JPH04364327A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電気回路装置において、
ある電位点から異なる電位点に簡略にかつ安定した絶縁
電源を供給する電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】電気回路においては、ある電位点に置か
れた回路から電位の異なる点、あるいは高電位点に対し
て電圧源を供給することが頻繁に行われる。このような
電源供給方法は、特に半導体素子を駆動するための電源
回路に多く見られることから、以下にその例を示し説明
する。

【０００３】インバータ等の回路においては、図８に示
すようにトランジスタ等の半導体素子の直列体を数個並
列に接続する事が行われる。また、高電圧をスイッチす
る電気回路においては、高耐圧を実現するために図９に
示すように半導体素子を多数直列にすることも行われる
。

【０００４】図８は、直流電源１７、トランジスタ２ａ
〜２ｄ、該トランジスタと逆並列に接続されたダイオー
ド１２ａ〜１２ｄ、前記トランジスタを駆動するための
駆動回路３ａ〜３ｄ、駆動回路に電源を供給するための
電源回路１８よりなる単相インバータ回路である。一般
的には、２ａと２ｄ、２ｂと２ｃが各々同時にオンオフ
し、かつこの２組を適当な順序でオンオフさせることに
よって、出力に交流電圧を発生させることが行われる。

【０００５】また図９はＧＴＯサイリスタの５直列接続
を示しており、直流高圧電源１７、ＧＴＯサイリスタ２
０ａ〜２０ｅ、該ＧＴＯサイリスタを駆動する駆動回路
３ａ〜３ｅ、該駆動回路に電源を供給する電源回路１８
および負荷１９よりなる。前述したように高耐圧化を図
るために直列接続がなされているため、サイリスタの直
列体は１つのスイッチとして動作することが必要で、も
ちろんＧＴＯサイリスタ２０ａ〜２０ｅは全て同時にオ
ンオフを繰り返す。

【０００６】図８と図９により、絶縁電源を供給する電
源回路が必要になることについて説明する。

【０００７】図８において、ある時点でトランジスタ２
ａと２ｄがオン、２ｂと２ｃがオフしている状態からト
ランジスタ２ａと２ｄがオフ、２ｂと２ｃがオンの状態
に移行することを考える。まず、トランジスタ２ａと２
ｄがオン、２ｂと２ｃがオフの時、図中に示したＡ点は
トランジスタ２ａがオンしていることにより電源１７電
圧と同電位であり、Ｂ点はトランジスタ２ｄがオンして
いることにより零電位となっている。次に、トランジス
タ２ａ、２ｄをオフし、トランジスタ２ｂ、２ｃをオン
することになるが、半導体素子はオンオフ動作をするの
に若干時間がかかり、２ａ、２ｄが完全にオフしていな
い時に２ｂ、２ｃをオンすると電源１７短絡を起こすた
め、すべてのトランジスタをオフ状態にするいわゆるデ
ッドタイムが設けられる。そこで、トランジスタ２ａ、
２ｄがオフすることでデットタイム期間になるが、一般
に接続される負荷は誘導性の場合が多いので、電源１７
、トランジスタ２ａ、２ｄによって供給された図８に示
した矢印Ｃ方向に流れる電流は、トランジスタ２ａ、２
ｄがオフしても連続して流れようとするためダイオード
１２ｂ、１２ｃがオンする。ここにおいて、ダイオード
１２ｂがオンすることによりＡ点は零電位、Ｂ点はダイ
オード１２ｃがオンすることにより電源１７電圧の電位
に変わり、Ａ点Ｂ点の電位変動が生じる。

【０００８】同様にトランジスタ２ｂ、２ｃがオン状態
にあり図８に示す矢印Ｃと逆方向に負荷電流を供給して
いる時にデットタイムに移行する際も、Ａ点Ｂ点の電位
変動が生じることになる。そしてインバータ回路は以上
述べたような動作の繰り返しなので、Ａ点Ｂ点は零電位
、電源１７電圧電位を行き来することになる。

【０００９】この動作において、駆動回路３ａ、３ｃは
各々Ａ点、Ｂ点の電位となるため、常に零電位となる駆
動回路３ｂ、３ｄとは絶縁されていなければならず、駆
動回路３ａ、３ｃ間も相互に電位が異なるために無論絶
縁されることが必要となる。したがって、電源回路１８
より駆動回路各々に供給される電源も絶縁されていなけ
ればならない。ただし常に零電位となる、駆動回路３ｂ
、３ｄの電源相互間はこの限りではない。

【００１０】図９においては、ＧＴＯサイリスタ２０ａ
〜２０ｅがオフしている場合、各々には電源電圧を直列
数で割った電圧が印加され、駆動回路３ａ〜３ｅは大地
電位に近いＧＴＯサイリスタに接続されたものの順で徐
々に高電位となり、駆動回路３ａは略電源１７電圧電位
にまで達する。次にＧＴＯサイリスタが一斉にオンする
と、直列接続されたＧＴＯサイリスタ全てに電圧が印加
されなくなり、駆動回路も全て大地電位となる。したが
って、電源回路１８から駆動回路３ａ〜３ｅに供給され
る電源は、各々全てが絶縁されている必要があり、駆動
回路３ａのように略電源電位から大地電位に変動する箇
所に絶縁電源を供給する場合その絶縁は極めて強固にす
る必要がある。

【００１１】以上のように半導体素子の直列体を用いて
電気回路を構成する際、ＧＴＯサイリスタや静電誘導（
ＳＩ）サイリスタといった大容量素子でゲート駆動電力
が大きくなる場合や、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴのように
電圧駆動形でゲートバイアスを確保しておかなければな
らない場合等、素子個々に駆動回路を設け駆動用の絶縁
電源を供給することが一般的に行われる。

【００１２】従来より前記のような半導体駆動用の絶縁
電源供給回路については、図１０に示すような回路が知
られている。

【００１３】図１０は絶縁トランスを利用した回路で、
一般的には商用電源２４をトランス２１ａにより絶縁し
かつ必要電圧に降圧し、適当な電圧調整器２２ａを介し
て駆動回路３ａに供給することが行われる。またこの回
路方式の場合１素子に１個の絶縁トランスを設けるとス
ペース的に不利となるので絶縁トランスの２次側を多巻
線とし、２次巻線間各々にも耐圧を持たせることで絶縁
した電力を供給することが行われる。

【００１４】図１１は別の方式を示す。直流−交流変換
器２３を用いその交流出力周波数を高くすることで絶縁
トランス２１ｂを小型化した例である。絶縁トランス２
１ｂの２次側電圧は直流−交流変換器に置かれたスイッ
チ素子の動作により安定化され、絶縁トランス２１ｂの
２次側には電圧調整器を持たない場合が多く、また商用
の絶縁トランスを用いた場合と同様トランス２１ｂの２
次側を多巻線にして小型化を図る事が多い。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】近年、内部に半導体素
子を有しそのオンオフにより出力波形を調整するインバ
ータ等の電力変換器においては、出力の微細な制御や騒
音低減等の目的で、半導体素子のオンオフスイッチ周波
数を高くする傾向にある。このような背景にあって半導
体素子も高速化が進み、オン状態からオフ状態またはオ
フ状態からオン状態へ推移する時間つまりターンオン時
間およびターンオフ時間が数μｓかそれ以下のものが開
発され利用できるようになってきた。

【００１６】しかしこのような高速半導体素子を用い高
周波動作のインバータ回路を構成すると、半導体素子が
高速であるがゆえに図８で説明したような駆動回路の電
位変動、それに付随して駆動電源を供給している絶縁電
源間の電位変動が極めて短時間にしかも高繰り返しで起
こることになる。

【００１７】一方、図１０および図１１において絶縁手
段として用いているトランスには、一方の巻線、絶縁物
、他方の巻線といった構造により巻線間に浮遊容量が発
生する。図１０および図１１においてトランス巻線間浮
遊容量は、１素子１個の絶縁トランスを用いた場合図１
２に示すようにトランス１次２次間の浮遊容量Ｃｐが存
在し、２次側を多巻線にして複数素子を駆動する場合に
は図１３に示すように１次２次巻線間容量Ｃｐ、２次巻
線間容量Ｃｓが存在する。したがって図１２ではトラン
スの１次側を介するＣｐの直列接続によって、また図１
３では図１２と同様のＣｐの直列接続とＣｓとの並列接
続により、各々トランスの２次巻線間つまり絶縁電源相
互間が結合することになる。

【００１８】ところが、高速半導体を用いたインバータ
回路動作で、極めて短時間の電位変動が絶縁電源相互間
に起ると、電位変動の周波数成分が高くなることにより
、図１２、図１３に示したような容量結合のインピーダ
ンスが下がり、絶縁電源相互間に電流が流れる現象が起
こる。容量成分のインピーダンスはその容量が大きく周
波数が高いほど低下するので、無論絶縁電源相互間の電
位変動が急峻になるほど、この現象は起こりやすくなる
。そして、この電流は駆動回路にも流れ込み半導体素子
の駆動信号に影響し、最悪の場合誤動作による半導体素
子破壊を起こす危険性が生じる。

【００１９】また、半導体素子を直列接続し数１０ｋＶ
といった高電圧をスイッチする回路においても、絶縁ト
ランスの浮遊容量の影響により、問題が生じる。図９に
示した半導体素子の多直列回路において、駆動電源回路
に、図１０に示したような絶縁トランスによる方式を用
いる場合、２次側を多巻線にすると絶縁耐圧が確保しに
くいため半導体１素子に１個の絶縁トランスを用いるの
が一般的である。

【００２０】一方、半導体素子のオフ時はその接合容量
により、等価的にコンデンサと考えられる。そしてその
各々について絶縁トランスによる浮遊容量が付加される
。この様子を図１４に示す。（スイッチ電圧に比べ絶縁
トランスの１次側は十分低いものとして大地電位として
示した）図１４においてＣ１〜Ｃ５は半導体の接合容量
成分、Ｃｚは絶縁トランスの浮遊容量成分である。この
ような接続の容量成分を合成すると、直列半導体素子の
接合容量成分は高位側が小さく、低位側が大きくなる。 したがって高位側の半導体素子の分担電圧は大きく、低
位側になると小さくなる傾向が現れ、これは対地との浮
遊容量Ｃｚが大きいほど顕著となる。このように絶縁ト
ランスによる浮遊容量の影響により多直列にした半導体
素子オフ時の分担電圧はアンバランスとなり、最悪の場
合過電圧による半導体素子破壊をまねく可能性も生じて
くる。

【００２１】また図９に示した回路において素子個々に
駆動用の絶縁電源を供給する場合、電位変動が急激であ
るために１次２次巻線間耐圧はスイッチ電圧をはるかに
越える値が必要であり、特に高繰り返しで高圧スイッチ
を行う場合、コロナ放電による絶縁劣化が起こり絶縁破
壊につながる可能性が生じる。そのため、この用途の絶
縁トランスはその巻線間耐圧を強固とするために絶縁処
理を十分に行うことが必要となる。

【００２２】しかし、図９に示した回路方式では、一般
に通常の絶縁トランスは１次２次巻線を絶縁物を介して
巻き込む構造のうえに巻線ターン数が多いことから、絶
縁物としては比較的絶縁耐量の低い薄膜等が用いられる
ため絶縁距離が充分確保できず、特に高耐圧化を図る場
合、信頼性が大きく低下する。

【００２３】そして絶縁耐量を確保するための上記のよ
うな構造が複雑になり小容量であっても外形が大きくな
ることが多く、さらに電極引出しのためのブッシング等
も絶縁耐圧で決定されるためトランス容量に係わらず大
型となり、結果的にトランス外形が大きくなるような問
題も生じてくる。この場合、仮に高周波トランスを用い
たとしても、絶縁耐量を持たせるために巻線の絶縁を強
固にする必要があるのは同様で、前述のブッシング等の
問題も含めて絶縁トランスの小型化を図ることは難しい
。

【００２４】したがって、高電圧になり直列数が多けれ
ばそれに応じて絶縁トランス外形も大きく、また前述し
たように絶縁トランスを１素子に１個ずつ使わざるを得
ないので数量も多くなり、装置の大型化をまねき問題で
ある。

【００２５】本発明は、このような従来の絶縁電源供給
回路の欠点を改善すべくなされたもので、簡略に絶縁耐
量を保ちまた浮遊容量の影響を低減し、かつ装置の小型
化を図り、安定な電源を確立させることを目的としてい
る。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明に係わる電源回路
においては、交流電流供給回路により電流トランスの１
次電流を供給し、該電流トランスの２次側に電流電圧変
換器を接続することが行われる。

【００２７】

【作用】交流電流供給回路により電流トランスの１次電
流を供給し、該電流トランスの２次側に電流電圧変換器
を接続した電源回路においては、絶縁トランスが主な要
因である浮遊容量による絶縁電源間相互の結合現象を抑
制し、簡略な構造で絶縁耐量を十分保つ事が可能となる
。それにより、安定した絶縁電源を確保することが可能
となる。また、絶縁構造が簡略にできるため絶縁部が小
型化でき、それにより回路装置の小型化を図ることがで
きる。

【００２８】

【実施例】以下図面により本発明の実施例について説明
する。図１は本発明に係わる電源回路を具備した半導体
駆動電源供給回路の回路構成である。直列接続された半
導体素子２ａ及び２ｂ、該半導体素子の駆動回路３ａ及
び３ｂ、該駆動回路に絶縁電源を供給する電源回路１に
ついては、交流電流供給回路４、該交流電流供給回路４
の出力に直列に挿入された電流トランス（以下ＣＴと称
す）５ａ、５ｂ、該ＣＴの２次側に接続された電流電圧
変換装置６ａ、６ｂよりなっている。

【００２９】本発明による電源回路を具備した、半導体
駆動電源供給回路の動作について説明する。交流電流供
給回路４により出力された交流電流をＣＴ５ａ、５ｂの
１次電流として供給する。これにより、該ＣＴの２次側
には変流比で決められた電流が流れる。ＣＴの２次側に
、ＣＴ２次電流を電圧源に変換する電流電圧変換回路６
ａ、６ｂを接続して必要電圧に調整し、駆動回路３ａ、
３ｂに供給する。

【００３０】図１に示された交流電流供給回路４は、簡
略には図２に示すように、交流電源２４と直列にリアク
トル７ａのようなインピーダンス要素を接続することに
よって電流に変換する方法、図２では負荷変動による電
流変動が大きい場合には、図３に示すように交流電圧源
９の出力にコンデンサ８ａ、リアクトル７ｂを並列に接
続し、コンデンサ８ａとリアクトル７ｂによる並列共振
周波数を交流電圧源の周波数を合わせることによってリ
アクトル８ａの電流を概略一定にし、ＣＴ５ａの１次電
流として供給する方法等がある。

【００３１】さらに精度の高い電流をＣＴ１次側に供給
するためには、図４に示すように直流電源１７、半導体
スイッチ２ｅ、ダイオード１２ｆ及びリアクトル７ｃよ
りなるチョッパ回路１０、該チョッパ回路１０の出力に
接続された半導体素子２ａ〜２ｄよりなるインバータ回
路１１、及び前記チョッパ回路１０の直流電源１７と出
力間に接続された帰還用ダイオード１２ｅよりなる回路
が考えられる。

【００３２】図４において、チョッパ回路１０は半導体
スイッチ２ｅのオンにより直流電源１７とリアクトル７
ｃの直列回路、半導体素子２ｅオフでダイオード１２ｆ
とリアクトル７ｃとの還流回路を形成しインバータ回路
１１に電流を供給する。この際リアクトル７ｃ電流は半
導体素子２ｅのオンで増えオフで減少するが、その増減
具合に比べ半導体素子２ｅのオンオフ動作を細かく繰り
返すことで、リアクトル電流７ｃつまりチョッパ回路１
０の出力電流を定電流化することができる。

【００３３】チョッパ回路１０により定電流化された電
流はインバータ回路１１の半導体スイッチ２ａ、２ｄの
組および２ｂ、２ｃの組を交互にオンオフさせることに
より交流電流化されて出力される。なお、帰還ダイオー
ド１２ｅは、インバータ回路１１の異常動作等でチョッ
パ回路１０出力がオープンなった場合、チョッパ回路１
０のリアクトル７ｃのエネルギーを直流電源１７に回生
するために接続されたものである。

【００３４】このように、図４に示した交流電流供給回
路においては、出力電流はほぼ一定の矩形波交流であり
、出力電流の精度はチョッパ回路１０の半導体素子２ｅ
のオンオフ動作繰り返し周波数を高くすることにより容
易に得られる。

【００３５】また、図１に示す電流を電圧源に変換する
電流電圧変換回路６ａ，６ｂについては、簡略には図５
に示すようにＣＴ２次側の交流電流を整流する整流器１
３、整流器１３の出力に直列に抵抗等のインピーダンス
要素１４、インピーダンス要素１４と並列に接続された
平滑用コンデンサ８ｂとすることが考えられる。図５で
は負荷変動による電圧変動が大きい場合、点線で示した
ようにインピーダンス要素１４と並列にツェナーダイオ
ード１５を挿入することが行われる。

【００３６】さらに電圧精度や高効率が要求される場合
には、図６のようにすることが考えられる。図６はＣＴ
２次側の交流電流を整流する整流器１３、整流器１３の
出力端に直列接続された半導体スイッチ２ｆ、半導体ス
イッチ２ｆと並列に接続されたダイオード１２ｇとコン
デンサ８ｃの直列体、出力としてコンデンサ８ｃの両端
を取り出すものである。図６に示す回路の動作はまず半
導体素子２ｆをオフ状態とし、整流器１３によって得た
直流電流でコンデンサ８ｃをダイオード１２ｇを介して
充電する。コンデンサ８ｃの電圧が所定の電圧以上にな
った時点で半導体スイッチ２ｆをオンして整流器１３に
よって得た直流電流を短絡する。この時ダイオード１２
ｇは、コンデンサ８ｃの電圧により逆バイアス状態とな
りコンデンサ８ｃ電圧をブロックする。半導体スイッチ
２ｆのオンにより直流電流が短絡され、コンデンサ８ｃ
のチャージエネルギーが負荷に供給され、コンデンサ８
ｃ電圧が所定電圧以下になると、再び半導体スイッチを
オフし直流電流をコンデンサ８ｃに供給し充電する。そ
してコンデンサ８ｃ電圧を所定値とするため、半導体ス
イッチ２ｆが以上のようなオンオフ動作を繰り返す。し
たがって半導体スイッチ２ｆのオンオフ動作繰り返し周
波数を高くすることにより、微細な出力電圧制御が可能
で、電圧精度を高くすることができる。また、抵抗など
の損失要素が無いため高効率も実現できる。

【００３７】本発明による電源回路を以上のような回路
素子を用いて構成し、それを具備した図１に示す半導体
駆動電源回路の効果について説明する。

【００３８】前述したように、トランスの巻線間容量は
主に複数の巻線とその間の絶縁によって発生することが
言われている。つまり、一方の巻線、絶縁物、他方の巻
線といった構造により生じるもので、巻線のターン数が
増えると分布容量的に増加することが一般的である。し
たがって従来のように巻線を１次側２次側共に多数巻き
込む構造となる通常の絶縁トランスを用いた場合、巻線
間容量が大きくなり前述のような問題が避けられなかっ
た。

【００３９】一方本発明によれば利用する絶縁手段はＣ
Ｔであり、ＣＴを利用することによって１次ターン数は
わずか数ターンにでき、この場合一方の巻線、絶縁物、
他方の巻線という前述の構造が１次ターン数組だけとな
るために、巻線間（１次導体と２次巻線間）容量を大幅
に低減することが可能となる。また１次貫通形ＣＴを利
用することによって１次ターン数はわずか１ターンにな
り、さらなる１次導体と２次巻線間容量の低減が可能と
なるのは明らかである。したがって、本発明にかかわる
電源回路を具備した図１に示す半導体駆動電源回路にお
いては、前述したような巻線間浮遊容量による絶縁電源
相互間の共振現象や半導体多直列時の電圧アンバランス
現象等の不具合を大きく改善することができる。

【００４０】また、ＣＴ１次２次間の絶縁耐圧について
は、必要な絶縁耐圧が比較的低い場合（２〜３ｋＶ程度
）は、ＣＴ本体モールド等の絶縁構造により数ｋＶ程度
の絶縁耐量が確保できるため、ＣＴ１次導体を直接ＣＴ
本体に巻くことで十分であるが、さらに１次導体を絶縁
電線にすることで強固にできる。また、ＣＴ１次２次間
のさらなる絶縁耐圧が必要な場合には、ＣＴ１次導体と
して用いる絶縁電線の被覆を必要に応じて強固にするこ
とによって容易に実現でき、究極的には１次貫通形ＣＴ
を用いて、ＣＴ１次導体を中心穴に通した絶縁物パイプ
等をＣＴ貫通穴に通す方法などが利用できる。

【００４１】このように絶縁手段としてＣＴを用いた本
発明によれば絶縁部分の構成が簡略となり、特に高いト
ランス巻線間耐圧が必要となる場合、上記のように肉厚
のある絶縁材料が利用でき絶縁距離を容易に確保できる
ため簡単でかつ信頼性の高いものとなる。

【００４２】さらに、通常の絶縁トランスでは１次電圧
を高周波化してもトランス小型化の点ではあまり効果が
ないことは前述したが、本方式では前記のように絶縁方
法が簡略であるために、１次電流の高周波化や１次側を
数ターン巻き込む等でＣＴコアを小型にすることがＣＴ
外形の小型化ひいては絶縁部分の小型化に直結し、これ
は容易に実現できる。

【００４３】かかる半導体駆動電源回路を具備した、静
電誘導サイリスタを用いた高圧スイッチ回路を図７に示
し、本発明の効果について説明する。

【００４４】図７において、本発明に係わる電源回路１
および該電源回路１より駆動電源を供給される駆動回路
３ａ〜３ｊは図１と同じ構成となっており、該駆動回路
３ａ〜３ｊにより駆動される半導体素子は静電誘導サイ
リスタ１６ａ〜１６ｊで１０直列構成として最大１２ｋ
Ｖをスイッチする。また図７中の交流電流供給回路４は
図４に示す構成、電流電圧変換回路６ａ〜６ｊは図６に
示す構成に各々なっている。

【００４５】まず、半導体駆動電源回路を図１０に示す
ような商用周波数の絶縁トランスを用いた方式にした場
合、前述したように絶縁トランスの浮遊容量により静電
誘導サイリスタオフ時の電圧バランスが崩れ、印加電圧
最大素子と最小素子との間には２倍以上もの分担電圧差
が発生した。そのため対地容量を補正するコンデンサを
静電誘導サイリスタと並列に１素子づつ異なった値挿入
していた。また静電誘導サイリスタはスイッチ速度が速
く、１２ｋＶの電圧は５００ｎｓの間に降下して、これ
を５ｋＨｚで繰り返す動作になるため、最高位の駆動回
路に電源を供給する絶縁トランスの１次２次巻線間はほ
ぼこの電圧変動にさらされる。このためトランス外形は
１００ＶＡという容量にもかかわらず大型で、電圧調整
器までの配線もこれに見合うものとしたため繁雑となり
、結果的に装置全体が大型となった。

【００４６】これに対し図７に示すように、半導体駆動
電源回路に本発明による電源回路を１次貫通形ＣＴを用
いて適用したところ、対地容量を補正するコンデンサを
取り去った状態で、最大素子印加電圧と最小素子印加電
圧とは１．２倍程度の差に収まり、調整用コンデンサ付
加せずに１２ｋＶの定格スイッチ動作が可能であること
が確認できた。また、ＣＴ本体貫通に肉厚１０ｍｍ程度
のテフロンパイプを挿入し、そのテフロンパイプ穴にＣ
Ｔ１次導体を通す方法で絶縁したが、前述した電位変動
になる最高位の素子に接続されたＣＴのおいてもコロナ
放電等は発生せず、長時間の運転においても十分な絶縁
耐量を保つことも分かった。そして、特にＣＴを用いた
絶縁部分の小型化の効果により、装置構成が簡略化され
全体的に小型化することが可能となった。

【００４７】以上、本発明にかかわる電源回路の応用と
して半導体駆動用の電源回路を示し説明してきたが、こ
の例にかかわらず本発明による電源回路は、その絶縁構
造の簡易性から高電位点に電圧源を供給する際や、絶縁
アンプ等の電源で浮遊容量低減の要求がある場合等、広
く応用できることは当然である。

【００４８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば従来の絶縁
トランス方式に比べ大幅に浮遊容量を低減でき、またＣ
Ｔを用い高圧部との絶縁が容易となることから回路構成
の簡略化、および回路装置の小型化も可能となる。本発
明による電源回路を半導体駆動電源供給回路に応用した
場合には、今までの方式では避けられなかった浮遊容量
による絶縁電源相互間の不正発振等を予防し、半導体を
多数直列にした回路においては、対地との浮遊容量によ
り発生する分担電圧のアンバランスを大きく改善するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
の電気回路図である。

【図２】図２は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
に用いられる交流電流供給装置の回路例を示す図である
。

【図３】図３は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
に用いられる交流電流供給装置の回路例を示す図である
。

【図４】図４は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
に用いられる交流電流供給装置の回路例を示す図である
。

【図５】図５は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
に用いられる電流電圧変換回路の回路例の図である。

【図６】図６は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
に用いられる電流電圧変換回路の回路例の図である。

【図７】図７は本発明に係わる半導体駆動電源供給回路
を利用した高圧スイッチ回路の１例の図である。

【図８】図８は電位変動を説明するための回路図である
。

【図９】図９は半導体の多直列で構成された回路の一例
の図である。

【図１０】図１０は従来方式による半導体駆動電源供給
回路の電気回路例の図である。

【図１１】図１１は従来方式による半導体駆動電源供給
回路の電気回路例の図である。

【図１２】図１２はトランスの巻線容量の説明図である
。

【図１３】図１３はトランスの巻線容量の説明図である
。

【図１４】図１４は半導体素子多直列時の等価回路図で
ある。

【符号の説明】

１　　半導体駆動電源供給回路 ２ａ〜２ｆ　　半導体素子 ３ａ〜３ｊ　　駆動回路 ４　　交流電源供給回路 ５ａ〜５ｊ　　電流トランス ６ａ〜６ｊ　　電流電圧変換回路 ７ａ〜７ｃ　　リアクトル ８ａ〜８ｃ　　コンデンサ ９　　交流電圧源 １０　　チョッパ回路 １１　　単相インバータ回路 １２ａ〜１２ｆ　　ダイオード １３　　整流回路 １４　　インピーダンス要素 １５　　ツェナーダイオード １６ａ〜１６ｊ　　静電誘導サイリスタ１７　　直流電
源 １８　　電源回路 １９　　負荷 ２０ａ〜２０ｊ　　ＧＴＯサイリスタ ２１　　絶縁トランス ２２ａ，２２ｂ　　電圧調整器 ２３　　直流交流変換器 ２４　　商用周波数交流電源 Ｃ１〜Ｃ２　　接合容量 Ｃｚ、Ｃｐ、Ｃｓ　　浮遊容量

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　略一定の電流を出力する交流電流供給
   回路と、該交流電流供給回路の出力に接続された絶縁用
   の電流トランスと、該電流トランスの２次側に接続され
   た前記電流トランス２次電流を電圧源に変換する電流電
   圧変換器とからなることを特徴とする電源回路。