JPH04362714A - 電流電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電流源から供給された電
流を、大出力でしかも高精度の電圧源に変換する電流電
圧変換回路に関する。

【従来の技術】

【０００２】電気回路においては、ある電位点に置かれ
た回路から電位の異なる点、あるいは高電位点に対して
電圧源を供給することが頻繁に行われる。このような電
源供給方法は、特に半導体素子を駆動するための電源回
路に多く見られることから、以下にその例を示し説明す
る。

【０００３】インバータ等の回路においては、図８に示
すようにトランジスタ等の半導体スイッチ素子の直列体
を数個並列に接続する事が行われる。

【０００４】図８は、直流電源１４、トランジスタ３ａ
〜３ｄ、該トランジスタと逆並列に接続されたダイオー
ド４ａ〜４ｄ、前記トランジスタを駆動するための駆動
回路１５ａ〜１５ｄ、駆動回路に電源を供給するための
電源回路１６よりなる単相インバータ回路である。一般
的には、３ａと３ｄ、３ｂと３ｃが各々同時にオンオフ
し、且つこの２組を適当な順序でオンオフさせることに
よって、出力に交流電圧を発生させることが行われる。

【０００５】図８により絶縁電源を供給する電源回路が
必要になることについて説明する。図８において、ある
時点でトランジスタ３ａと３ｄがオン、３ｂと３ｃがオ
フしている状態からトランジスタ３ａと３ｄがオフ、３
ｂと３ｃがオンの状態に移行することを考える。まず、
トランジスタ３ａと３ｄがオン、３ｂと３ｃがオフの時
、図中に示したＡ点はトランジスタ３ａがオンしている
ことにより電源１４電圧と同電位であり、Ｂ点はトラン
ジスタ３ｄがオンしていることにより零電位となってい
る。次に、トランジスタ３ａ、３ｄをオフし、トランジ
スタ３ｂ、３ｃをオンすることになるが、半導体素子は
オンオフ動作をするのに若干時間がかかり、３ａ、３ｄ
が完全にオフしていない時に３ｂ、３ｃをオンすると電
源１４短絡を起こすため、すべてのトランジスタをオフ
状態にするいわゆるデッドタイムが設けられる。そこで
、トランジスタ３ａ、３ｄがオフすることでデッドタイ
ム期間になるが、一般に接続される負荷は誘導性の場合
が多く、電源１４、トランジスタ３ａ、３ｄによって供
給された図８に示した矢印Ｃ方向に流れる電流は、トラ
ンジスタ３ａ、３ｄがオフしても連続して流れようとす
るためにダイオード４ｂ、４ｃがオンする。この時、ダ
イオード４ｂがオンすることによりＡ点は零電位、Ｂ点
はダイオード４ｃがオンすることにより電源１７電圧の
電位に変化する。

【０００６】このようにトランジスタ３ａ、３ｄがオン
している期間からデットタイムに移る際、Ａ点Ｂ点の電
位変動が生じる。

【０００７】同様にトランジスタ３ｂ、３ｃがオン状態
にあり図８に示す矢印Ｃと逆方向に負荷電流を供給して
いる時にデットタイムに移行する際も、Ａ点Ｂ点の電位
変動が生じることになる。そしてインバータ回路は以上
述べたような動作の繰り返しなので、Ａ点Ｂ点の電位は
零電位および、直流電源１４電圧電位を繰り返すことに
なる。

【０００８】この動作においては、駆動回路１５ａ、１
５ｃは各々Ａ点、Ｂ点の電位となるため、常に零電位と
なる駆動回路１５ｂ、１５ｄとは絶縁されていなければ
ならず、駆動回路１５ａ、１５ｃ間も相互に電位が異な
るために無論絶縁されることが必要となる。したがって
、電源回路１６より駆動回路各々に供給される電源も絶
縁されていなければならない。ただし、常に零電位とな
る、駆動回路１５ｂ、１５ｄの電源相互間はこの限りで
はない。

【０００９】このように、半導体素子を用いた電気回路
においては素子個々に駆動回路を設け駆動用の絶縁電源
を供給することが一般的に行われる。

【００１０】従来より前記のような半導体駆動用の絶縁
電源供給回路については、図９に示すような回路が知ら
れている。

【００１１】図９は絶縁トランスを利用した回路であり
、一般的には商用電源１０をトランス１７により絶縁し
かつ必要電圧に降圧し、適当な電圧調整器１８ａ，１８
ｂを介して駆動回路１５ａ，１５ｂに供給することが行
われる。またこの回路方式の場合１素子に１個の絶縁ト
ランスを設けるとスペース的に不利となるので図９に示
すように絶縁トランス１７の２次側を多巻線とし、２次
巻線間各々にも耐圧を持たせることで絶縁した電力を供
給することが行われる。

【００１２】しかし半導体スイッチ素子の高速化により
それらを用いたインバータ等の電気回路において、スイ
ッチ周波数は可聴域を越える２０ｋＨｚ程度が可能とな
っている。この程度の周波数で用いる半導体素子はスイ
ッチ速度が数μｓ以下と速く前述したような絶縁電源相
互間の電位変動が急激に起こるために、図９に示した絶
縁電源供給回路では、主に絶縁トランスが要因となる浮
遊容量によって絶縁電源相互間で振動現象やノイズ伝達
が起き、スイッチ素子の誤動作を招くおそれが生じる。

【００１３】絶縁手段として用いているトランスには、
一方の巻線、絶縁物、他方の巻線といった構造により巻
線間に浮遊容量が発生する。このトランス巻線間浮遊容
量としては、第１に１次２次間の浮遊容量、そして２次
側を多巻線にして複数素子を駆動する場合には２次巻線
間容量が存在する。したがってそれら容量成分の直並列
接続により、トランスの２次巻線間つまり絶縁電源相互
間が結合することになる。ところが、高速半導体を用い
たインバータ回路動作で、極めて短時間の電位変動が絶
縁電源相互間に起ると、電位変動の周波数成分が高くな
ることにより、容量結合のインピーダンスが下がり、絶
縁電源相互間に電流が流れる現象が起こる。容量成分の
インピーダンスはその容量が大きく周波数が高いほど低
下するので、無論絶縁電源相互間の電位変動が急峻にな
るほど、この現象は起こりやすくなる。トランスの巻線
間容量は、巻線のターン数が増えることにより分布容量
的に増加することが一般的である。したがって従来のよ
うに巻線を１次側２次側共に多数巻き込む構造となる通
常の絶縁トランスを用いた場合、巻線間容量が大きくな
りこのような問題が避けられなかった。

【００１４】そこで、このトランス巻線間浮遊容量低減
のために、通常の絶縁トランスに代り電流トランスを用
いる事が考えられる。電流トランスを利用することによ
って１次ターン数はわずか数ターンにでき、この場合一
方の巻線、絶縁物、他方の巻線という前述の構造が１次
ターン数組だけとなるために、巻線間（１次導体と２次
巻線間）容量を大幅に低減することが可能となる。また
１次貫通形電流トランスを利用することによって１次タ
ーン数はわずか１ターンになり、さらなる１次導体と２
次巻線間容量の低減が可能となるのは明らかである。

【００１５】そこで、電流トランスを絶縁電源供給回路
の絶縁手段として適用した場合、電流トランス２次側出
力は電流源となるので、その２次電流を電圧源に変換す
る、いわゆる電流電圧変換回路が必要となる。

【００１６】比較的小容量の電圧源を得るための電流電
圧変換回路として、簡略には図１０に示すように、電流
トランス２次側の交流電流を整流するなどして得られる
直流電流源２、直流電流源２の出力に直列に抵抗１９、
抵抗１９と並列に接続された平滑用コンデンサ５ｂとす
ることが考えられる。

【００１７】直流電流源２より出力される電流が抵抗１
９を流れる際に発生する電圧降下分を平滑用コンデンサ
５ｂにより平滑し負荷７に供給するもので、負荷変動が
ない場合に用いられる。

【００１８】また、負荷変動があり、ある程度電圧精度
が要求される場合、図１１に示すようにツェナーダイオ
ードを利用した電流電圧変換回路が利用される。

【００１９】図１１に示す回路は直流電流源２の出力線
路間にツェナーダイオード２０を接続し、ツェナーダイ
オード２０と並列にコンデンサ５ｃを付加した構成とな
っており、出力端に負荷７が接続されている。

【００２０】電流源２より供給される電流はツェナーダ
イオード２０、コンデンサ５ｃ、負荷７と分流するが、
ツェナーダイオード２０にツェナー電流以上の電流が供
給されることによって、ツェナー電圧が確立しその電圧
にコンデンサ５ｃが充電される。そしてこのコンデンサ
５ｃの両端が出力となり負荷７が接続される。

【００２１】したがって、電流源２より供給される電流
が負荷７の最大消費電流よりも少ないと、ツェナーダイ
オード２０に電流が流れずツェナー電圧が確立しなくな
るので、負荷７の最大消費電流とツェナー電流を足し合
わせた値、もしくはそれ以上に設定される。また負荷７
の消費電流が少ない時は、電源電流から負荷電流を差し
引いた値がツェナーダイオード２０に流れ込みツェナー
ダイオードの負担が大きくなるので、これに耐える容量
のツェナーダイオードを選択することが必要である。

【００２２】このように、図１１に示す電流電圧変換回
路では、ツェナーダイオードのツェナー電圧で決まる略
一定の出力電圧が得られる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、抵抗の電圧降
下より電圧源を得る図１０の方式では、負荷に流れ込む
電流が変化すると抵抗に流れる電流も変化し、抵抗の電
圧降下によって決まる出力電圧も結果的に変化すること
になる。したがって、負荷変動があり電圧精度が必要な
場合、図１０に示した回路は使用できない。その上、抵
抗では電流の２乗積による発熱があり過熱等の問題があ
るばかりか回路効率も非常に悪く不経済である。

【００２４】そして、別の例として説明した図１１に示
すような回路を用いた場合電流源から供給する電流は負
荷最大消費電流とツェナー電流を合わせた値に設定し、
負荷の消費電流が少ない時は負荷最大消費電流との差電
流が全てツェナーダイオードに流れその負担となり、そ
れに耐える許容損失のツェナーダイオードを選択する必
要があることを説明した。したがって変動のある負荷に
電力を供給する場合、電流電圧変換器の出力容量として
得られる範囲はツェナーダイオードの許容損失以内にと
しなければならない。一方現在市販されているツェナー
ダイオードは大きくても１０Ｗ程度の許容損失であり、
したがって電流電圧変換器の出力範囲としても同程度し
か望めないことになる。そして回路効率の点から見ても
軽負荷時にツェナーダイオードが負担する電力は全てそ
の発熱となり不経済である。

【００２５】また、ツェナーダイオードを有効に利用し
ようとした場合、ツェナー電流は極力低い値から許容損
失を発生する値の範囲とすることが必要となり、一般に
上記のようにツェナーダイオードを利用するとツェナー
電圧の変動が大きくなり、電圧精度が要求される負荷に
は不向きである。

【００２６】したがって、大容量が必要となり、負荷変
動が大きく、電圧精度が必要な場合は、図１１に示した
回路構成では不適当である。

【００２７】本発明はこのような従来の電流電圧変換回
路の欠点を改善すべくなされたもので、大出力でかつ負
荷変動に対しても安定に動作し、出力電圧精度の高い電
流電圧変換回路を確立することを目的としている。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明に係わる電流電圧
変換回路は、略一定の電流を出力する電流源と、該電流
源に直列に接続されたスイッチ素子と、該スイッチ素子
に並列接続されたダイオードとコンデンサの直列回路と
、該コンデンサの電圧が規定の値となるように前記スイ
ッチ素子のオンオフ動作を制御する制御回路とからなる
。

【００２９】

【作用】電流源と、該電流源に直列に接続されたスイッ
チ素子と、該スイッチ素子に並列接続されたダイオード
とコンデンサの直列回路と、該コンデンサの電圧が規定
の値となるように前記スイッチ素子のオンオフ動作を制
御する制御回路とからなる電流電圧変換回路においては
、大出力でかつ負荷変動に対しても安定で出力電圧精度
の高い電圧源を得ることが可能となる。

【００３０】

【実施例】以下図面により本発明の実施例について説明
する。図１は本発明に係わる電流電圧変換回路の回路構
成である。図１において本発明に係わる電流電圧変換回
路１は、例えば電流トランスの２次電流を整流すること
で得られる直流電流源２と、該直流電流源２に直列に接
続された例えばトランジスタのようなスイッチ素子３、
該スイッチ素子３に並列接続されたダイオード４とコン
デンサ５の直列回路と、該コンデンサ５の電圧が規定の
値となるように前記スイッチ素子３のオンオフ動作を制
御する制御回路６とからなっており、前記コンデンサ５
の両端が出力として引き出され、負荷７が接続されてい
る。

【００３１】図１に示す本発明による電流電圧変換回路
の回路動作について説明する。まず直流電流源１により
供給される直流電流は負荷７の最大消費電流以上に設定
する。スイッチ素子３は、始動時はオフ状態としコンデ
ンサ５に直流電流を流し充電する。コンデンサ５の電圧
が所要電圧になった時点にスイッチ素子３はオンオフ制
御され直流電流を短絡することによりコンデンサ５電圧
を調整する。ダイオード４はスイッチ素子３がオンして
いる期間コンデンサ５電圧をブロックするためのもので
ある。

【００３２】上記動作を説明するために、図３に各部波
形を示す（説明中の器具番号は図１による）。図３にお
いて（イ）はスイッチ素子３のオンオフ状態を示し、（
ロ）は直流電流ＩＤＣ、（ハ）はスイッチ素子３に流れ
る電流ＩＴＲ、（ニ）はスイッチ素子の印加電圧ＶＴＲ
、（ホ）はコンデンサ５の流入電流ＩＣ　、（ヘ）は負
荷電流ＩＯＵＴ　であって、（ト）はコンデンサ５電圧
ＶＯＵＴ　である。また、ＴＯＮ、ＴＯＦＦ　は各々ス
イッチ素子がオンあるいはオフしている期間で、この両
方を合わせた時間ＴＳ　がスイッチ素子３動作の周期と
なる。

【００３３】ＴＯＮの期間においては、スイッチ素子３
がオン状態にあって直流電流は短絡され、コンデンサ５
および負荷７には電流が供給されない。したがって負荷
７にはコンデンサ５の放電電流が流れ、コンデンサ５電
圧が徐々に下降する。この時、ダイオード４はブロック
状態でコンデンサ５電圧が印加されている。

【００３４】そしてスイッチ素子３がオフしてＴＯＦＦ
　の期間になると、直流電流はダイオード４を通してコ
ンデンサ６および負荷７に供給され、コンデンサ５電圧
は上昇する。この時スイッチ素子３にはコンデンサ５電
圧が印加されている。

【００３５】このような動作の繰り返しにより、コンデ
ンサ５電圧すなわち出力電圧を安定化する。

【００３６】次に負荷が変動する場合について説明する
。図３に示す（ヘ）の負荷電流が減少すると、コンデン
サ５に流れる電流が増加し、コンデンサ５電圧が上昇す
ることになるが、このような場合にはスイッチ素子がオ
ンしている期間ＴＯＮつまり直流電流を短絡する期間を
長くすることによって、負荷７およびコンデンサ５に流
れる電流を減少させコンデンサ５電圧上昇を抑えるよう
にする。仮に、負荷が接続されず、完全な無負荷状態と
なった場合には、スイッチ素子３をオンしたままの状態
を保つことによってコンデンサ５電圧上昇を抑えること
ができる。

【００３７】逆に（ヘ）の負荷電流が上昇するとコンデ
ンサ５に流れ込む電流が減少するので、その電圧も低下
する傾向となり、スイッチ素子３のオン期間を短くしコ
ンデンサ５への流入電流を増やしその電圧を上昇させる
よう動作する。

【００３８】つまり以上説明したように、スイッチ素子
３のオンしている期間、すなわち直流電流の短絡具合を
調整することによって、負荷７の変動に対応したコンデ
ンサ５電圧つまり出力電圧の定電圧化が可能となる。

【００３９】この制御を実現するための制御回路６は、
コンデンサ５電圧の増減具合によって、スイッチ素子３
のオンオフ動作を状態変化させることが必要となるが、
これには例えばインバータ回路等に広く利用されている
ＰＷＭ制御を行うことによって容易に実現できる。つま
りコンデンサ５電圧を検出し、これを基準電圧と比較し
、その誤差を増幅し三角波電圧と比較することによって
スイッチ素子３のオンオフ状態を決定するものである。 この制御方式の場合スイッチ素子３の動作は、図３に示
す周期ＴＳ　は一定でＴＯＮとＴＯＦＦ　の割合を変化
させることが行われる。

【００４０】図１に示した電流電圧変換回路によれば、
スイッチ素子３のオンオフ動作を負荷状態変化に応じて
制御させることにより、出力電圧（コンデンサ５電圧）
を一定に保つことが可能となる。そしてスイッチ素子３
のオンオフ動作周期ＴＳ　を短くし繰り返し周波数を高
くすることにより微細な出力電圧制御が可能で、この際
コンデンサ５の充放電時間よりもスイッチ素子３のオン
オフ動作周期ＴＳ　を短くしていくことにより出力電圧
の精度を容易に高くできるのは明白である。

【００４１】また、電流電圧変換回路の出力容量は、ス
イッチ素子３の電流電圧定格によって決定される。つま
り、スイッチ素子３のオフ時には出力電圧（コンデンサ
５電圧）が印加され、オン時には電流源の出力電流が流
れることになるからである。

【００４２】しかし近年の半導体素子の進歩により、１
０００Ｖ数１００Ａの電流を数μｓでしかも低損失でオ
ンオフすることが可能な素子も市販されており、このよ
うな半導体素子を用いることにより容易に大容量化が図
れることは明らかである。

【００４３】回路効率の点からも、回路の発熱要素は回
路内に用いた半導体スイッチ素子の損失だけとなるので
負荷の状態に関係なく回路効率を高く保つことができる
。無論、ダミー抵抗等を必要とせず、無駄な発熱要素が
無くなることが回路効率向上には大きな効果がある。

【００４４】さらに制御回路６内の設定電圧を変えるこ
とにより出力電圧値を任意に設定できるため、汎用性の
高い電源回路を構成できる等の利点も生じる。

【００４５】そして図２には特許請求の範囲第２項に記
載したように、図１における直流電流源２を、交流電流
源８と、該交流電流源８より出力される交流電流を整流
するための整流回路９とを接続し構成した回路を示す。 図２においては交流電流源８の出力電流周波数やそれに
見合った整流回路９の使用素子を適正に設定する等の必
要があるものの、本発明に係わる電流電圧変換回路の本
筋に大きく影響する技術ではなく、容易に実現できるこ
とは明白である。

【００４６】かかる電流電圧変換回路を具備した絶縁電
源供給装置の回路図を図４に示す。本発明の特許請求範
囲第２項に示すように、電流源２５を、交流電流供給回
路８の出力に電流トランス２３ａ、２３ｂを挿入するこ
とにより交流電流供給回路８および電流トランス２３ａ
、２３ｂ相互間が絶縁された交流電流源２４と、該交流
電流源２４の後段に単相整流回路９ａ、９ｂを付加する
ことにより構成している。

【００４７】図４に示された交流電流供給回路８は、簡
略には図５に示すように、交流電源１０と直列に例えば
リアクトルのようなインピーダンス要素１２を接続する
ことによって電流に変換する方法、図５では負荷変動に
よる電流変動が大きくなる場合には、図６に示すように
交流電圧源１１の出力にコンデンサ５ａ、リアクトル１
３ａを並列に接続し、コンデンサ５ａとリアクトル１３
ａによる並列共振周波数を交流電圧源の周波数を合わせ
ることによって、リアクトル１３ａの電流を概略一定に
し、負荷７に供給する方法等がある。

【００４８】さらに精度の高い電流を供給するためには
、図７に示すように直流電源１４、スイッチ素子３ｅ、
ダイオード４ｆおよびリアクトル１３ｂよりなるチョッ
パ回路２１、該チョッパ回路２１の出力に接続されたス
イッチ素子３ａ〜３ｄよりなるインバータ回路２２、お
よび前記チョッパ回路２１の直流電源１４と出力間に接
続された帰還用ダイオード４ｅよりなる回路が考えられ
る。

【００４９】図７において、チョッパ回路２１はスイッ
チ素子３ｅのオンによって直流電源１４とリアクトル１
３ｂの直列回路、スイッチ素子３ｅオフでダイオード４
ｆとリアクトル１３ｂとの還流回路を形成しインバータ
回路２２に電流を供給する。この際リアクトル１３ｂ電
流は半導体素子３ｅのオンで増えオフで減少するが、そ
の増減具合に比べスイッチ素子３ｅのオンオフ動作を細
かく繰り返すことで、リアクトル電流１３ｂつまりチョ
ッパ回路２１の出力電流を定電流化することができる。

【００５０】チョッパ回路２１により定電流化された電
流はインバータ回路２２のスイッチ素子３ａ、３ｄの組
および３ｂ、３ｃの組を交互にオンオフさせることによ
り交流電流化されて出力される。なお、帰還ダイオード
４ｅは、インバータ回路２２の異常動作等でチョッパ回
路２１出力がオープンなった場合、チョッパ回路２１の
リアクトル１３ｂのエネルギーを直流電源１４に回生す
るために接続されたものである。

【００５１】このように、図７に示した交流電流供給回
路においては、出力電流はほぼ一定の矩形波交流であり
、出力電流の精度はチョッパ回路２１のスイッチ素子３
ｅのオンオフ動作繰り返し周波数を高くすることにより
容易に得られる。

【００５２】以上のように構成した、図４に示す本発明
の電流電圧変換回路を具備した絶縁電源供給回路例にお
いては、交流電流供給装置８の出力電流は２４Ａで５ｋ
Ｈｚの矩形波交流、電流トランス２３ａ、２３ｂの変流
比は２０：１（１次：２次）であり、電流トランス２３
ａ、２３ｂの２次側には１．２Ａの矩形波交流が流れる
。

【００５３】電流電圧変換回路のスイッチ素子３には、
オンオフ動作の制御回路を内蔵している汎用のスイッチ
ングレギュレター用パワーＩＣに、わずかな外付け部品
を付加し制御系に若干の工夫をして用いた。スイッチ素
子３のスイッチ周波数は４０ｋＨｚである。また出力段
のコンデンサ５は約２０００μＦとした。

【００５４】接続されている負荷７ａ、７ｂは半導体素
子駆動用回路でパルス状の電流を最高５ｋＨｚの繰り返
しで半導体素子に供給するものである。必要入力として
は電圧４８Ｖ、最大平均電流０．７Ａで、必要入力容量
は最大約３４Ｗとなる。

【００５５】上述の回路構成で、負荷条件変化試験や負
荷急変試験を行った結果、負荷となる半導体駆動回路の
入力は高繰り返しのパルス電流となったにも係わらず出
力電圧変動はほとんど無く、最低負荷と最高負荷の負荷
状態変動試験においても出力電圧のレギュレーションは
極めて良好で、本発明の有用性が確認できた。

【００５６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、大出力で
しかも負荷条件にかかわらず高効率で動作し、かつ出力
電圧精度の高い電流電圧変換回路を構成できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明に係わる電流電圧変換回路の電気
回路図である。

【図２】図２は本発明に係わる電流電圧変換回路を具備
した絶縁電源供給装置の電気回路図である。

【図３】図３は図１の回路の動作を説明するための各部
波形図である。

【図４】図４は本発明の電流電圧変換回路を具備した絶
縁電源供給装置の一実施例を示す回路図である。

【図５】図５は交流電流供給回路の一例の簡略図である
。

【図６】図６は交流電流供給回路の他の一例の簡略図で
ある。

【図７】図７は精度の高い交流電流供給回路の一例の回
路図である。

【図８】図８はインバータ回路の一例の回路図である。

【図９】図９は絶縁トランスを利用した駆動回路の一例
の回路図である。

【図１０】図１０は電流電圧変換回路の一例の簡略図で
ある。

【図１１】図１１はツェナーダイオードを利用した電流
電圧変換回路の一例の簡略図である。

【符号の説明】

１　　電流電圧変換回路 ２　　電流源 ３，３ａ〜３ｅ　　スイッチ素子（トランジスタ）４，
４ａ〜４ｆ　　ダイオード ５，５ａ〜５ｃ　　コンデンサ ６　　制御回路 ７，７ａ，７ｂ　　負荷 ８　　交流電流源 ９，９ａ，９ｂ　　整流回路 １０，１１　　交流電圧源 １２　　インピーダンス １３ａ，１３ｂ　　リアクトル １４　　直流電源 １５ａ〜１５ｄ　　駆動回路 １６　　電源回路 １７　　絶縁トランス １８ａ〜１８ｂ　　電圧調整器 １９　　抵抗 ２０　　ツェナーダイオード ２１　　チョッパ回路 ２２　　インバータ回路 ２３ａ〜２３ｂ　　電流トランス ２４　　交流電流源 ２５　　電流源

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　直流電流を出力する電流源と、該電流
   源に直列に接続されたスイッチ素子と、該スイッチ素子
   に並列接続されたダイオードとコンデンサの直列回路と
   、該コンデンサの電圧が規定の値となるように前記スイ
   ッチ素子のオンオフ動作を制御する制御回路とからなる
   ことを特徴とする電流電圧変換回路。
2. 【請求項２】　　特許請求の範囲１項記載の電流電圧変
   換回路において、電流源は、交流電流を出力する交流電
   流源と、該交流電流を整流する整流器とからなることを
   特徴とする電流電圧変換回路。