JPH0440008A

JPH0440008A - 電気信号のためのバンドパスおよびバンド消去フィルタネットワーク

Info

Publication number: JPH0440008A
Application number: JP2293475A
Authority: JP
Inventors: Ricardo R Lopez; リカルド　レオリド　ロペズ; Jose L C Garcia; ホセ　ルイス　カルモナ　ガルシア; Emilio D Follente; エミリオ　デイエズ　フォレンテ
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-06-06
Filing date: 1990-10-30
Publication date: 1992-02-10
Also published as: PT95378A; EP0460333A1; US5132647A; IE903513A1; ES2021547A6

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は、効率よく選択しかつ効率良く調整すること
が可能な、電気信号のためのバンドパスおよび／または
バンド消去ネットワークに関する。

このような選択能力は通常、実現および調整工程か面倒
なより複雑な装置においてのみ存在するものである。

（発明か解決しようとする問題点および作用）従って本
発明は、周波数応答に関して同様の結果を得る事ができ
る他の装置に比へて、周波数フィルタリング工程を向上
し、完成させ、同時に簡単化するものである。

本発明は、さらに、バンドパスおよびバンド消去フィル
タの両者に対して不適切な周波数に対する高い対抗性を
持ったフィルタネットワークに関するもので、このネッ
トワークは不適当な周波数を理論上それらかフィルタの
出力部に達した時実質的にその周波数に関して出力を持
たないようにキャンセルするべく作用する、逆位相効果
によって達成される。この発明の上記の特徴に関しては
、後に詳述する。

この周波数フィルタネットワークは、Ｌ、Ｆ。

からＳ、Ｈ，Ｆ　　への応用に対して利用されるか、こ
の特性およびサイズは特にＶ、Ｈ，Ｆ、およびＵ、Ｈ，
Ｆ、バンドにおける応用に対して適している。

フィルタ装置は現在では、ある特定の周波数領域に含ま
れる情報を選択して得ることか必要な他のすへてのシス
テムと同様に、すべての伝送、遠隔配電、ラジオ放送、
およびラジオ中継システムにおいて使用されている。本
発明も、これらのシステム全てにおいて使用される。

ある特定のバンド領域を除いた全周波数を処理すること
か必要な場合には、バンドトラップあるいは消去フィル
タか使用される。この両者の場合において、本発明は、
選択性のみならず、強度に関係なく不適切な周波数を除
去することに対して顕著な効果を有する。

したかって、本発明の目的は、ある与えられた時間にお
いて周波数を適切に選択しかつフィルタする一方、フィ
ルタの入力部では存在するか不必要である、不適切な周
波数（干渉、システムによって形成される不適切な相互
変調効果、等）あるいは、システムの一回を形成するか
しかし特定の瞬間においては必要のない周波数（周波数
多重信号等）を拒絶することか可能な、フィルタ装置を
提供することである。

このシステムのさらに他の効果は、このシステムによっ
て干渉あるいは不適切な周波数に対する高レベルの保護
か可能である、と言う点にある。

本発明のその他の目的、および応用は以下に記載する詳
細な説明から明らかである。しかしながら、そこに記載
されている説明および実施例は、好ましい事例を単に一
例として説明したものに過ぎない。この記載内容を実施
するにあたって、当業者であれば、この発明の範囲内で
変更あるいは修正を容易に行う事か可能である。

詳細な説明に移る前に、この明細書中に記載されている
装置は、次の主要な３つの効果に基づいている事を指摘
しておく必要がある。すなわち、変換効果。これは、装
置の入力部に存在する、非対称なインピーダンスを有す
る信号を、対称なあるいは平衡インピーダンスに変換す
る効果である。

電磁共鳴効果。これは装置の各ブランチに存在するイン
ピーダンスを周波数に基づいて変化させるものである。

逆位相効果。これによって出力をある特定の周波数に対
して、各平衡ブランチを介して流れる信号中の差に依存
させるものである。

上記変換効果は、この効果かアース（ｍａｓｓ）あるい
はゼロを基準とする２個の平衡ブランチを生じる結果と
なるすべての装置に存在する。

共鳴効果は、使用された装置か印加された周波数に基づ
いて高度にインビーダンスゲレイドを変化させることが
可能な場合、常に存在する。

逆位相効果は、使用された装置が２個の信号間で位相を
逆転させる場合に、常に存在するものと考えられる。

以下の説明中に示されるように、これら３つの効果はこ
の発明の基礎を成す物であり、したかってこの発明の重
要な部分を構成する。

この明細書中に詳述されていないがしかし同様の方針に
添いかつ同様の結果を生じるような、上記各効果の全組
合せは、この発明のさらに他の特徴であると考えられる
。これらは、方法と特徴に関する無数の可能性の一回分
を単に一例としてしか示すことか出来ないのでこの明細
書中には記載されていない。

この発明の作用を明確にするために、以下に図面を参照
して詳細に説明する。なおこれらの図面は単に一例とし
て提供されているものであって、上記発明の全範囲を表
すものではない。

（実施例）第１図を参照して上記の特徴を有するフィルタネットワ
ークを説明し、さらにその動作を詳細に説明する。この
図は逆位相出力を有する平衡回路を示す。

八に出現する■１信号は変圧器ＴＩの１次側を刺激し、
この変圧器に２次電流を誘起して、変圧器Ｔ２の１次側
のコイルＬａおよびＬｂにＢＣおよびＤＥブランチを介
して対称な１次電流を発生させる。Ｔ２の２次側を形成
するコイルＬａおよびＬｂは同一のものであり、接地さ
れた中心点に関して逆位相となっていると言う事実から
、Ｔ２の２次側はＬａおよびＬｂ倍信号位相を逆にして
受信し、その結果電界の打ち消しか起こり、■０の値か
Ｏとなる。この場合の打ち消しくキャンセル）効果は、
回路の入力部すなわちＡに印加される周波数に係わらず
、明らかである。変圧器Ｔ１およびＴ２は広いバンドを
有している。

第２図において、共振回路ＬＣは回路の平衡ブランチの
一つＢ−Ｃに結合されていて、コイルＬ１とＣＩから構
成されている。このネットワークにおいて、Ｂ−Ｃブラ
ンチはインピーダンスのレベルを示すもので、このイン
ピーダンスは理論的にはこのネットワークの共振周波数
においてアースに対しＯの値を存しており、反対にこの
周波数はＤ−Ｅブランチではアースに吸収されずこの周
波数に対するＬｂボビンインピーダンスを形成する。従
って、ＬｌおよびＣ１ネットワークの共振周波数によっ
て分離された全ての周波数は、上記の結果に基ついてＴ
２変圧器において打ち消される。しかしながら接続され
たネットワークの共振周波数の場合にはその様なことは
起こらない。これは、次のような理由による。すなわち
、Ｂ−Ｃブランチかアースに接続されているため、トラ
ンスの一次側の対応するコイルを刺激することかできず
、したかってこの共振周波数は、全エネルギーかＤ−Ｅ
ブランチとコイルＬｂによって受信されるか、一方Ｔ２
の２次側では、Ｌｌ、ＣＩ共振周波数に相当する信号お
よびそれに近い信号はＢ−Ｃブランチに接続されたＬｌ
、ＣＩ共振回路ののＱ値に大かれ少なかれ依存している
ために上記共振周波数はキャンセルされないからである
。

原理的には上記の回路は直列のＬＣフィルタと同様の働
きをするものと予想されるが、この回路は実際には、振
幅／周波数応答曲線において、変圧器Ｔ２の１次の側の
コイルＬａとＬｂ間の相互作用に応じて、速やかに０方
向に向かう漸近線的な勾配を生じる効果を生む。この装
置はより大きなＱ値をもつ並列ＬＣ回路として作動する
。

回路の入力周波数がＬｌ、Ｃｌネットワークに対して共
振している場合、アースに対してＢ−Ｃブランチに出現
するインピーダンスは、理論的にはＯであり（コイルＬ
１のオーム抵抗を無視して）、さらに変圧器Ｔ２の１次
側のコイルＬａにおけるエネルギーはＯであるか、一方
変圧器Ｔ２の１次の側のコイルＬｂにおけるエネルギー
は最大となり、Ｖｏ比出力最大レベルとする。Ｌｌ。

ＣＩの共振周波数を離れるに伴って、Ｂ−Ｃブランチに
存在するアースに対するインピーダンスは共振回路Ｌｌ
、Ｃ１に応じて増加し、その結果変圧器Ｔ２の１次側の
コイルＬａにおけるエネルギーは増加するが、反対にＬ
ｂにおけるエネルギーは減少する。これら２個のエネル
ギー源は互いに反対の位相を有していると言う事実によ
って、出力部に存在するエネルギーは別個にＬｌ、Ｃｌ
ネットワークに存在するエネルギーよりも早く０に向か
う。この時、振幅／周波数の応答曲線かＯにむかってよ
り急速に移行すること（即ち大きな勾配を有して）か観
測され、このことは、この方法によってより大きなＱ値
を有する回路を得る事と同じ意味を持っている。

第１２図は共振回路Ｌ１．Ｃ１の振幅／周波数特性（Ｌ
Ｃとして示す）と第２図に示す共振回路の振幅／周波数
特性（Ｖｏで示す）を示している。

第３図は、コイルＬ２とコンデンサＣ２からなる第２の
ネットワークかＤ−Ｅブランチにおいてり、　　Ｃ結合
された回路を示している。共振ネットワークＬ１．Ｃ１
とＬ２．Ｃ２が同じものであり、かつ同じ周波数に対し
て同じ共振現象を示す場合、平衡ブランチＢ−ＣとＤ−
Ｅはこの共通の共振周波数から分離された周波数に対し
てはＬａとＬｂに相当するインピーダンスを形成するか
、しかしこれらのコイルは同しものでしかも位相が反対
であるため、電界は打ち消されその結果ＶＯにおける出
力はＯとなる。

Ｌｌ、ＣＩとＬ２．Ｃ２間の相互の影響はそのかなりの
部分かＴ１とＴ２によって打ち消され、各ネットワーク
間で相互作用しないことか観測され、このことか減衰／
周波数応答曲線が互いに影響し合う事なく独立であるこ
との一つの原因であり、その結果１つの通過帯域におい
て、あるいは特定の減衰周波数帯域において、装置の調
整を容易にしている。このようにして、この発明の１つ
の目的すなわち調整の容易性か達成される。

ネットワークＬｌ、Ｃ１とＬ２．Ｃ２の共振周波数が異
なる場合、出力部において２個の共振回路（第１４図を
参照）に対応して２種類の応答か得られるか、しかし、
これらの周波数が個々の応答か重なりを持つように互い
に充分近接していれば、その応答は第１５図に示す囲ま
れた部分となる。

この２個の重畳する応答は位相か反対の状態にあるが、
振幅／周波数に関する応答曲線の勾配は、各ネットワー
クＬｌ、Ｃ１とＬ２．Ｃ２の別個の振幅／周波数応答に
おけるピークあるいは重畳のレベルに関して打ち消され
る（第１６図参照）。

それぞれの変換関数のベクトル合計に基づいて、大きな
位相差をもつ角度か、重畳部分の周波数間で形成される
。なおこれらの変換関数は１８０度の相対位相差を与え
、それによって結果的な伝達関数率（Ｈｌ（＋ｄＢＩＵ
Ｓｃ）ｆ　ｊｒａｎｓｆｅｒ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）はす
へての場合において別のり、　Ｃネットワークの（ずれ
の伝達関数率よりも小さいかあるいはこれに等しくなり
、その結果重畳部分か非常にはっきりしており、かつ曲
線凸部を含んでいる場合、応答において大きな減衰を生
じる。しかしなから、重畳分か小さくかつ応答曲線の凸
部か離れている場合、振幅／周波数曲線の結果的な応答
の範囲は大きくなり、逆位相効果に基づいて非常に顕著
な勾配を有するようになる。一方、従来の２段同調回路
（第４図ａ、　　ｂに示す）においては、共振周波数に
近い周波数に対する伝達関数の差は小さな位相差を持っ
た角度を形成し、それによって結果的な伝達関数率（ｍ
ｏｄｕｌｕｓ）はいかなる伝達関数の率よりも大きいか
あるいは等しくなる。なおこのことは、この場合異なる
ネットワークの両方の共振応答間で結合が強くなればな
る程、その結果としての振幅／周波数応答は大きくなる
が、しかしこの応答の勾配はあまり顕著なものではない
（第１１図参照）、と言うことを意味している。このよ
うにして、この発明に利用される逆位相効果により、他
の従来の装置に比べて同じ結合および減衰能力に対する
選択性が向上する。

さらに、両ネットワークの共振周波数から分離されかつ
それぞれの振幅／周波数応答に於ける漸近線領域に存在
する周波数に対して、これらの異なるネットワークの変
換特性における差は非常に小さく、さらに変圧器Ｔ２の
２次側を逆位相にすなわちそれらの相対的な差か１８０
度の大きさであるように刺激する場合、かつ同様の自体
かほとんど同一の伝達率に関して起こるので、その結果
は非常に小さく殆ど０であり、さらに全ての場合２段同
調装置におけるよりもより素早く０に向かって変化する
（第１８図参照）。したかって、バンドパス以外の周波
数に対するハイレベルの減衰に加えて、非常に高いレベ
ルの干渉あるいはバンドパスに近い不適切な周波数に対
するハイレベルの保護機構を持った装置を提供すること
は、非常に効果的である。

上述したように、この装置の上記説明および基礎的な回
路は、単に一例として挙げたものであり、したかってと
の様な意味においてもこの発明の範囲を限定するもので
はない。

この装置では、本発明の前記原理に基づいて、同一であ
るが一回の成分値に関して僅かな違いを有する２個の共
振ネットワークにおいて、別の周波数ではあるか他のブ
ランチに結合されたネットワークの共振周波数に近い周
波数で共振を起こすものについて説明されている。

この装置の他の特徴によって、２個かそれ以上の共振回
路ＬＣをそのブランチに結合することにより、非常に狭
くかつ大きな勾配を有する振幅／周波数応答曲線を得る
ことか可能であり、その結果選択能力を向上することか
できる。

さらに別の特徴によって、周波数応答においてゼロ伝送
（ｚｅｒｏ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）が可能となる
。この点に関しては、第３図に示すように２個の共振ネ
ットワークを有する装置を示すことができる。

この装置に関して、ゼロ伝送を達成するために次の２つ
の方法か考えられる：１、　２つのネットワークは異なった周波数で共振し、
したかって第１５図に示すように各周波数応答の重畳部
分が存在する。もし、−個の平衡ブランチのレベルが他
のブランチのレベルに対して変化すれば、各応答曲線の
漸近線降下は０点において交差する（第１９図参照）。

この交点において、各伝達関数率は同一であるか反対で
あり、その結実装置の出力部での応答曲線において０の
値を取る。

２　上記のように、共振周波数に関して異なる値を有す
る２個の共振ネットワークにおいて、もしこれらのネッ
トワークのＱ値か同じでない場合は、両ネットワークの
応答曲線は０点で交差する（第２０図参照）。上述の説
明のように、結果的な応答においてＯ伝送を形成し、位
相が反対の各ブランチの個々の伝達関数率か同しである
ことを示し、上記交差か形成される周波数に関して０の
結果を与える。振幅に差かある、各ブランチの共振ネッ
トワークのＱ値において、差か顕著である場合は、２個
の交点か対応する漸近線中に形成され、そのため結果的
な振幅／周波数応答曲線において２度０伝送を生しる。

この発明の上記の特徴は、周波数ダイプレクサシステム
の場合のように、装置の応答パスハント以外ではあるか
しかしそれに近い特定の周波数を特に減衰させる必要か
ある重要な応用事例に対し、非常に存用である。

この発明の詳細な説明を続ける前に、まずこのフィルタ
ネットワークの主要な特徴を示す第５図のブロック図を
参照する。

このネットワークは、インピーダンスを変換しフィルタ
によって受信される信号（Ｖ）を対称化するための入力
回路１を備え、出力部で２個の平衡ブランチＢＣとＤＥ
において１８０度の位相差を持つ信号を得る。周波数Ｌ
Ｃに従うインピーダンスを有する平衡ブランチに回路が
結合されている。この２個のブランチを介して流れる信
号は結合あるいは合流回路２において組み合わされ、そ
の結果出力部において信号ｖＯを得る。

第６図に、この発明のフィルタネットワークの他の特徴
を示す。この図は並列共振回路と共に、高インピーダン
スに結合されたフィルタネットワーク回路を示している
。この装置では、位相差および入力信号の平衡化は、変
圧器Ｔにおいて実行される。並列ネットワークＬ１．Ｃ
１とＬ２．Ｃ２は周波数に応じて特定のインピーダンス
を示し、理論的には共振周波数に対して無限のインピー
ダンスを与える。Ｃを介して両ブランチを流れる信号は
、位相を逆にして点Ａにおいて出会い、Ｖｏ出力部の信
号を形成する。ネットワークＬｌ。

Ｃ１とＬ２．Ｃ２か異なる共振周波数を有している場合
、その結果は第３図において観察されるものと同一とな
る。この回路によって達成される結果は、バンドパスフ
ィルタによって得られる結果と類似している。

第７図に他の特徴を示す。これは、並列共振回路と共に
、低インピーダンスに結合された回路を示している。こ
の回路によって達成される結果は、第６図の回路から得
られる結果と類似しており、バンドパスフィルタとして
用いられる。この場合、コイルＬ１とＬ２の影響は第６
図に示す回路の場合よりも小さい。

第８図は、さらに他の特徴を示すもので、この場合は同
調共振回路に反位相結合（ｄｅｐｈａｓｅｄｃｏｕｐｌ
ｉｎｇ）　Ｌ／たネットワークを示している。ＬｌとＬ
２コイルは位相が逆である。この回路によって、ネット
ワークＬｌ、ＣＩとＬ２．Ｃ２かネットワークＬｌ、Ｃ
１とＬ２．Ｃ２の共振周波数の半相違状態（ｓｅｍｉｄ
ｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）において中心を持つ異なる周波数
において共振する場合、周波数曲線の応答の７字形のカ
ーブに関して、相当の向上が見られる。この回路によっ
て達成される結果は、結合がバスコンデンサＣを介して
交流的に実行されるバンドパスフィルタから得られる結
果と同しである。

第９図に他の特徴を示す。この回路は第８図に示す回路
と類似したものであり、反位相共振回路（ｄｅｐｈａｓ
ｉｎｇ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｃｉｒｃｕｉｔ）によって
結合されたネットワークと変圧器Ｔを介する出力部結合
子とから構成されている。コイルＬｌとＬ２が逆位相で
ある場合は、変圧器Ｔの１次側のコイルＬａとＬｂは同
位相である。この回路によって達成される結果は、第８
図によるものと同じであり、さらに第８図の回路を僅か
に変更したものに過ぎないので、バンドパスフィルタと
類似している。

第１０図に他の特徴を示す。これは基本的な装置を示し
、狭いバンドトラップフィルタの特徴を説明している。

この場合、変圧器Ｔ１のコイルＬａとＬｂの位置決め、
および変圧器Ｔ２の１次側のコイルＬｃとＬｄの位置決
めによって、バンドトラップ機能を有するフィルタを得
ることかできる。直列接続のネットワークＬｌ、ｃｉと
Ｌ２゜Ｃ２は両平衡ブランチに結合された共振回路であ
る。これらのネットワークの共振周波数は、高いＱ値を
有するバンドパストラップフィルタから得られるのと同
様の結果を得るために殆と同し構成を取る。

第１１図はさらに他の特徴を示すもので、各平衡ブラン
チＬｌ、ＣＩ−Ｌ２．Ｃ２−Ｌ３．Ｃ３およびＬ４．Ｃ
４において２重共振回路を有する点て異なるか、その他
は基本回路に類似した回路を示している。このようにし
て、バント幅か狭いフィルタを得ることかできる。平衡
ブランチ共振回路の数を増やすことによって、あるいは
第２１図に示すように、対称の取れた入力部あるいは出
力回路において共振要素を導入することによって、狭い
バンドを処理することかできることは明らかである。さ
らに、ＣＩ、Ｃ２と対応するセクションＬｌ、Ｌ２か対
称の取れた入力回路を形成し、Ｃ３とＣ４かＬｌとＬ２
において共振しかつ周波数に応じて変化するインピーダ
ンス回路を構成するような回路を示している。Ｌ３出力
部において、それはＣ５とともに共振し、出力は回路の
Ｑ値とし、使用する回路への適応性を向上するためのタ
ッピング処理によって影響を受ける。

最後に、上記多（の場合において完全に対称性が存在す
るため、回路の構成によって、両方向に機能すること、
即ちＶがＶｏになること、か可能であることか分かる。

この発明から実際に考えられる組合せの形状および変形
はほんの一回分につき記載した。しかしながら、記載内
容はこの発明の性質および主目的を明確に示す為には充
分であるが、一方で主な物理的特性を組み合わせた効果
のみを示している。

従って、この明細書中に概略を示したものから得られる
特徴を省略することは、どの様な意味においてもこの発
明を限定するものではない。それらか同じ原理に基づい
ている限り、それ全体でこの記載の範囲内に含まれるも
のと見做される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の１効果を示す図であって、逆位相の
出力を有する単純な平衡回路を示す図であり、第２図は
ｌブランチに結合された共振回路ＬＣを有する平衡回路
を示し、この発明によってカバーされる２個の効果の組
合せを説明する為の図であり、第３図はそれ自体でこの
発明の一回である回路を示し、この発明の主目的である
３個の効果の組合せを説明する為の図であり、第４図は
２段同調部を有するフィルタ回路を示し、当該の装置を
より良（理解するために提供する図てあり、第５図はこ
の装置の基本的なブロック回路を示す図であり、第６図
は並列共振ネットワークを有しかつ高インピーダンス結
合を有する可能な〕７ｒルタ回路を示す図であり、第７
図は並列共振ネットワークを有しかつ低インピーダンス
結合を有する可能なフィルタ回路を示す図であり、第８
図は同調入力を有しかつ低インピーダンス結合に結合さ
れた並列共振ネットワークを有する可能なフィルタ回路
を示す図であり、第９図は同調入力と並列共振ネットワ
ークとさらに変圧器を介したアダプタ出力回路とを有す
る可能なフィルタ回路を示す図であり、第１０図は非常
に狭いバンドのためのバンドトラップフィルタに等価な
可能な基礎的フィルタネットワークを示す図であり、第
１１図は入力部における反位相変圧器／アダプタと、低
インピーダンスに結合された並列回路Ｌａによって形成
される同調ネットワークと、同調アダプタ出力部とを有
する可能なフィルタ回路を示す図であり、第１２図は第
２図に示すＢＣブランチに結合された個々の直列ネット
ワーク（ＬＣ）の振幅／周波数応答であって、逆位相効
果によってＶｏ出力部に得られた振幅／周波数応答を示
す図であり、第１３図は前記ブランチに結合された共振
ネットワークＬＣか同一てかつ同一周波数において共振
する場合に第３図に示す基礎回路において形成されるキ
ャンセル効果を示す図であり、第１４図はブランチに結
合されたＬＣネットワークか別個の共振周波数ｆ１とｆ
２を有する場合に第３図に示した基礎回路において生じ
る応答を示す図であり、第１５図は第３図に示した基礎
回路のブランチに結合されたネットワークに関する２個
の別個の曲線を示す図であって、この場合共振周波数ｆ
１とｆ２は互いに接近し重複していることを説明するた
めの図であり、第１６図は第３図に示す基礎回路の■○
において生じる応答を示す図であって、各ブランチのネ
ットワークＬＣの共振周波数か異なっているけれども互
いに接近している場合に、この図に示すバンド幅と強度
の勾配は逆位相効果の存在を表していることを説明する
ための図であり、第１７図は第４図に示す２重同調ステ
ップ回路において生じる応答を示す図であり、第１８図
は第３図に示す回路に関係する個々のネットワーク（Ｌ
ｌ、ＣＩおよびＬ２．Ｃ２）応答の漸近線部分とＶｏに
生じる応答の漸近線部分とを示す図てあり、この場合２
個のネットワークの応答周波数は異なるかしかし接近し
ており、またその結果の応答は他の異なる２個の応答よ
りも素早くセロに向かって減少する事を示す図であり、
第１９図はブランチの１個の振幅か他のものよりも小さ
くそのためにゼロ伝送か形成される場合、あるいは別々
のＬＣネットワーク応答の漸近線が交差する周波数にお
いて各回路ブランチに結合されている場合に、第３図に
示す基本回路に生じる応答を示す図であり、第２０図は
、各ブランチに結合された共振回路Ｌｌ、Ｌ２とＣ１，
Ｃ２におけるＱ値が異なり、その結果ゼロ伝送が形成さ
れる場合、あるいは別々のＬＣネットワーク応答の漸近
線か交差する周波数においてこれらが回路の各ブランチ
に結合されている場合、第３図に示す基本回路に生じる
応答を示す図であり、および第２１図は共振要素か対称
性を有する入力あるいは出力回路に導入されている、可
能なネットワークを示す図である。Ｔｌ、Ｔ２・・・変圧器、ＢＣ，ＤＥ・・・ブランチ、Ｌｌ、Ｃ１・・・共振回路、Ｌａ、Ｌｂ・・・コイル、ｖｌ・・・入力信号、Ｖｏ・・・出力信号、１・・・入力回路、２−・・出力回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）平衡化されかつ特定の基準レベルに対して位相が
反対の信号を得るためのインピーダンス変換および対称
化回路と、周波数あるいは電磁気の共振回路に従ってイ
ンピーダンスを変化させるための回路と、対称なあるい
は位相が反対の信号を組合せるための回路とを備える、
電気信号のためのバンドパスおよび／またはバンド消去
フィルタネットワークであって、特定の基準レベルに対して対称な状態へインピーダンス
を変換するための能力を有する入力回路と、周波数に従
って変化するインピーダンス回路が結合された２個の対
称な延長ブランチと、さらにこの対称な延長ブランチの
ための結合／合流回路とを有し、したがって電気入力信
号は特定の基準レベルに関して対称とされ、その後延長
ブランチと可変インピーダンス回路によって結合回路ま
で駆動され、その結果出力において入力信号と類似の信
号、すなわちネットワーク構造および可変周波数回路に
従ってある周波数バンドを消去した信号を得ることを特
徴とする、バンドパスおよび／またはバンド消去フィル
タネットワーク。
（２）特定の基準レベルに対して非対称な状態から上記
同じ基準レベルに従った対称な状態へインピーダンス変
換し、２個の平衡化された信号を生じるための入力回路
を含むことを特徴とする、請求項１に記載のフィルタネ
ットワーク。
（３）特定の基準レベルに対して非対称な状態から上記
同じ基準レベルに従った対称な状態へインピーダンス変
換し、２個の平衡化されかつ位相が反対の信号を生じる
ための入力回路を含むことを特徴とする、請求項１に記
載のフィルタネットワーク。
（４）同調された１次側と、２つの平衡同調された２次
側と逆位相のコイルとを備える、同調変圧器を有する入
力回路を含むことを特徴とする、請求項１に記載のフィ
ルタネットワーク。
（５）バンドパスあるいはバンド消去能力を有するフィ
ルタ回路によって達成されるのと同じ結果を得るために
、同波数可変インピーダンスを供給する各ブランチにお
いて直列あるいは並列な回路ＬＣを含むことを特徴とす
る、請求項１に記載のフィルタネットワーク。
（６）共振回路の振幅／周波数応答における両側の勾配
が対称なインピーダンスから延びる各ブランチに同じ型
の少なくとも１つの共振回路を導入することによって増
大されていることを特徴とする、請求項１に記載のフィ
ルタネットワーク。
（７）異なる共振周波数と減衰を有する延長ブランチ上
に共振回路を配置することによって、少なくとも一回ゼ
ロ伝送を生じることを特徴とする請求項１に記載のフィ
ルタネットワーク。
（８）異なる共振周波数を有しかつ異なる大圧力比（ｓ
ｕｐｅｒｐｒｅｓｓｕｒｅ　ｒａｔｉｏ）Ｑを有する共
振回路を延長ブランチ上に配置することによって、少な
くとも一回ゼロ伝送を生じることを特徴とする、請求項
１に記載のフィルタネットワーク。
（９）共振回路の両側の勾配における上昇が、延長ブラ
ンチが結合され集結すべく出会う変圧器の一次側部分間
における相互作用によって生じるものであることを特徴
とする、請求項１に記載のフィルタネットワーク。