロールオフフィルタのロールオフ率を
α＝０．５ とし、狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉の周波数位置
（搬送波周波数からの距離）が Δｆ＝８．８ ＭＨｚ の場合に、ＩＦ帯帯域阻止フィルタにより、ｆｃ ＋Δ
ｆにおける信号電力が ＤＰ＝１３ ｄＢ 抑圧されるようにし、阻止帯域は ＢＷ＝９．７７ ＭＨｚ とした。干渉波検出器においてはＦＦＴのポイント数を
Ｎ＝１２８ とし、しきい値設定の定数は Ａ＝２．８ とする。等化器はタップデータ・タップ係数が複素数の
２次元ベースバンド線形適応等化器で、タップ数＝１７ で適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化器出力は識別器
の前段を出力し、誤り訂正復号器へ軟判定情報を提供す
る。 誤り訂正符号および復号方式として、 符号化率 Ｒ＝１／２ 拘束長 Ｋ＝４ のたたみ込み符号・３ビット軟判定ビタビ復号法を用い
た。
ｆｄ ＝２０ Ｍｂｉｔ／ｓｅｃ であり、波形整形ロールオフフィルタのロールオフ率を
α＝０．５ とし、狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉の周波数位置
（搬送波周波数からの距離）が Δｆ＝８．８ ＭＨｚ の場合に、ＩＦ帯帯域阻止フィルタにより、ｆｃ ＋Δ
ｆにおける信号電力が ＤＰ＝１３ ｄＢ 抑圧されるようにし、阻止帯域は ＢＷ＝９．７７ ＭＨｚ とした。干渉波検出器においてはＦＦＴのポイント数を
Ｎ＝１２８ とし、しきい値設定の定数は Ａ＝２．８ とする。等化器はタップデータ・タップ係数が複素数の
２次元ベースバンド線形適応等化器で、タップ数＝１７ で適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化器出力は識別器
の前段を出力し、誤り訂正復号器へ軟判定情報を提供す
る。 誤り訂正符号および復号方式として、 符号化率 Ｒ＝１／２ 拘束長 Ｋ＝４ のたたみ込み符号・３ビット軟判定ビタビ復号法を用い
た。
【００２６】図６に試験結果をグラフにして示す。図６
は横軸に信号対雑音電力比をとり、縦軸に符号誤り率を
とり、本発明実施例および比較例についてその特性を示
す図である。曲線Ａが希望波対干渉波電力比が３ｄＢに
おける本発明実施例の試験結果である。曲線Ｂは希望波
対干渉波電力比が３ｄＢにおける帯域阻止及び等化を施
さない誤り訂正だけ適用した場合の比較例の実測結果で
ある。曲線Ｔは干渉波が無く、帯域阻止及び等化を施さ
ない誤り訂正だけ適用した場合の理論値である。
は横軸に信号対雑音電力比をとり、縦軸に符号誤り率を
とり、本発明実施例および比較例についてその特性を示
す図である。曲線Ａが希望波対干渉波電力比が３ｄＢに
おける本発明実施例の試験結果である。曲線Ｂは希望波
対干渉波電力比が３ｄＢにおける帯域阻止及び等化を施
さない誤り訂正だけ適用した場合の比較例の実測結果で
ある。曲線Ｔは干渉波が無く、帯域阻止及び等化を施さ
ない誤り訂正だけ適用した場合の理論値である。
【００２７】すなわち、曲線Ａは、本発明実施例で上記
パラメータによるディジタル信号の送受信を行い、混入
する雑音の量を変化させ、端子１から端子１０の符号誤
り率を測定したものである。曲線Ｂは曲線Ａに示す本発
明実施例と送信電力、干渉波電力、情報伝送量がそれぞ
れ等しく、誤り訂正のみを用いた帯域阻止及び等化を施
さない従来方式の一例である。この曲線ＡとＢを比較す
ると、符号誤り率１０−４を得るのに必要な信号対雑音
電力比で見た理論値Ｔからの劣化は、曲線Ａでは約１．
２ｄＢ、曲線Ｂでは約６．６ｄＢであり、本発明方式で
は従来方式に比べ、劣化が約５．４ｄＢ軽減される。
パラメータによるディジタル信号の送受信を行い、混入
する雑音の量を変化させ、端子１から端子１０の符号誤
り率を測定したものである。曲線Ｂは曲線Ａに示す本発
明実施例と送信電力、干渉波電力、情報伝送量がそれぞ
れ等しく、誤り訂正のみを用いた帯域阻止及び等化を施
さない従来方式の一例である。この曲線ＡとＢを比較す
ると、符号誤り率１０−４を得るのに必要な信号対雑音
電力比で見た理論値Ｔからの劣化は、曲線Ａでは約１．
２ｄＢ、曲線Ｂでは約６．６ｄＢであり、本発明方式で
は従来方式に比べ、劣化が約５．４ｄＢ軽減される。
【００２８】このように、本発明方式は、狭帯域なＣｏ
−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉が存在するとき、従来方式に比べ
て優位な符号誤り率のディジタル伝送方式を実現するこ
とができる。
−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉が存在するとき、従来方式に比べ
て優位な符号誤り率のディジタル伝送方式を実現するこ
とができる。
【００２９】以上、実施例では波形整形にロールオフフ
ィルタ、変調方式として四相位相変調器、ＩＦ帯帯域阻
止フィルタとして抑圧量を１３ｄＢ、阻止帯域を９．７
７ＭＨｚ、干渉波検出器におけるＦＦＴのポイント数を
１２８、しきい値を設定する定数を２．８、ベースバン
ド帯等化器として２次元ベースバンド帯線形適応等化器
、タップ数１７、適応アルゴリズムにＬＭＳ法、等化器
出力を識別器の前段とし軟判定情報を出力し、誤り訂正
方式として符号化率１／２・拘束長４のたたみ込み符号
化・３ビット軟判定ビタビ復号法を例として説明したが
、本発明は他の波形整形フィルタ、変調方式、帯域阻止
フィルタ、干渉波検出器、等化器、および誤り訂正方式
の組み合わせにおいても同様に実現可能である。
ィルタ、変調方式として四相位相変調器、ＩＦ帯帯域阻
止フィルタとして抑圧量を１３ｄＢ、阻止帯域を９．７
７ＭＨｚ、干渉波検出器におけるＦＦＴのポイント数を
１２８、しきい値を設定する定数を２．８、ベースバン
ド帯等化器として２次元ベースバンド帯線形適応等化器
、タップ数１７、適応アルゴリズムにＬＭＳ法、等化器
出力を識別器の前段とし軟判定情報を出力し、誤り訂正
方式として符号化率１／２・拘束長４のたたみ込み符号
化・３ビット軟判定ビタビ復号法を例として説明したが
、本発明は他の波形整形フィルタ、変調方式、帯域阻止
フィルタ、干渉波検出器、等化器、および誤り訂正方式
の組み合わせにおいても同様に実現可能である。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉が存在する場合、干
渉波の周波数位置に応じた帯域阻止フィルタの適用によ
り干渉波を抑圧し、同時に抑圧により周波数選択性フェ
ージング下で生じるような希望波の歪を発生させても、
等化器によりこの希望波の歪を補償し、さらに誤り訂正
の適用により実用的な符号誤り率のディジタル伝送回線
を得ることができる。本発明は、Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ
干渉下でのディジタル無線通信方式に実施してその効果
が大きい。
狭帯域なＣｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ干渉が存在する場合、干
渉波の周波数位置に応じた帯域阻止フィルタの適用によ
り干渉波を抑圧し、同時に抑圧により周波数選択性フェ
ージング下で生じるような希望波の歪を発生させても、
等化器によりこの希望波の歪を補償し、さらに誤り訂正
の適用により実用的な符号誤り率のディジタル伝送回線
を得ることができる。本発明は、Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｅｌ
干渉下でのディジタル無線通信方式に実施してその効果
が大きい。
【図１Ａ】本発明による実施例の通信方式のブロック図
である。
である。
【図１Ｂ】本発明による実施例の通信方式のブロック図
である。
である。
【図１Ｃ】本発明による実施例の通信方式のブロック図
である。
である。
【図２】本発明における各部の信号波形及び信号スペク
トルを示す図である。
トルを示す図である。
【図３】本発明における干渉波検出器の構成図である。
【図４】干渉波の変動に対する阻止帯域フィルタの追従
性を示す図である。
性を示す図である。
【図５】本発明の実施例の２次元ベースバンド線形適応
等化器の構成図である。
等化器の構成図である。
【図６】本発明の試験結果を示す図である。
１ 伝送すべきディジタル信号が入力する端子２
誤り訂正符号器 ３ 波形整形フィルタ ４ 四相位相変調器 ５ 無線伝送路 ６ ＩＦ帯帯域阻止フィルタ ７ 四相位相復調器 ８ ベースバンド帯等化器 ９ 誤り訂正復号器 １０ 受信出力信号が送信される端子１１
干渉源 １２ 雑音源 １３ 干渉波検出器 １４ 干渉波情報 ７ａ ＩＦ帯等化器 ８ａ 四相位相復調器 ６ｂ 四相位相復調器 ７ｂ ベースバンド帯帯域阻止フィルタ８ｂ
ベースバンド帯等化器
誤り訂正符号器 ３ 波形整形フィルタ ４ 四相位相変調器 ５ 無線伝送路 ６ ＩＦ帯帯域阻止フィルタ ７ 四相位相復調器 ８ ベースバンド帯等化器 ９ 誤り訂正復号器 １０ 受信出力信号が送信される端子１１
干渉源 １２ 雑音源 １３ 干渉波検出器 １４ 干渉波情報 ７ａ ＩＦ帯等化器 ８ａ 四相位相復調器 ６ｂ 四相位相復調器 ７ｂ ベースバンド帯帯域阻止フィルタ８ｂ
ベースバンド帯等化器
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル信号の送受信を行う方式に
おいて、送信側では送信すべきディジタル信号に誤り訂
正符号化を施して得られる信号で希望波の周波数ｆｃ
の搬送波を変調し、その結果得られる変調波を送信し、
受信側では、前記希望波の帯域内に落ち込む干渉波の周
波数及び帯域幅を検出する手段を有し、前記希望波の搬
送波周波数ｆｃ と前記干渉波の周波数との差Δｆ及び
干渉波帯域幅ＢＷを得、得られたｆｃ ＋Δｆを中心に
阻止帯域幅ＢＷの帯域阻止をするＩＦ帯帯域阻止フィル
タにより前記干渉波を取り除いた後、受信信号を復調し
、得られる信号を前記ＩＦ帯帯域阻止フィルタにより歪
んだ前記希望波を補償するベースバンド帯等化器により
等化した信号に対し、前記誤り訂正符号化に対応する論
理による誤り訂正復号化を行うことを特徴とする干渉補
償方式。 - 【請求項２】 ディジタル信号の送受信を行う方式に
おいて、送信側では送信すべきディジタル信号に誤り訂
正符号化を施して得られる信号で希望波の周波数ｆｃ
の搬送波を変調し、その結果得られる変調波を送信し、
受信側では、前記希望波の帯域内に落ち込む干渉波の周
波数及び帯域幅を検出する手段を有し、前記希望波の搬
送波周波数ｆｃ と前記干渉波の周波数との差Δｆ及び
干渉波帯域幅ＢＷを得、得られたｆｃ ＋Δｆを中心に
阻止帯域幅ＢＷの帯域阻止をするＩＦ帯帯域阻止フィル
タにより前記干渉波を取り除いた後、得られる信号を前
記ＩＦ帯帯域阻止フィルタにより歪んだ前記希望波を補
償するＩＦ帯等化器により等化した信号を復調し、得ら
れた信号に対し前記誤り訂正符号化に対応する論理によ
る誤り訂正復号化を行うことを特徴とする干渉補償方式
。 - 【請求項３】 ディジタル信号の送受信を行う方式に
おいて、送信側では送信すべきディジタル信号に誤り訂
正符号化を施して得られる信号で希望波の周波数ｆｃ
の搬送波を変調し、その結果得られる変調波を送信し、
受信側では、前記希望波の帯域内に落ち込む干渉波の周
波数及び帯域幅を検出する手段を有し、前記希望波の搬
送波周波数ｆｃ と前記干渉波の周波数との差Δｆ及び
干渉波帯域幅ＢＷを得、受信信号を復調し、得られた信
号に対しΔｆを中心に阻止帯域幅ＢＷの帯域阻止をする
ベースバンド帯帯域阻止フィルタにより前記干渉波を取
り除いた後、得られる信号を前記ベースバンド帯帯域阻
止フィルタにより歪んだ前記希望波を補償するベースバ
ンド帯等化器により等化した信号に対し前記誤り訂正符
号化に対応する論理による誤り訂正復号化を行うことを
特徴とする干渉補償方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16242991A JPH04360441A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 干渉補償方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16242991A JPH04360441A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 干渉補償方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04360441A true JPH04360441A (ja) | 1992-12-14 |
Family
ID=15754441
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16242991A Withdrawn JPH04360441A (ja) | 1991-06-07 | 1991-06-07 | 干渉補償方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04360441A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990054165A (ko) * | 1997-12-26 | 1999-07-15 | 전주범 | 음파탐지기에 있어서의 데이터 수신증폭부 |
| JP2006526931A (ja) * | 2003-06-04 | 2006-11-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 零ｉｆ受信機に対する適応相互変調ひずみフィルタ |
| JP2010016785A (ja) * | 2008-06-03 | 2010-01-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信装置及び受信方法 |
| JP2011223529A (ja) * | 2010-04-14 | 2011-11-04 | Japan Radio Co Ltd | 無線送信装置 |
| JP2014183541A (ja) * | 2013-03-21 | 2014-09-29 | Fujitsu Ltd | 制御装置、周波数制御方法、及び、受信装置 |
-
1991
- 1991-06-07 JP JP16242991A patent/JPH04360441A/ja not_active Withdrawn
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990054165A (ko) * | 1997-12-26 | 1999-07-15 | 전주범 | 음파탐지기에 있어서의 데이터 수신증폭부 |
| JP2006526931A (ja) * | 2003-06-04 | 2006-11-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 零ｉｆ受信機に対する適応相互変調ひずみフィルタ |
| JP2010016785A (ja) * | 2008-06-03 | 2010-01-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信装置及び受信方法 |
| WO2010010936A1 (ja) * | 2008-07-25 | 2010-01-28 | 日本電信電話株式会社 | 受信装置及び受信方法 |
| US8594255B2 (en) | 2008-07-25 | 2013-11-26 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Reception device and reception method |
| JP2011223529A (ja) * | 2010-04-14 | 2011-11-04 | Japan Radio Co Ltd | 無線送信装置 |
| JP2014183541A (ja) * | 2013-03-21 | 2014-09-29 | Fujitsu Ltd | 制御装置、周波数制御方法、及び、受信装置 |
| US9252746B2 (en) | 2013-03-21 | 2016-02-02 | Fujitsu Limited | Control device, frequency control method, and receiving device |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980903 |