JPH0439245B2 - - Google Patents
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- JPH0439245B2 JPH0439245B2 JP59007217A JP721784A JPH0439245B2 JP H0439245 B2 JPH0439245 B2 JP H0439245B2 JP 59007217 A JP59007217 A JP 59007217A JP 721784 A JP721784 A JP 721784A JP H0439245 B2 JPH0439245 B2 JP H0439245B2
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- Japan
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- circuit
- output signal
- amplifier
- transistors
- differential amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
- H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
- H04B15/04—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder
- H04B15/06—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus the interference being caused by substantially sinusoidal oscillations, e.g. in a receiver or in a tape-recorder by local oscillators of receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は、受信機に関するものであつて、特に
FM受信機に用いて好適なものである。
FM受信機に用いて好適なものである。
第１図は、本願発明に先立ち、本発明者が検討
したFM受信機の要部の回路図である。１は受信
アンテナであり、受信された電波fiは高周波増幅
回路２に供給される。高周波増幅回路２は、同調
回路（図示せず）の同調動作により、所望の周波
数の放送電波を選択し、出力信号f0を得る。出力
信号f0は、混合回路３の一部を構成するトランジ
スタQ1のベースに供給される。
したFM受信機の要部の回路図である。１は受信
アンテナであり、受信された電波fiは高周波増幅
回路２に供給される。高周波増幅回路２は、同調
回路（図示せず）の同調動作により、所望の周波
数の放送電波を選択し、出力信号f0を得る。出力
信号f0は、混合回路３の一部を構成するトランジ
スタQ1のベースに供給される。
トランジスタQ1，Q2は第１の差動増幅器を構
成し、それぞれのベースには抵抗R1，R2を介し
て基準電圧Vref1が供給される。出力信号f0の電圧
レベルによつて、トランジスタQ1，Q2を流れる
Ic1，Ic2の電流量が制御される。なお、定電流回
路CS1には、電流Ic1，Ic2の和の電流I0が流れる。
すなわち、出力信号f0が、トランジスタQ1，Q2
によつて電流変化に変換される。
成し、それぞれのベースには抵抗R1，R2を介し
て基準電圧Vref1が供給される。出力信号f0の電圧
レベルによつて、トランジスタQ1，Q2を流れる
Ic1，Ic2の電流量が制御される。なお、定電流回
路CS1には、電流Ic1，Ic2の和の電流I0が流れる。
すなわち、出力信号f0が、トランジスタQ1，Q2
によつて電流変化に変換される。
トランジスタQ1のコレクタには、第２の差動
増幅器を構成するトランジスタQ3，Q4が接続さ
れている。また、トランジスタQ2のコレクタに
は、第３の差動増幅器を構成するトランジスタ
Q5，Q6が接続されている。なお、抵抗R3，R4
は、第１の差動増幅器のダイナミツクレンジを調
整し、抵抗R5，R6は第２の差動増幅器のダイナ
ミツクレンジを調整する。そして、トランジスタ
Q4，Q5のベースには、抵抗R7を介して基準電圧
Vref1，Vref2の和の電圧が供給される。
増幅器を構成するトランジスタQ3，Q4が接続さ
れている。また、トランジスタQ2のコレクタに
は、第３の差動増幅器を構成するトランジスタ
Q5，Q6が接続されている。なお、抵抗R3，R4
は、第１の差動増幅器のダイナミツクレンジを調
整し、抵抗R5，R6は第２の差動増幅器のダイナ
ミツクレンジを調整する。そして、トランジスタ
Q4，Q5のベースには、抵抗R7を介して基準電圧
Vref1，Vref2の和の電圧が供給される。
トランジスタQ3，Q6のベースには、抵抗R8を
介して基準電圧Vref1，Vref2の和の電圧が供給さ
れ、これに重畳して局部発振回路４から局部発振
周波数信号fLが供給される。コンデンサC1、コイ
ルL1はタンク回路を構成し、第１及び第２の差
動増幅器に対し共通負荷として動作する。前記タ
ンク回路を流れる電流Ic3は、前記電流Ic1、Ic2の
電流量、更に周波数信号fLの周波数によつて制御
される。
介して基準電圧Vref1，Vref2の和の電圧が供給さ
れ、これに重畳して局部発振回路４から局部発振
周波数信号fLが供給される。コンデンサC1、コイ
ルL1はタンク回路を構成し、第１及び第２の差
動増幅器に対し共通負荷として動作する。前記タ
ンク回路を流れる電流Ic3は、前記電流Ic1、Ic2の
電流量、更に周波数信号fLの周波数によつて制御
される。
そして、タンク回路の共振周波数を例えば
10.7MHzに合せることにより、中心周波数10.7M
Hzの中間周波信号Ifが得られる。中間周波信号If
は、次段の中間周波増幅回路（図示せず）に供給
される。なお、中間周波増幅回路の後段には、検
波回路、低周波増幅回路、スピーカ（何れも図示
せず）が設けられている。
10.7MHzに合せることにより、中心周波数10.7M
Hzの中間周波信号Ifが得られる。中間周波信号If
は、次段の中間周波増幅回路（図示せず）に供給
される。なお、中間周波増幅回路の後段には、検
波回路、低周波増幅回路、スピーカ（何れも図示
せず）が設けられている。
ところで、前述の如き高周波増幅回路２で、混
合回路３、局部発振回路４との関連につき本発明
者等が検討したところによると、下記の如き欠陥
を有していることが判明した。
合回路３、局部発振回路４との関連につき本発明
者等が検討したところによると、下記の如き欠陥
を有していることが判明した。
すなわち、各トランジスタQ1〜Q6のベース・
エミツタ間、ベース・コレクタ間にそれぞれ容量
分が介在する。これら容量分のうち、トランジス
タQ1のベース・コレクタ間容量C1、トランジス
タQ3のベース・エミツタ間容量C2とする。そし
て出力信号f0が混合回路３に供給されたとき、こ
の出力信号f0が前記コンデンサC1，C2を介して局
部発振回路４に漏れ込んでしまうことがわかつた
（図中矢印で示す）。局部発振回路４は高インピー
ダンスであるため、出力信号f0の前記漏れ込みに
より、発振動作が不安定になることが本発明者等
の検討により明らかにされた。局部発振周波数信
号fLが不安定になると、これに起因して、局部発
振周波数の変動が生じ易くなることが明らかにさ
れた。
エミツタ間、ベース・コレクタ間にそれぞれ容量
分が介在する。これら容量分のうち、トランジス
タQ1のベース・コレクタ間容量C1、トランジス
タQ3のベース・エミツタ間容量C2とする。そし
て出力信号f0が混合回路３に供給されたとき、こ
の出力信号f0が前記コンデンサC1，C2を介して局
部発振回路４に漏れ込んでしまうことがわかつた
（図中矢印で示す）。局部発振回路４は高インピー
ダンスであるため、出力信号f0の前記漏れ込みに
より、発振動作が不安定になることが本発明者等
の検討により明らかにされた。局部発振周波数信
号fLが不安定になると、これに起因して、局部発
振周波数の変動が生じ易くなることが明らかにさ
れた。
また、抵抗R1，R2及びR7，R8の抵抗値のバラ
ツキにより、トランジスタQ1，Q2及びQ4，Q5，
Q3，Q6のベース電圧（DC電圧）が変動し、これ
がDCオフセツト発生の一因となつてスプリアス
妨害が生じ易くなることも、本発明者等の検討に
より明らかにされた。
ツキにより、トランジスタQ1，Q2及びQ4，Q5，
Q3，Q6のベース電圧（DC電圧）が変動し、これ
がDCオフセツト発生の一因となつてスプリアス
妨害が生じ易くなることも、本発明者等の検討に
より明らかにされた。
〔発明の目的〕
本発明の目的は、高周波増幅回路の出力信号が
局部発振回路への漏洩することを防止するととも
に、混合回路の一部を構成する差動対に接続され
たトランジスタ間の直流バイアスを均等化した受
信機を提供することにある。
局部発振回路への漏洩することを防止するととも
に、混合回路の一部を構成する差動対に接続され
たトランジスタ間の直流バイアスを均等化した受
信機を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきら
かになるであろう。
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきら
かになるであろう。
本願において開示される発明の概要を簡単に説
明すれば、下記のとおりである。
明すれば、下記のとおりである。
すなわち、受信機のフロントエンドにおいて、
局部発振回路と混合回路との間に、低インピーダ
ンス回路、複数段の直流増幅回路を設け、前記低
インピーダンス回路により高周波増幅回路の出力
信号が混合回路を介して局部発振回路に漏れ込む
ことを防止し局部発振回路の発振動作を安定に
し、併せて前記直流増幅回路の出力により前記混
合回路にバイアス電圧を供給し、混合回路におけ
る直流オフセツト電圧の発生を防止する、という
本発明の目的を達成するものである。
局部発振回路と混合回路との間に、低インピーダ
ンス回路、複数段の直流増幅回路を設け、前記低
インピーダンス回路により高周波増幅回路の出力
信号が混合回路を介して局部発振回路に漏れ込む
ことを防止し局部発振回路の発振動作を安定に
し、併せて前記直流増幅回路の出力により前記混
合回路にバイアス電圧を供給し、混合回路におけ
る直流オフセツト電圧の発生を防止する、という
本発明の目的を達成するものである。
以下、第２図及び第３図を参照して、本発明を
適用した受信機の一実施例を述べる。なお、以下
に述べる実施例はFM受信機への適用例であり、
第２図はフロントエンドの回路構成を示すブロツ
クダイアグラム、第３図はその詳細な回路図であ
る。そして、実施例の説明にあたつては、各回路
ブロツクに共通の符号を付し、両者の対比を容易
にしてある。
適用した受信機の一実施例を述べる。なお、以下
に述べる実施例はFM受信機への適用例であり、
第２図はフロントエンドの回路構成を示すブロツ
クダイアグラム、第３図はその詳細な回路図であ
る。そして、実施例の説明にあたつては、各回路
ブロツクに共通の符号を付し、両者の対比を容易
にしてある。
第２図において、１１は受信アンテナ、fiは受
信信号、１２は高周波増幅回路（以下において
RF回路という）である。RF回路１２の同調動作
によつて、所望の放送電波が選択され、出力信号
f0が１番端子を介して混合回路１３に供給され
る。
信信号、１２は高周波増幅回路（以下において
RF回路という）である。RF回路１２の同調動作
によつて、所望の放送電波が選択され、出力信号
f0が１番端子を介して混合回路１３に供給され
る。
一方、局部発振回路１４は、前記出力信号f0よ
りも10.7MHz高い周波数の局部発振周波数信号
（以下においてローカル信号という）fLを発振し、
次段のバツフア１５に供給する。このバツフア１
５と、後述するアンプ１６、更に反転アンプ１７
とは、出力信号f0の局部発振回路１４への漏洩を
防止するために設けられている。
りも10.7MHz高い周波数の局部発振周波数信号
（以下においてローカル信号という）fLを発振し、
次段のバツフア１５に供給する。このバツフア１
５と、後述するアンプ１６、更に反転アンプ１７
とは、出力信号f0の局部発振回路１４への漏洩を
防止するために設けられている。
バツフア１５の出力信号fL′は、アンプ１６の
正相入力端子（＋）に供給される。そして、アン
プ１６の反転出力端、言い換えれば第２図及び第
３図に示すｄ点には、V0＝−A1・fL′の出力信号
が得られる。また、アンプ１６の非反転出力端、
言い換えれば第２図及び第３図に示すｇ点には、
V0′＝A1・fL′の出力信号が得られる。なお、前記
出力信号V0，V0′におけるA1は、アンプ１６の増
幅度である。出力信号V0は抵抗R11を介して反転
アンプ１７の逆相入力端子（−）に供給され、出
力信号V0′は抵抗R12を介して反転アンプ１７の正
相入力端子（＋）に供給される。また、出力信号
V0，V0′は、それぞれ混合回路１３の一部を構成
する第２及び第３の差動増幅器に供給されるが、
その詳細については第３図に示されている。
正相入力端子（＋）に供給される。そして、アン
プ１６の反転出力端、言い換えれば第２図及び第
３図に示すｄ点には、V0＝−A1・fL′の出力信号
が得られる。また、アンプ１６の非反転出力端、
言い換えれば第２図及び第３図に示すｇ点には、
V0′＝A1・fL′の出力信号が得られる。なお、前記
出力信号V0，V0′におけるA1は、アンプ１６の増
幅度である。出力信号V0は抵抗R11を介して反転
アンプ１７の逆相入力端子（−）に供給され、出
力信号V0′は抵抗R12を介して反転アンプ１７の正
相入力端子（＋）に供給される。また、出力信号
V0，V0′は、それぞれ混合回路１３の一部を構成
する第２及び第３の差動増幅器に供給されるが、
その詳細については第３図に示されている。
アンプ１７において、抵抗R11、コンデンサC11
はミラー積分器を構成する。出力信号V0は、反
転アンプ１７内に流れることなく、コンデンサ
C11を介してｆ点に表われる。ｆ点とアースライ
ンとの間には、抵抗R13、ダイオードD1，D2が直
流接続され、前記ｆ点に表われた出力信号V0を
整流する。従つて、ｆ点に表われる出力電圧Vput
は、交流成分が減衰した直流分となる。この出力
電圧Vputは、直流アンプ１６の逆相入力端子のバ
イアス電圧を規定する。
はミラー積分器を構成する。出力信号V0は、反
転アンプ１７内に流れることなく、コンデンサ
C11を介してｆ点に表われる。ｆ点とアースライ
ンとの間には、抵抗R13、ダイオードD1，D2が直
流接続され、前記ｆ点に表われた出力信号V0を
整流する。従つて、ｆ点に表われる出力電圧Vput
は、交流成分が減衰した直流分となる。この出力
電圧Vputは、直流アンプ１６の逆相入力端子のバ
イアス電圧を規定する。
以上の回路動作が行われている間、RF回路１
２の出力信号f0、アンプ１６の出力信号V0，
V0′（すなわちローカル信号fL）とが混合回路１３
に供給される。そして、混合回路１３から、中心
周波数10.7MHzの中間周波信号Ifが得られる。中
間周波信号Ifは、後段の中間周波回路（図示せ
ず）に供給される。
２の出力信号f0、アンプ１６の出力信号V0，
V0′（すなわちローカル信号fL）とが混合回路１３
に供給される。そして、混合回路１３から、中心
周波数10.7MHzの中間周波信号Ifが得られる。中
間周波信号Ifは、後段の中間周波回路（図示せ
ず）に供給される。
ここで注目すべきは、混合回路１３、アンプ１
６に、第２図に示す如き容量分C12，C13，C14，
C15が介在するにもかかわらず、RF回路の出力信
号f0の局部発振回路１４への漏れ込みが阻止され
ることである。
６に、第２図に示す如き容量分C12，C13，C14，
C15が介在するにもかかわらず、RF回路の出力信
号f0の局部発振回路１４への漏れ込みが阻止され
ることである。
この回路動作を第３図を参照して、更に詳述す
る。
る。
混合回路１３において、トランジスタQ11，
Q12は第１の差動増幅器（下段増幅器）を構成す
る。抵抗R21はバランス抵抗、抵抗R22，R23はエ
ミツタ抵抗である。そして、トランジスタQ11，
Q12のバイアス電圧は、抵抗R24，R25を介して供
給される基準電圧Vref11によつて規定される。
Q12は第１の差動増幅器（下段増幅器）を構成す
る。抵抗R21はバランス抵抗、抵抗R22，R23はエ
ミツタ抵抗である。そして、トランジスタQ11，
Q12のバイアス電圧は、抵抗R24，R25を介して供
給される基準電圧Vref11によつて規定される。
また、トランジスタQ13，Q14は第２の差動増
幅器を構成し、トランジスタQ15，Q16は第３の
差動増幅器（何れも上段増幅器）を構成する。そ
して、トランジスタQ13，Q14，Q15，Q16の各ベ
ース・エミツタ間に点線で図示した容量分が、第
２図に示す容量分C12，C13に相当する。
幅器を構成し、トランジスタQ15，Q16は第３の
差動増幅器（何れも上段増幅器）を構成する。そ
して、トランジスタQ13，Q14，Q15，Q16の各ベ
ース・エミツタ間に点線で図示した容量分が、第
２図に示す容量分C12，C13に相当する。
直流アンプ１６において、トランジスタQ17，
Q18は差動増幅器を構成する。トランジスタQ17，
Q18のベース・エミツタ間に点線で示した容量分
が、第２図に示す容量分C14，C15に相当する。ト
ランジスタQ19は、ベース電圧VBBによつて差動
増幅器を流れる電流を規定する。抵抗R26，R27
は負荷抵抗であり、CS11は定電流回路である。
Q18は差動増幅器を構成する。トランジスタQ17，
Q18のベース・エミツタ間に点線で示した容量分
が、第２図に示す容量分C14，C15に相当する。ト
ランジスタQ19は、ベース電圧VBBによつて差動
増幅器を流れる電流を規定する。抵抗R26，R27
は負荷抵抗であり、CS11は定電流回路である。
一方、反転アンプ１７は、定電流回路CS12、
差動対に接続されたトランジスタQ21，Q22によ
つて構成される。前記直流アンプ１６と反転アン
プ１７とは、ローカル信号fLが供給されたとき、
第２及び第３の差動増幅器を構成するトランジス
タQ13〜Q16のバイアス電圧を規定する。
差動対に接続されたトランジスタQ21，Q22によ
つて構成される。前記直流アンプ１６と反転アン
プ１７とは、ローカル信号fLが供給されたとき、
第２及び第３の差動増幅器を構成するトランジス
タQ13〜Q16のバイアス電圧を規定する。
すなわち、トランジスタQ23のベース・エミツ
タ間には、２番端子及び３番端子を介してコイル
L11、コンデンサC21，C22が接続され、これらが
局部発振回路１４を構成する。なお、エミツタ抵
抗R23は、エミツタに表われた信号をベースに正
帰還させるために設けられている。
タ間には、２番端子及び３番端子を介してコイル
L11、コンデンサC21，C22が接続され、これらが
局部発振回路１４を構成する。なお、エミツタ抵
抗R23は、エミツタに表われた信号をベースに正
帰還させるために設けられている。
ローカル信号fLは、エミツタフオロワ１５を構
成するトランジスタQ24のベースに供給される。
そして、エミツタ抵抗R29の電圧降下により前記
出力信号fL′が得られ、トランジスタQ17のベー
ス、言い換えれば直流アンプ１６の正相入力端子
（＋）に供給される。出力信号fL′のレベル変化に
よつて、トランジスタQ17，Q18を流れる電流I17，
I18の電流量が制御される。抵抗R26，R27は、電
流−電圧変換動作を行うが、その電圧変化はトラ
ンジスタQ21，Q22、更に抵抗R13、ダイオード
D1，D2によつて、出力電圧Vputに変換される。
すなわち、トランジスタQ18のベース電圧は、ト
ランジスタQ17〜Q23の２段直流負帰還動作によ
つて、トランジスタQ17のベース電圧、言い換え
ればトランジスタQ24のエミツタ電位に等しくな
る。
成するトランジスタQ24のベースに供給される。
そして、エミツタ抵抗R29の電圧降下により前記
出力信号fL′が得られ、トランジスタQ17のベー
ス、言い換えれば直流アンプ１６の正相入力端子
（＋）に供給される。出力信号fL′のレベル変化に
よつて、トランジスタQ17，Q18を流れる電流I17，
I18の電流量が制御される。抵抗R26，R27は、電
流−電圧変換動作を行うが、その電圧変化はトラ
ンジスタQ21，Q22、更に抵抗R13、ダイオード
D1，D2によつて、出力電圧Vputに変換される。
すなわち、トランジスタQ18のベース電圧は、ト
ランジスタQ17〜Q23の２段直流負帰還動作によ
つて、トランジスタQ17のベース電圧、言い換え
ればトランジスタQ24のエミツタ電位に等しくな
る。
ここで、トランジスタQ17，Q18のコレクタ電
圧についてみると、VBB−R26（R27）・I17（I18）に
設定される。この電圧は、直流分に出力信号
fL′（交流分）が重畳したものであり、前記トラン
ジスタQ13〜Q16にバイアス電圧とローカル信号fL
とを供給することになる。従つて、トランジスタ
Q13〜Q16に、特にバイアス電圧を供給する必要
はなく、第１図について述べた抵抗R7，R8、基
準電圧Vref2は不要である。そして、トランジス
タQ13〜Q16間にDCオフセツトが発生しない。
圧についてみると、VBB−R26（R27）・I17（I18）に
設定される。この電圧は、直流分に出力信号
fL′（交流分）が重畳したものであり、前記トラン
ジスタQ13〜Q16にバイアス電圧とローカル信号fL
とを供給することになる。従つて、トランジスタ
Q13〜Q16に、特にバイアス電圧を供給する必要
はなく、第１図について述べた抵抗R7，R8、基
準電圧Vref2は不要である。そして、トランジス
タQ13〜Q16間にDCオフセツトが発生しない。
以上の如くにして、混合回路１３にRF回路の
出力信号f0とローカル信号fLとが供給される。こ
の際、出力信号f0は容量分C12，C13を介して局部
発振器１４側へ漏れ込もうとする。しかしなが
ら、アンプ１６があるためにそのもれこみは阻止
される。さらに局部発振回路１４とアンプ１６と
の間には、出力側からみて高インピーダンスのエ
ミツタフオロワ１５（トランジスタQ24）が設け
られており寄生容量C14，C15を介して、漏れこむ
f0成分もここで完全に阻止される。このように前
記出力信号f0の局部発振回路１４への漏れ込み
は、完全に阻止されることになる。
出力信号f0とローカル信号fLとが供給される。こ
の際、出力信号f0は容量分C12，C13を介して局部
発振器１４側へ漏れ込もうとする。しかしなが
ら、アンプ１６があるためにそのもれこみは阻止
される。さらに局部発振回路１４とアンプ１６と
の間には、出力側からみて高インピーダンスのエ
ミツタフオロワ１５（トランジスタQ24）が設け
られており寄生容量C14，C15を介して、漏れこむ
f0成分もここで完全に阻止される。このように前
記出力信号f0の局部発振回路１４への漏れ込み
は、完全に阻止されることになる。
故に、前記回路構成の受信機においては、局部
発振回路１４の発振動作がRF回路１２の出力信
号f0に影響されることがなく、極めて安定したロ
ーカル信号fLを得ることができる。
発振回路１４の発振動作がRF回路１２の出力信
号f0に影響されることがなく、極めて安定したロ
ーカル信号fLを得ることができる。
なお、４番端子には＋VCC電源が供給され、５
番端子には共振コイルL12を介して＋VCC電源が
供給される。混合回路１３において、トランジス
タQ11，Q12は、第１図に示す前記トランジスタ
Q1，Q2と同様に動作する。そして、トランジス
タQ13，Q14は前記トランジスタQ3，Q4と同様に
動作し、トランジスタQ15，Q16は前記トランジ
スタQ5，Q6と同様に動作する。コイルL12のイン
ダクタンスは、周波数10.7MHzに対しインピーダ
ンスが最大値になる値に設定されている。従つ
て、出力信号f0及び出力信号V0，V0′の極性によ
つて、トランジスタQ14，Q16が動作状態にある
とき、中心周波数が10.7MHzで出力信号f0と出力
信号V0，V0′とが混合された中間周波信号Ifが、
トランジスタQ14，Q16のコレクタから得られる。
中間周波信号Ifは、後段の中間周波増幅回路（図
示せず）に供給される。
番端子には共振コイルL12を介して＋VCC電源が
供給される。混合回路１３において、トランジス
タQ11，Q12は、第１図に示す前記トランジスタ
Q1，Q2と同様に動作する。そして、トランジス
タQ13，Q14は前記トランジスタQ3，Q4と同様に
動作し、トランジスタQ15，Q16は前記トランジ
スタQ5，Q6と同様に動作する。コイルL12のイン
ダクタンスは、周波数10.7MHzに対しインピーダ
ンスが最大値になる値に設定されている。従つ
て、出力信号f0及び出力信号V0，V0′の極性によ
つて、トランジスタQ14，Q16が動作状態にある
とき、中心周波数が10.7MHzで出力信号f0と出力
信号V0，V0′とが混合された中間周波信号Ifが、
トランジスタQ14，Q16のコレクタから得られる。
中間周波信号Ifは、後段の中間周波増幅回路（図
示せず）に供給される。
(1) 受信機のフロントエンドにおいて、ローカル
信号を発振する局部発振回路と混合回路との間
にエミツタフオロワ回路を設け、高周波増幅回
路の出力信号が混合回路から局部発振回路へ漏
れ込むことを阻止することにより、局部発振回
路の発振動作を安定化する、という本発明の目
的を達成することができる。
信号を発振する局部発振回路と混合回路との間
にエミツタフオロワ回路を設け、高周波増幅回
路の出力信号が混合回路から局部発振回路へ漏
れ込むことを阻止することにより、局部発振回
路の発振動作を安定化する、という本発明の目
的を達成することができる。
(2) ローカル信号を発振する局部発振回路と混合
回路との間に、前記エミツタフオロワ回路とと
もに直流アンプ、反転アンプを設け、直流アン
プの出力信号にもとづき混合回路の一部を構成
する上段差動増幅器にバイアス電圧及びローカ
ル信号を供給することにより、上段差動増幅器
における直流オフセツト電圧の発生を防止す
る、という効果が得られる。
回路との間に、前記エミツタフオロワ回路とと
もに直流アンプ、反転アンプを設け、直流アン
プの出力信号にもとづき混合回路の一部を構成
する上段差動増幅器にバイアス電圧及びローカ
ル信号を供給することにより、上段差動増幅器
における直流オフセツト電圧の発生を防止す
る、という効果が得られる。
以上に、本発明者によつてなされた発明をその
実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は
前記実施例に限定されるものではなく、その要旨
を逸脱しない範囲で種々変形可能であることはい
うまでもない。
実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は
前記実施例に限定されるものではなく、その要旨
を逸脱しない範囲で種々変形可能であることはい
うまでもない。
例えば、トランジスタQ11，Q12のエミツタは、
定電流回路を介して接地するようにしてもよい。
また、局部発振回路１４は、電圧容量変換素子を
具備する発振回路に代えてもよい。
定電流回路を介して接地するようにしてもよい。
また、局部発振回路１４は、電圧容量変換素子を
具備する発振回路に代えてもよい。
以上の説明では、主として本発明者によつてな
された発明をその背景となつた利用分野である
FM受信機に適用した場合について説明したが、
それに限定されるものではない。
された発明をその背景となつた利用分野である
FM受信機に適用した場合について説明したが、
それに限定されるものではない。
例えば、AM受信機のフロントエンドに適用す
ることができる。
ることができる。
また、テレビジヨン受信機のチユーナ部に適用
することもできる。
することもできる。
更に、高周波信号を使用する通信機、コンバー
タ等にも適用することができる。
タ等にも適用することができる。
第１図は本願発明に先立つて検討された受信機
のフロントエンドの回路図、第２図は本発明の一
実施例を示すFM受信機のフロントエンドのブロ
ツクダイアグラム、第３図は第２図に示すFM受
信機のフロントエンドにおける詳細な回路構成を
示す回路図である。 １２……RF回路、１３……混合回路、１４…
…局部発振回路、１５……エミツタフオロワ回
路、１６……直流アンプ、１７……反転アンプ、
Q11，Q12，Q13，Q14，Q15，Q16，Q17，Q18，
Q19，Q21，Q22，Q23，Q24……トランジスタ、
C12，C13，C14，C15……容量分、L11，L12……コ
イル、C21，C22……コンデンサ、Vref11……基準
電圧、fi……受信信号、f0……出力信号（高周波
信号）、fL，fL′……ローカル信号、V0，V0′……出
力信号。
のフロントエンドの回路図、第２図は本発明の一
実施例を示すFM受信機のフロントエンドのブロ
ツクダイアグラム、第３図は第２図に示すFM受
信機のフロントエンドにおける詳細な回路構成を
示す回路図である。 １２……RF回路、１３……混合回路、１４…
…局部発振回路、１５……エミツタフオロワ回
路、１６……直流アンプ、１７……反転アンプ、
Q11，Q12，Q13，Q14，Q15，Q16，Q17，Q18，
Q19，Q21，Q22，Q23，Q24……トランジスタ、
C12，C13，C14，C15……容量分、L11，L12……コ
イル、C21，C22……コンデンサ、Vref11……基準
電圧、fi……受信信号、f0……出力信号（高周波
信号）、fL，fL′……ローカル信号、V0，V0′……出
力信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高周波増幅回路の出力信号を差動型混合回路
の一方の差動増幅回路に供給し、 局部発振回路の出力信号を低出力インピーダン
ス回路を介して第１の差動増幅回路に供給し、か
つ該第１の差動増幅回路の両出力信号を上記差動
型混合回路の他方の差動増幅回路の両入力にそれ
ぞれ直接入力すると共に、上記第１の差動増幅回
路の両出力を第２の差動増幅回路の両入力にそれ
ぞれ供給し、該第２の差動増幅回路の出力を上記
第１の差動増幅回路の入力に直流負帰還すること
により、上記混合回路のDCオフセツトを低減す
ると共に、上記高周波増幅回路の出力信号の局部
発振回路への漏れ込みを阻止することを特徴とす
る受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP721784A JPS60152135A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP721784A JPS60152135A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60152135A JPS60152135A (ja) | 1985-08-10 |
| JPH0439245B2 true JPH0439245B2 (ja) | 1992-06-29 |
Family
ID=11659826
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP721784A Granted JPS60152135A (ja) | 1984-01-20 | 1984-01-20 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60152135A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0413858Y2 (ja) * | 1985-01-16 | 1992-03-30 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54109388A (en) * | 1978-02-15 | 1979-08-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Semiconductor integrated circuit |
-
1984
- 1984-01-20 JP JP721784A patent/JPS60152135A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60152135A (ja) | 1985-08-10 |
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