JPH04368464A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流電力を出力する直流
電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】不安定な直流電源電圧を安定な直流電圧
に調整するか、電圧レベルを変化させる、あるいは直流
電源から絶縁した直流電圧を取り出すのにＤＣ・ＤＣコ
ンバータが使われている。このＤＣ・ＤＣコンバータは
内蔵している半導体スイッチをオン，オフ動作をさせて
電力変換の機能を果たすものであるが、実際の半導体ス
イッチでは、オンとオフの間の状態遷移にかなりの時間
を要するため、スイッチング損を生じる。この半導体ス
イッチのスイッチング損を図９のパルス幅制御（以下Ｐ
ＷＭという）するＤＣ・ＤＣコンバータを例にとって説
明する。図９は回路構成を示す。図において、Ｅは直流
電源、Ｑ１　〜Ｑ４　は半導体スイッチ、Ｄ１　〜Ｄ８
　はダイオード、Ｔはトランス、Ｌｄ　はリアクタ、Ｃ
ｄ　はコンデンサ、ＲＬ　は負荷を示す。まず、回路の
動作を図１０によって説明する。図１０は電圧，電流お
よび半導体スイッチに与える信号のタイムチャートを示
す。図において、信号ｑ１　〜ｑ４　をそれぞれインバ
ータ回路を構成する半導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　に与
えると、半導体スイッチの対Ｑ１　，Ｑ４　及びＱ２　
，Ｑ３　が交互にオン・オフ動作して直流電源１の電圧
Ｅを交流電圧に変換する。点ａｂ間の電圧Ｖａｂがこれ
である。これをトランスＴの１次巻線に与え、トランス
の２次巻線に誘起した交流電圧を整流ダイオードで直流
電圧に整流する。これをリアクタＬｄ　とコンデンサＣ
ｄ　で構成した平滑フィルタに与える。リアクタＬｄ　
に流れる電流Ｉｄ　は連続であるから、半導体スイッチ
Ｑ１　〜Ｑ４　がオフの状態にあるときの電流は整流ダ
イオードＤを通って流れる電流Ｉ０　となる。 負荷ＲＬ　にはコンデンサＣｄ　の電圧が印加される。 負荷ＲＬ　に与えられる電圧は直流電源電圧Ｅと半導体
スイッチＱ１　〜Ｑ４　のオン状態にある時間とオフ状
態にある時間との関数で決まる。一般的にはＰＷＭ制御
、すなわち一定期間内のオン時間の比率を制御して決め
る。

【０００３】次に、図１０を用いてインバータ回路を構
成する半導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　のスイッチング損
の発生メカニズムを説明する。図において、いま、半導
体スイッチ対Ｑ１　，Ｑ４　に信号ｑ１　，ｑ４　がそ
れぞれ与えられてオン状態にあり、リアクタＬｄ　の電
流Ｉｄ　は直流電源１から流れている電流Ｉａｂに等し
くなっているとする（この場合のトランスＴの変圧比は
１であるとする。）。点ａｂ間の電圧Ｖａｂは直流電源
の電圧Ｅのレベルに等しくなっている。時間ｔ１　にお
いて信号ｑ１　，ｑ４　をゼロとする。半導体スイッチ
Ｑ１　およびＱ４　は時間をかけてスイッチ・オフの状
態に移行する。半導体スイッチＱ１　およびＱ４　にか
かる電圧は徐々に増加し、従って、電圧Ｖａｂは徐々に
低下する。この間、リアクタＬｄ　の電流Ｉｄ　は半導
体スイッチＱ１　およびＱ４　を通って流れ続ける。時
間ｔ２に達すると半導体スイッチＱ１　およびＱ４　に
かかる電圧が直流電源電圧Ｅに等しくなり、従って、電
圧Ｖａｂはゼロとなる。また、それまで半導体スイッチ
Ｑ１　，Ｑ４　から流れていた電流Ｉａｂはゼロとなり
、代わって、平滑リアクタＬｄ　に流れる電流Ｉｄ　は
ダイオードＤを通して循環電流Ｉ０　となって流れ始め
る。 このｔ１　からｔ２　までの期間が半導体スイッチＱ１
　，Ｑ４　がオンからオフに至る遷移期間であり、この
間、半導体スイッチＱ１　，Ｑ４　には電流Ｉａｂが流
れ、電圧も印加された状態にあり、（電圧×電流）で決
まる電力損失を伴う。オフ時間が経過して時間ｔ３　に
おいて信号ｑ２　，ｑ３　をそれぞれ半導体スイッチＱ
２　，Ｑ３　に与えてこれをスイッチ・オンさせると半
導体スイッチＱ２　，Ｑ３　に流れる電流Ｉａｂがゼロ
から次第に増加する。この電流が平滑リアクタＬｄ　に
流れている電流Ｉｄ　のレベルに達するまではダイオー
ドＤに循環電流Ｉ０　も流れ続ける。この間、平滑フィ
ルタに加わる電圧はゼロレベル（実際にはダイオードＤ
の電圧ドロップ分の２ボルト程度がかかっている）であ
り、半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　には直流電源電圧Ｅ
がかかっている。従って、電圧Ｖａｂはまだゼロの状態
にある。時間ｔ４　で半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　の
電流は平滑リアクタに流れる電流Ｉｄ　に達する。しか
し、ダイオードＤには順方向に電流が流れた直後には逆
方向にも電流が流れるという好ましくない特性があり、
半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　は、時間ｔ４以降も、平
滑リアクタＬｄ　に流れるＩｄ　を流すと同時にダイオ
ードＤに逆方向の電流を流すことになり増加する一方で
ある。ダイオードＤが逆方向特性を回復する時間ｔ５　
に至って、半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　に流れる電流
はＩｄ　に等しくなる。また半導体スイッチＱ２　，Ｑ
３　にかかる電圧がゼロになる（実際には半導体スイッ
チＱ２　，Ｑ３　の電圧ドロップ分の２ボルト程度の電
圧がかかる）。従って、電圧Ｖａｂも確立する。この時
間ｔ３　からｔ５　までの期間が半導体スイッチＱ２　
，Ｑ３　がオフからオン状態に遷移する過程であり、半
導体スイッチＱ２　，Ｑ３　には電圧Ｅがかかっている
状態で電流が流れるので電力損失を伴う。 時間ｔ５　以降は半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　はオン
状態にあり、平滑フィルタには直流電源電圧Ｅが変圧器
で変圧されて加えられる。一定時間経過後に信号ｑ２　
，ｑ３　をゼロとすると前述の時間ｔ１　〜ｔ２　と同
様な経過を経て半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　はスイッ
チ・オフとなる。次に、信号ｑ１　，ｑ４　を半導体ス
イッチＱ１　，Ｑ４　に与えると前述の時間ｔ３　〜ｔ
５　と同様な経過を経て最初の状態に移行する。

【０００４】以上説明したように、インバータ回路の半
導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　にはオンとオフの間の移り
変わりに電力損失を伴う。これらを合わせて以下スイッ
チング損と言う。時間ｔ２　において、半導体スイッチ
Ｑ１　，Ｑ４　を流れる電流Ｉａｂが急激に減少する。 また、時間ｔ５　において、ダイオードＤが逆方向特性
を回復した時に電流Ｉａｂが急変する。この時に、電流
の変化率（ｄＩａｂ／ｄｔ）と、半導体スイッチの配線
等にあるインダクタンスの積に対応したスパイク電圧が
発生して、これがスイッチング・オフした半導体スイッ
チＱ１　，Ｑ４　に過電圧として印加される。このスパ
イク電圧は半導体スイッチＱ１　，Ｑ４　を破壊したり
、故障確率を高めてしまう。 半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　をオフさせた時にも同様
な過電圧が発生する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来技術ではインバー
タ回路の半導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　のオン・オフの
スイッチング毎にスイッチング損があるために、高周波
でスイッチングさせると半導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　
の発熱量が大きくなる。これは大きな半導体冷却系を必
要として直流電源装置を大きくし、効率も低下させる。 一方、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４　の発熱量を抑えると
スイッチング周波数を高くすることができないので、平
滑フィルタを大きくする必要があり、装置が大きくなり
、制御性もある程度犠牲になる。また、半導体スイッチ
Ｑ１　〜Ｑ４　にかかるスパイク電圧が過大になるため
、直流電源装置の信頼性を低下させる。

【０００６】本発明は上記の欠点を改善するために提案
されたもので、その目的は、インバータ回路を構成する
半導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　がＰＷＭスイッチングの
過渡状態において発生するスイッチング損を抑制して、
半導体冷却系の簡素化を可能とし、許容スイッチング周
波数の上限をより高くすることにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は直流電源とトランスの１次巻線とを半導体
スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線とリ
アクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フィルタ
とを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデンサか
ら負荷に給電する直流電源装置において、ダイオードと
半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続され
た共振コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイ
オードの直流出力側に並列に設けたことを特徴とする直
流電源装置を発明の要旨とするものである。さらに、本
発明は直流電源とトランスの１次巻線とを半導体スイッ
チを介して接続し、前記トランスの２次巻線とリアクタ
とコンデンサの直列回路で構成した平滑フィルタとを整
流ダイオードを介して接続し、前記コンデンサから負荷
に給電する直流電源装置において、ダイオードと共振コ
ンデンサとの直列回路を前記整流ダイオードの直流出力
と並列に設け、共振コンデンサとダイオードの接続点と
平滑フィルタのリアクタとコンデンサの接続点との間に
スナバダイオードを介して接続したことを特徴とする直
流電源装置を発明の要旨とするものである。

【０００８】

【作用】本発明は直流電源装置において、ダイオードと
半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続され
た共振コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流ダイ
オードの直流出力側に並列に設けたことによって、半導
体スイッチのスイッチングの過渡状態において発生する
スイッチング損の発生を抑制することができる作用を有
する。

【０００９】

【実施例】次に本発明の実施例について説明する。なお
、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱し
ない範囲で、種々の変更あるいは改良を行いうることは
言うまでもない。

【００１０】図１は本発明の直流電源装置の第１の実施
例を示す。図において、１は直流電源、２は平滑フィル
タ、３は共振スイッチ、４は制御装置で、Ｑ１　〜Ｑ４
　はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、夫々
の半導体スイッチに並列に整流ダイオードＤ１　〜Ｄ４
　が接続されている。半導体スイッチＱ１　とＱ２　と
の接続点ａと、半導体スイッチＱ３　とＱ４　との接続
点ｂとの間にトランスＴの１次巻線が接続され、２次巻
線は共振リアクタＬＲ　を介してダイオードＤ５　〜Ｄ
８　よりなるブリッジに与えられ、このブリッジの出力
は平滑フィルタ２を介して負荷ＲＬ　に与えられる。な
お、共振スイッチ３は整流ブリッジの出力側と平滑フィ
ルタ２との間に挿入されている。制御装置４は半導体ス
イッチＱ１　〜Ｑ４　とＱＲのオン，オフ信号を与える
ものである。なお、半導体スイッチとしてはバイポーラ
・トランジスタ（Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏ
ｒ），ＭＯＳ・ＦＥＴ，サイリスタ，ゲート・ターンオ
フ・サイリスタ（ＧＴＯ），ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔ
ｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏ
ｒ　）等が使われるが、ここでは代表としてバイポーラ
・トランジスタを使って説明する。

【００１１】図２は図１の実施例を説明するための動作
波形を示したものである。Ｉａｂは点ａ，ｂ間に流れる
電流、Ｖａｂは点ａ，ｂ間の電圧、ＩＲ　は共振スイッ
チに流れる電流、ＶＲ　はコンデンサＣＲ　の両端電圧
、Ｉ０　は整流ブリッジより平滑フィルタ２，負荷Ｒｌ
　に流れる電流を示す。ｑ１　〜ｑ４　，ｑＲ　は制御
信号を示す。

【００１２】次に動作について説明する。制御装置４か
らオン信号ｑ１　，ｑ４　が与えられていてインバータ
回路の半導体スイッチＱ１　，Ｑ４　がオン状態にある
とする。 電流Ｉａｂ（Ｉｄ　に等しい）が流れて直流電源１から
平滑フィルタ２を介して負荷ＲＬ　に給電している。時
間ｔ０１において共振スイッチ３の半導体スイッチＱＲ
　を制御装置４からの信号ｑＲ　によってオンさせると
、共振コンデンサＣＲ　に直流電源１から電流が流れ始
める。この時の電流ＩＲ　は共振リアクタＬＲ　と共振
コンデンサＣＲ　の直列共振電流であり、流れる方向は
図示の矢印とは逆である。半導体スイッチＱ１　，Ｑ４
　および共振リアクタＬＲ　に流れる電流は電流Ｉｄ　
とＩＲ　の和であり、パルス状に増加する。共振コンデ
ンサＣＲ　の共振電流によって直流電源電圧Ｅ（トラン
スの変圧比が１の場合）より高いレベルにまで充電され
る。時間ｔ０２で充電が終わり、次に、共振コンデンサ
ＣＲ　に蓄えられた電荷は共振ダイオードＤＲ　，共振
コンデンサＣＲ　を通して放電が始まり、矢印の方向に
電流ＩＲ　が流れる。リアクタＬｄ　の作用で電流Ｉｄ
　は電流ＩａｂとＩＲ　の和に等しい大きさでほぼ一定
であるから、電流ＩＲ　の増加にともない電流Ｉａｂは
減少する。時間ｔ０３で電流ＩＲ　がＩｄ　に等しくな
ると電流Ｉａｂはゼロになる。さらに放電が進み時間ｔ
０５で共振コンデンサＣＲ　の電荷がゼロになると共振
ダイオードＤＲ　に流れる電流はゼロになる。共振リア
クタＬｄ　に流れる電流は連続であるから、共振ダイオ
ードＤＲ　の電流がゼロになった時点で、電流Ｉｄ　は
ダイオードＤＲ　からダイオードＤ５　，　Ｄ６　ある
いはＤ７　，　Ｄ８　に切り替わって流れる電流Ｉ０　
となる。これによってリアクタＬｄ　の電流Ｉｄ　の連
続性は保たれる。

【００１３】時間ｔ０５以前の、共振ダイオードＤＲ　
が通電している時間ｔ０４において制御装置４からの信
号ｑＲ　で半導体スイッチＱ１　，Ｑ４　をオフさせる
と電圧Ｖａｂはゼロとなり、半導体スイッチＱ１　，Ｑ
４　にはほぼ直流電源電圧Ｅの電圧がかかる。半導体ス
イッチＱ１　，Ｑ４　の電流はすでに時間ｔ０３の時点
でゼロになっているのでスイッチ・オフの過程ではスイ
ッチング損は生じない。一方、時間ｔ０１の時点で半導
体スイッチＱＲ　がオンするときには、共振リアクタＬ
Ｒ　の電流抑制作用によって電流ＩＲ　は徐々に増加す
ることになるので、スイッチング・オンの過渡状態では
電流ＩＲ　はまだ小さいレベルにある。このため半導体
スイッチの電圧と電流の積できまるスイッチング損は小
さい。共振ダイオードＤＲ　が通電していて電流ＩＲ　
が図示の方向に流れている期間に半導体スイッチＱＲ　
をオフさせると、すでに半導体スイッチＱＲ　の電流は
ゼロになっているからオフにともなうスイッチング損は
生じない。

【００１４】時間ｔ０６に制御装置４から信号ｑ２　，
ｑ３　をインバータ回路の半導体スイッチＱ２　，Ｑ３
　に与えこれをオンさせる。この時点では、リアクタＬ
ｄ　に流れる電流Ｉｄ　はダイオードＤ５　〜Ｄ８　に
流れる電流Ｉ０　である。共振リアクタＬＲ　の作用で
半導体スイッチＱ２　，Ｑ３　がオンしても電流Ｉａｂ
は急激には増加しない。スイッチングの過渡期間は大き
な定数をもつリアクタＬｄ　のためＩｄ　は一定である
とみなせる。電流Ｉ０　とＩａｂの和はＩｄ　に等しく
一定であるから、ＩａｂはＩ０　の減少にみあって増加
する。電流Ｉａｂのレベルが小さいうちに半導体スイッ
チＱ２　，Ｑ３　のオンの過渡期間が終了するので半導
体スイッチＱ２　，Ｑ３　のスイッチング損は小さい。 電流Ｉ０　がゼロに達する時間ｔ０７以降はリアクタＬ
ｄ　に流れる電流Ｉｄ　のすべてが半導体スイッチＱ２
　，Ｑ３　を通して流れる電流Ｉａｂとなる。

【００１５】次に半導体スイッチＱＲ　をオンさせると
前記ｔ０１，ｔ０５と同じ過程を経て半導体スイッチＱ
２　，Ｑ３　がオフする。一定時間経過後に半導体スイ
ッチＱ１　，Ｑ４　をオンさせると前記ｔ０６，ｔ０７
の過程を経て最初の状態に戻る。これで半導体スイッチ
Ｑ１　〜Ｑ４　のオン・オフの１サイクルが終わる。引
き続いてこのオン・オフのサイクルを繰り返して直流電
源１から負荷ＲＬ　に制御された電圧で電力が送られる
。以上説明したように、インバータ回路の半導体スイッ
チＱ１　〜Ｑ４はオン・スイッチングの際には流れる電
流値が小さい間にスイッチングを完了し、また、オフ・
スイッチングは流れる電流がゼロの状態で完了するので
スイッチング損は僅かな値にしかならない。同様に、半
導体スイッチＱＲ　のスイッチング損も小さい。

【００１６】図３は本発明の第２の実施例を示す。図１
の第１の実施例における半導体スイッチＱ１　〜Ｑ４　
を使ったブリッジ・インバータ回路に代わって、半導体
スイッチをＱ０１のみで構成した従来から知られている
１石フォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータを使っている。 このコンバータはＱ０１がオンしている期間のみトラン
スの巻線ｎ１　からｎ２　に電力変換が行われて給電が
可能である。 半導体スイッチＱ０１がオフしている期間にはトランス
Ｔに蓄えられた励磁エネルギーが巻線ｎ３　から直流電
源１に回収される。このときのトランスＴの巻線に誘起
する電圧は半導体スイッチＱ０１がオンしている期間と
は逆の極性になっていてトランスＴは磁気的にリセット
される。従って、トランスＴから見ると交流電圧の半波
のみが給電に寄与する。

【００１７】図４において時間ｔ０１〜ｔ０５の期間に
半導体スイッチＱＲ　の作用で半導体スイッチＱ０１を
ソフトにスイッチング・オフする。この過程は図１の実
施例と同じである。時間ｔ０４からｔ′０５の期間にト
ランスＴの電圧Ｖｎ　が負の極性になるところが図１の
実施例とは異なる。時間ｔ０６〜ｔ０７の半導体スイッ
チＱ０１のスイッチング・オンの過程も図１の実施例と
同じである。図３の実施例においても共振スイッチ３の
効果は図１の場合と同様で、半導体スイッチＱ０１のス
イッチング損を極めて小さい値に抑えることができる。 本発明は図１，図３の実施例で説明したように半導体ス
イッチＱＲ　およびＱ１　〜Ｑ４　、あるいはＱ０１は
大きな電流値をスイッチングすることはないので、電流
の変化分（ｄＩａｂ／ｄｔあるいはｄＩＱ０１　／ｄｔ
）と配線等のインダクタンスとの積で決まるスパイク電
圧は小さなレベルにとどまり、その結果として、半導体
スイッチＱ１　〜Ｑ４　，Ｑ０１，ＱＲ　にかかる電圧
ストレスが小さくなり、制御装置のノイズによる誤動作
も発生しにくくなる。また、直流電源装置から外部に出
ていくノイズも少なくなる。

【００１８】図５は本発明の第３の実施例を示す。図に
おいて、１は直流電源、４は制御装置、ＲＬ　は負荷、
Ｑ１　〜Ｑ４　，ＱＲ　は半導体スイッチ、Ｄ１　〜Ｄ
８　はダイオード、ＤＳ　はスナバダイオード、ＬＲ　
は共振リアクタ、ＣＲは共振コンデンサ、ＤＲ　は共振
ダイオード、Ｌｄ　は平滑用リアクタ、Ｃｄ　は平滑用
コンデンサ、Ｔはトランスを示す。図１の実施例におけ
る共振コンデンサＣＲ　と半導体スイッチＱＲ　の接続
点と平滑フィルタのリアクタＬｄ　とコンデンサＣｄ　
の接続点との間に新たにスナバダイオードＤＳ　を付加
した構成になっている。スナバダイオードＤＳ　と共振
コンデンサＣＲ　の直列回路が平滑リアクタＬｄ　と並
列に接続されている。

【００１９】図６はこの動作を説明するための図である
。図において、Ｉａｂは点ａ，ｂ間を流れる電流、Ｖａ
ｂは点ａ，ｂ間の電圧、ＩＳ　はスナバダイオードＤＳ
　を流れる電流、ＩＲ　は共振電流、ＶＲ　は共振コン
デンサＣＲ　の両端電圧、Ｉ０はダイオードブリッジＤ
５　〜Ｄ８　を流れる電流、ｑ１　〜ｑ４　，ｑＲ　は
半導体スイッチをオン，オフさせる信号を示す。図６に
おける時間ｔ０１〜ｔ０６の期間の動作はダイオードＤ
ｓ　の存在には関わりなく図２の場合と同様である。時
間ｔ０６の時点では整流ダイオードに電流Ｉ０　が流れ
ているので点ＰＮ間の電圧はゼロである（実際にはダイ
オードの電圧降下分の約２ボルトの電圧が出ている）。 従って、共振コンデンサＣＲ　の電荷はダイオードＤＲ
　を通して放電していまい、この両端の電圧ＶＲ　はほ
ぼゼロになっている。時間ｔ０６の時点で半導体スイッ
チＱ２，Ｑ３　をオンさせると電流Ｉａｂが徐々に増加
して、一方、電流Ｉ０　は減少する。電流Ｉ０　がゼロ
になった時点ｔ０８で点ＰＮ間の電圧は高くなり、共振
コンデンサＣＲ　とダイオードＤＳ　の直列回路に電流
ＩＳ　が流れだし時間ｔ０９までコンデンサＣＲ　を充
電する。このコンデンサＣＲ　の電圧はダイオードＤＳ
　の作用で、次に半導体スイッチＱＲがオンするまで保
持される。時間ｔ０９以降については電圧ＶＲ　を除い
ては図２の場合と同様である。

【００２０】次にダイオードＤＳ　の効果を説明する。 共振コンデンサＣＲ　とダイオードＤＳ　の回路はサー
ジ抑制の機能を持つ。ダイオードには順方向に通電した
直後に逆方向の電圧を印加すると一定期間逆方向に電流
が流れるという欠点がある。整流ダイオードＤ５　〜Ｄ
８に流れている電流Ｉ０　がゼロになった直後は点Ｘ，
Ｙ間は短絡状態になっていてリアクタＬＲ　に流れる電
流はＩｄ　以上に増加する。ダイオードの逆方向特性が
回復して逆電流がゼロとなるとリアクタＬＲ　に流れた
過剰な電流のパスがなくなり、点ＰＮ間にサージ電圧が
現れる。しかし、このサージ電圧の原因である過剰電流
に対して、コンデンサＣＲ　，ダイオードＤＳ　および
コンデンサＣｄ　の回路によるパスを形成してあるので
サージ電圧が過大になることが防がれる。このダイオー
ドＤＳ　は図３の第２の実施例にも適用できることはい
うまでもない。また、このダイオードＤＳ　は、半導体
スイッチＱＲ　がなくても作用する。すなわち、ダイオ
ードＤＳ　の通電によって共振コンデンサＣＲ　は充電
し、この際にサージ電圧の抑制効果を生み出す。次に、
ダイオードＤＳ　の通電によって共振コンデンサＣＲ　
は放電し、最初の状態に戻る。

【００２１】これまでの実施例の説明では、共振リアク
タＬＲ　をトランスＴの２次巻線と直列に挿入していた
が、共振リアクタＬＲ　はトランスＴの１次巻線側に挿
入しても同様に作用する。また、トランスＴの１次−２
次巻線間の漏洩リアクタンスも等価的に共振リアクタの
作用をするので、漏洩リアクタンスが必要な大きさを持
っていれば、改めて、共振リアクタＬＲ　を挿入しなく
てよい。

【００２２】図７に本発明に適用する制御装置４の構成
例を示す。図８はその動作を説明するための波形例を示
す。αは直流電源装置の出力電圧で、これは平滑フィル
タ２のコンデンサＣｄ　の電圧に対応する。αと基準の
直流電圧とを誤差増幅器に入力し、その出力βを得る。 三角波発生器はチョッパあるいはＤＣ／ＤＣコンバータ
をスイッチング動作させる周波数の三角電圧波形γを出
力する。コンパレータはその入力のβとγを比較してβ
がγよりレベルが高い期間にＰＷＭ信号δを出力する。 単安定マルチバイブレータはＰＷＭ信号δがゼロレベル
になる時点からあらかじめ定めた時間までの幅を持つパ
ルス信号εを出力する。一方、フリップフロップはＰＷ
Ｍ信号δがゼロから立ち上がる時点に同期した２つの信
号θ１　およびθ２　を交互に出力する。ＯＲ回路はＰ
ＷＭ信号δとパルス信号εの和をとって信号πを出力す
る。ＡＮＤ回路１は信号θ１　とπとの積をとって信号
ω１　を出力する。同様にＡＮＤ２の出力として信号ω
２　を得る。 図３の１石フォワード・コンバータを動作させるには信
号πおよびεをそれぞれ半導体スイッチＱ０１およびＱ
Ｒ　に与える。図１，５のＤＣ／ＤＣコンバータを動作
させるには半導体スイッチ対であるＱ１　，Ｑ４　に信
号ω１　を与え、Ｑ２　，Ｑ３　には信号ω２　を与え
る。また、ＱＲ　には信号εを与える。

【００２３】

【発明の効果】本発明によって、半導体スイッチのスイ
ッチング損が小さく抑えられるので、より高周波でのス
イッチングが可能になり、これによって、トランス，フ
ィルタ等の小形化が容易になり、直流電源装置の小形化
が進められる。また、スイッチング周波数を高くしない
場合には半導体スイッチの冷却系が簡素なものでよく、
この面で装置の小形化に寄与し、装置の効率を高くする
ことができる。半導体スイッチは大きな電流を強制的に
スイッチングすることはないので、スイッチングにとも
なって発生するスパイク電圧やノイズが小さくなり、装
置の信頼性が高くなり、外部へのノイズ公害を減らすこ
とができる。さらに図５に示す発明においては、ダイオ
ードブリッジの出力端子間にサージ電圧が現れても、ス
ナバダイオードのためにこのサージ電圧が過大になるの
を防ぐことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直流電源装置の第１の実施例を示す。

【図２】第１の実施例の動作を説明するための図である
。

【図３】本発明の第２の実施例を示す。

【図４】第２の実施例の動作を説明するための図である
。

【図５】本発明の第３の実施例を示す。

【図６】第３の実施例の動作を説明するための図である
。

【図７】本発明を構成する制御装置の一例を示す。

【図８】制御装置の動作を説明するための図である。

【図９】従来例を示す。

【図１０】従来例の動作を説明する図である。

【符号の説明】

１　　直流電源 ２　　平滑フィルタ ３　　共振スイッチ ４　　制御装置 Ｅ　　直流電源電圧 Ｔ　　トランス ＲＬ　負荷 Ｑ１　〜Ｑ４　，ＱＲ　　　半導体スイッチＤ１　〜Ｄ
８　　　ダイオード ＤＳ　　　スナバダイオード ＬＲ　　　共振リアクタ Ｌｄ　　　平滑用リアクタ Ｃｄ　　　平滑用コンデンサ ＣＲ　　　共振コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　直流電源とトランスの１次巻線とを半
   導体スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線
   とリアクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フィ
   ルタとを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデン
   サから負荷に給電する直流電源装置において、ダイオー
   ドと半導体スイッチとの並列回路と、これに直列に接続
   された共振コンデンサよりなる共振スイッチを前記整流
   ダイオードの直流出力側に並列に設けたことを特徴とす
   る直流電源装置。
2. 【請求項２】　　共振スイッチを構成する共振コンデン
   サと半導体スイッチの接続点と平滑フィルタのリアクタ
   とコンデンサの接続点との間にスナバダイオードを介し
   て接続したことを特徴とする請求項１記載の直流電源装
   置。
3. 【請求項３】　　直流電源とトランスの１次巻線とを半
   導体スイッチを介して接続し、前記トランスの２次巻線
   と、リアクタとコンデンサの直列回路で構成した平滑フ
   ィルタとを整流ダイオードを介して接続し、前記コンデ
   ンサから負荷に給電する直流電源装置において、ダイオ
   ードと共振コンデンサとの直列回路を前記整流ダイオー
   ドの直流出力と並列に設け、共振コンデンサとダイオー
   ドの接続点と平滑フィルタのリアクタとコンデンサの接
   続点との間にスナバダイオードを介して接続したことを
   特徴とする直流電源装置。