JPH0440089A - 磁気記録再生装置 - Google Patents
磁気記録再生装置Info
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- JPH0440089A JPH0440089A JP2146503A JP14650390A JPH0440089A JP H0440089 A JPH0440089 A JP H0440089A JP 2146503 A JP2146503 A JP 2146503A JP 14650390 A JP14650390 A JP 14650390A JP H0440089 A JPH0440089 A JP H0440089A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/87—Regeneration of colour television signals
- H04N9/89—Time-base error compensation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＨＤ Ｔ Ｖ （Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔ
ｉｏｎ Ｔｅ１ｅｖｉｓ ｉｏｎ ）信号などの広帯域
映像信号などを記録再生する磁気記録再生装置に関する
ものである。
ｉｏｎ Ｔｅ１ｅｖｉｓ ｉｏｎ ）信号などの広帯域
映像信号などを記録再生する磁気記録再生装置に関する
ものである。
従来、映像信号のＦＭ記録再生においては、映像信号位
相とＦＭキャリア位相との間には、相関関係は皆無であ
り、従ってＦＭ復調映像信号帯域内にＦＭキャリア下側
波帯の一部が僅かにリークしても、それがビート縞とな
って画面安定度を損なう原因になっている。つまり、所
謂ビート縞が流れる場合、ビート縞検出感度が高く、ビ
ート縞を発生させる原因である、リークしたＦＭキャリ
ア下側波帯の一部の振幅（ピークピーク値）は、映像信
号の振幅（ピークピーク値）の１／２００（０，５％、
−４６ｄＢ）程度でも検知でき、ホームビデオ用の許容
比は一３５ｄＢ前後と言われている。
相とＦＭキャリア位相との間には、相関関係は皆無であ
り、従ってＦＭ復調映像信号帯域内にＦＭキャリア下側
波帯の一部が僅かにリークしても、それがビート縞とな
って画面安定度を損なう原因になっている。つまり、所
謂ビート縞が流れる場合、ビート縞検出感度が高く、ビ
ート縞を発生させる原因である、リークしたＦＭキャリ
ア下側波帯の一部の振幅（ピークピーク値）は、映像信
号の振幅（ピークピーク値）の１／２００（０，５％、
−４６ｄＢ）程度でも検知でき、ホームビデオ用の許容
比は一３５ｄＢ前後と言われている。
ここで、第７図に基づいて、ＦＭキャリアの位相と水平
同期信号の位相との差が変動することによりビート縞が
発生することを以下に詳細に説明する。
同期信号の位相との差が変動することによりビート縞が
発生することを以下に詳細に説明する。
一般に、映像信号ｅ（ｔ）でキャリアをＦＭ変調すると
、次式で示すように、角周波数ω、おきに無限側の側波
帯が発生することが知られている。
、次式で示すように、角周波数ω、おきに無限側の側波
帯が発生することが知られている。
ｅ（ｔ）ｒｘ＝ＡＨΣＪ ｓ （ｍ） ｃｏｓ Ｃ（（
ＩＪ ｃ＋Ｎ ωｐ）＋α〕ただし、上式において、Ｊ
Ｎ（ｍ）は第１種ベッセル関数、ω、は映像信号の角周
波数、ω０はＦＭキャリアの角周波数、αは水平同期パ
ルスの前縁または後縁を基準としてＦＭキャリア（周波
数）信号の位相を測定した値、Ｎは−ωから＋ωの整数
を意味している。
ＩＪ ｃ＋Ｎ ωｐ）＋α〕ただし、上式において、Ｊ
Ｎ（ｍ）は第１種ベッセル関数、ω、は映像信号の角周
波数、ω０はＦＭキャリアの角周波数、αは水平同期パ
ルスの前縁または後縁を基準としてＦＭキャリア（周波
数）信号の位相を測定した値、Ｎは−ωから＋ωの整数
を意味している。
第７図（ａ）は水平同期パルスの前縁部または後縁部の
立ち上がり基準位相を示している。第７図（ｂ）は映像
信号波形を示しており、水平同期パルスと常に同期して
いる。なお、第７図（Ｃ）中の実線は基準位相つまりα
＝０でのＦＭ変調キャリア波形を示している。ＦＭ変調
されたキャリアの基本波スペクトルは、第７図（ｄ）に
示すようになり、また、その第１下側波帯および第１上
側波帯はそれぞれ第７図（ｅ）および（ｆ）に示すよう
になり、全てが水平同期信号の前縁または後縁基準位相
と一致している。従って、常にこの位相関係を維持すれ
ば、この時にはビート縞発生原因の下側波帯スペクトル
位相は水平同期パルスと同期して「流れる」ことはない
。
立ち上がり基準位相を示している。第７図（ｂ）は映像
信号波形を示しており、水平同期パルスと常に同期して
いる。なお、第７図（Ｃ）中の実線は基準位相つまりα
＝０でのＦＭ変調キャリア波形を示している。ＦＭ変調
されたキャリアの基本波スペクトルは、第７図（ｄ）に
示すようになり、また、その第１下側波帯および第１上
側波帯はそれぞれ第７図（ｅ）および（ｆ）に示すよう
になり、全てが水平同期信号の前縁または後縁基準位相
と一致している。従って、常にこの位相関係を維持すれ
ば、この時にはビート縞発生原因の下側波帯スペクトル
位相は水平同期パルスと同期して「流れる」ことはない
。
一方、映像信号の位相が水平同期信号に対して同期して
いても、キャリア位相が第７図（Ｃ）の破線で示すよう
に、水平同期パルス基準位相に対して例えば９０° （
α＝９０°）ずれると、第７図（ｄ）（ｅ）（ｆ）中に
破線でそれぞれ示すように、それに伴って第１下側波帯
スペクトル（第１上側波帯スペクトル）も９０６もずれ
る。その結果、第１下側波帯スペクトルが復調映像帯域
内に混入すると、位相αの変動により、ビート縞となっ
て流れる。なお、映像信号は、第７図（ｂ）に示すよう
に、常に水平同期信号と同期している。
いても、キャリア位相が第７図（Ｃ）の破線で示すよう
に、水平同期パルス基準位相に対して例えば９０° （
α＝９０°）ずれると、第７図（ｄ）（ｅ）（ｆ）中に
破線でそれぞれ示すように、それに伴って第１下側波帯
スペクトル（第１上側波帯スペクトル）も９０６もずれ
る。その結果、第１下側波帯スペクトルが復調映像帯域
内に混入すると、位相αの変動により、ビート縞となっ
て流れる。なお、映像信号は、第７図（ｂ）に示すよう
に、常に水平同期信号と同期している。
ここで、第３図ないし第６図に基づいて、ＭＵＳ Ｅ
（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ５ｕｂ−Ｎｙｑｕｓｔ Ｓａｍｐ
ｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）−Ｖ Ｔ Ｒ（Ｖｉｄｅ
ｏ Ｔａｐｅ Ｒｅｃｏｒｄｅｒ）において、従来から
行われているＦＭ復調系におけるビート縞の防止につい
て、以下に説明する。
（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ５ｕｂ−Ｎｙｑｕｓｔ Ｓａｍｐ
ｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）−Ｖ Ｔ Ｒ（Ｖｉｄｅ
ｏ Ｔａｐｅ Ｒｅｃｏｒｄｅｒ）において、従来から
行われているＦＭ復調系におけるビート縞の防止につい
て、以下に説明する。
第３図は、ＭＵＳＥ・ＶＴＲのＦＭ変調・復調系の概略
構成を示すブロック図である。入力されたＭＵＳＥ信号
は、信号処理回路３１で負極同期信号および基準バース
ト信号の付加と、時間軸圧縮が行われ、ＡＦＣ（自動周
波数制御）回路を有するＦＭ変調器３２でＦＭ変調され
て記録アンプ３３および磁気ヘッドを介して磁気テープ
３５に記録されるようになっている。なお、信号処理回
路３１およびＦＭ変調器３２の動作に必要な各種タイミ
ングパルスは、ＭＵＳＥ信号に基づいてタイミングパル
ス発生器３４によって生成されるようになっている。
構成を示すブロック図である。入力されたＭＵＳＥ信号
は、信号処理回路３１で負極同期信号および基準バース
ト信号の付加と、時間軸圧縮が行われ、ＡＦＣ（自動周
波数制御）回路を有するＦＭ変調器３２でＦＭ変調され
て記録アンプ３３および磁気ヘッドを介して磁気テープ
３５に記録されるようになっている。なお、信号処理回
路３１およびＦＭ変調器３２の動作に必要な各種タイミ
ングパルスは、ＭＵＳＥ信号に基づいてタイミングパル
ス発生器３４によって生成されるようになっている。
ところで、ＭＵＳＥ信号は正極同期を採用しているので
、そのままではＶＴＲに記録できない（第４図（ａ）参
照）。ＶＴＲに記録するために、例えば第４図（ｂ）に
示すように、水平同期信号の周期毎に、ＭＵＳＥ信号が
信号処理回路３１において９／１０倍に時間圧縮される
。時間圧縮により生しる空白時間（約２．９μｓｅｃ
）に負極同期信号および基準バースト信号を挿入記録し
ている。なお、第４図（ａ）（ｂ）中の矢印は正極同期
が行われる位相を示している。そして、再生時には、負
極同期信号と基準バースト信号とによって、ＴＢＣ（時
間軸補正）回路４３でジッタ補正が行われた後、時間軸
伸長回路４４で１０／９倍の時間軸伸長処理により元の
ＭＵＳＥ信号を再生している。
、そのままではＶＴＲに記録できない（第４図（ａ）参
照）。ＶＴＲに記録するために、例えば第４図（ｂ）に
示すように、水平同期信号の周期毎に、ＭＵＳＥ信号が
信号処理回路３１において９／１０倍に時間圧縮される
。時間圧縮により生しる空白時間（約２．９μｓｅｃ
）に負極同期信号および基準バースト信号を挿入記録し
ている。なお、第４図（ａ）（ｂ）中の矢印は正極同期
が行われる位相を示している。そして、再生時には、負
極同期信号と基準バースト信号とによって、ＴＢＣ（時
間軸補正）回路４３でジッタ補正が行われた後、時間軸
伸長回路４４で１０／９倍の時間軸伸長処理により元の
ＭＵＳＥ信号を再生している。
入力されたＭＵＳＥ信号の帯域は８．１ＭＨｚであるが
、上記９／１０倍に時間圧縮する信号処理により、その
所要帯域は９ＭＨｚになる。そこで、第５図（ａ）に示
すように、中間グレイレベルに９ＭＨｚの変調周波数ｆ
、を重畳させたＭＵＳＥ信号をＦＭキャリアに乗せて記
録すると、再生時にＦＭ復調する過程において、ＦＭキ
ャリアスペクトルは、第５図（ｂ）に示すようになる。
、上記９／１０倍に時間圧縮する信号処理により、その
所要帯域は９ＭＨｚになる。そこで、第５図（ａ）に示
すように、中間グレイレベルに９ＭＨｚの変調周波数ｆ
、を重畳させたＭＵＳＥ信号をＦＭキャリアに乗せて記
録すると、再生時にＦＭ復調する過程において、ＦＭキ
ャリアスペクトルは、第５図（ｂ）に示すようになる。
即ち、再生時には、磁気テープ３５から記録信号を磁気
ヘッドを介してピックアップし、それがヘッドアンプ３
６を介してイコライザ３７に入力される。
ヘッドを介してピックアップし、それがヘッドアンプ３
６を介してイコライザ３７に入力される。
イコライザ３７の出力のＦＭキャリアスペクトルは、第
５図（ｂ）に示すようになり、゛そのＦＭパラメータは
、メインキャリアＦｃの周波数が１６ＭＨｚ、周波数偏
移ΔＦが±４ＭＨｚ、入力周波数つまり変調周波数Ｆ、
が９ＭＨｚ、変調指数ｍ、が０．４４に設定している。
５図（ｂ）に示すようになり、゛そのＦＭパラメータは
、メインキャリアＦｃの周波数が１６ＭＨｚ、周波数偏
移ΔＦが±４ＭＨｚ、入力周波数つまり変調周波数Ｆ、
が９ＭＨｚ、変調指数ｍ、が０．４４に設定している。
イコライザ３７の出力のＦＭキャリアは、第３図に示す
ように、第１０−バスフイルタ３８に入力すれる。第１
０−バスフイルタ３８のカットオフ周波数は、磁気ヘッ
ドの出力の周波数特性で決まるが、ここでは便宜上３６
ＭＨｚとする。第５図（ｂ）に示すように、ＦＭキャリ
アの第２下側波帯（−２ＭＨｚ、対キャリア比２．４％
）成分は、正の周波数領域に折り返され、このまま復調
されれば、映像信号帯域（９ＭＨｚ）に混入してくる。
ように、第１０−バスフイルタ３８に入力すれる。第１
０−バスフイルタ３８のカットオフ周波数は、磁気ヘッ
ドの出力の周波数特性で決まるが、ここでは便宜上３６
ＭＨｚとする。第５図（ｂ）に示すように、ＦＭキャリ
アの第２下側波帯（−２ＭＨｚ、対キャリア比２．４％
）成分は、正の周波数領域に折り返され、このまま復調
されれば、映像信号帯域（９ＭＨｚ）に混入してくる。
なお、一般に、復調された映像信号帯域（以下、復調映
像帯域と称す）は−９ＭＨｚから±９ＭＨｚまでとして
取り扱われる。
像帯域と称す）は−９ＭＨｚから±９ＭＨｚまでとして
取り扱われる。
ＦＭキャリアの高次側波帯はど、そのスペクトル強度は
小さくなるので、ビート妨害を防止するにはメインキャ
リアＦ、の周波数をできるだけ高域周波数側に移してか
ら復調する必要がある。これを実現するために、従来か
ら （ａ）ＦＭ復調処理前にＦＭキャリアを２逓倍するダブ
ラ （ｂ）パルスカウント式などのキャリア２逓倍化復調器 の採用と、（ａ）（ｂ）のカスケード接続により４逓倍
復調が行われている。
小さくなるので、ビート妨害を防止するにはメインキャ
リアＦ、の周波数をできるだけ高域周波数側に移してか
ら復調する必要がある。これを実現するために、従来か
ら （ａ）ＦＭ復調処理前にＦＭキャリアを２逓倍するダブ
ラ （ｂ）パルスカウント式などのキャリア２逓倍化復調器 の採用と、（ａ）（ｂ）のカスケード接続により４逓倍
復調が行われている。
例えば第３図に示すように、第１０−バスフイルタ３８
の出力はダブラ３９に入力され、ここでＦＭキャリアは
２逓倍変換される。ダブラ３９の出力は、第５図（Ｃ）
に示すように、メインキャリアＦｃｚの周波数が３２Ｍ
Ｈｚ、周波数偏移ΔＦ２が±８ＭＨｚ、変調指数ｍ２が
０．８９に２逓倍変換されるので、ＦＭキャリアの第２
下側波帯は１４ＭＨｚに変換され、復調映像帯域（１０
ＭＨｚ）外となり、ビート妨害は発生しない。しかし、
ＦＭキャリアの第３下側波帯（５ＭＨｚ、対キャリア比
が１．２％、−３８ｄＢ）、および第４下側波帯（−４
ＭＨｚ、対キャリア比が０．１５％、−５６ｄＢ）の各
成分が復調映像帯域に混入してくる。
の出力はダブラ３９に入力され、ここでＦＭキャリアは
２逓倍変換される。ダブラ３９の出力は、第５図（Ｃ）
に示すように、メインキャリアＦｃｚの周波数が３２Ｍ
Ｈｚ、周波数偏移ΔＦ２が±８ＭＨｚ、変調指数ｍ２が
０．８９に２逓倍変換されるので、ＦＭキャリアの第２
下側波帯は１４ＭＨｚに変換され、復調映像帯域（１０
ＭＨｚ）外となり、ビート妨害は発生しない。しかし、
ＦＭキャリアの第３下側波帯（５ＭＨｚ、対キャリア比
が１．２％、−３８ｄＢ）、および第４下側波帯（−４
ＭＨｚ、対キャリア比が０．１５％、−５６ｄＢ）の各
成分が復調映像帯域に混入してくる。
そこで、これらＦＭキャリアの第３下側波帯、第４下側
波帯の各成分をカットオフするために、第３図に示すよ
うに、バイパスフィルタ４０が設けられている。なお、
バイパスフィルタ４０のカットオフ周波数は１０ＭＨｚ
以上である。バイパスフィルタ４０の出力は、パルスカ
ウント式ＦＭ復調器４１に入力され２逓倍復調される。
波帯の各成分をカットオフするために、第３図に示すよ
うに、バイパスフィルタ４０が設けられている。なお、
バイパスフィルタ４０のカットオフ周波数は１０ＭＨｚ
以上である。バイパスフィルタ４０の出力は、パルスカ
ウント式ＦＭ復調器４１に入力され２逓倍復調される。
パルスカウント式ＦＭ復調器４１は、上記ダブラ３９の
ように、メインキャリアＦｃの周波数、周波数偏移ΔＦ
、変調指数ｍ、をそれぞれ略２逓倍する。そして、その
ＦＭキャリア成分は、復調された映像信号成分と混じり
合ったまま出力される。そこで、主要ＦＭキャリア成分
を除去し映像信号を抽出するために、ローパスフィルタ
が設けられている。即ち、第３図に示すように、パルス
カウント式ＦＭ復調器４１の出力が第２０−パスフイル
タ４２に送られる。しかし、この時、ＦＭキャリアの下
側波帯の一部が復調映像帯域内に入り込み、そのレベル
が所定の検出比レベル以上の場合にはビート妨害を引き
起こすことになる。
ように、メインキャリアＦｃの周波数、周波数偏移ΔＦ
、変調指数ｍ、をそれぞれ略２逓倍する。そして、その
ＦＭキャリア成分は、復調された映像信号成分と混じり
合ったまま出力される。そこで、主要ＦＭキャリア成分
を除去し映像信号を抽出するために、ローパスフィルタ
が設けられている。即ち、第３図に示すように、パルス
カウント式ＦＭ復調器４１の出力が第２０−パスフイル
タ４２に送られる。しかし、この時、ＦＭキャリアの下
側波帯の一部が復調映像帯域内に入り込み、そのレベル
が所定の検出比レベル以上の場合にはビート妨害を引き
起こすことになる。
一方、上記（ａ）（ｂ）のカスケード接続により４逓倍
復調されると、ＦＭキャリアの変調パラメータは、変調
周波数Ｆ、が９ＭＨｚ、メインキャリアＦＣ４の周波数
が６４ＭＨｚ、周波数偏移ΔＦ。
復調されると、ＦＭキャリアの変調パラメータは、変調
周波数Ｆ、が９ＭＨｚ、メインキャリアＦＣ４の周波数
が６４ＭＨｚ、周波数偏移ΔＦ。
が±１６ＭＨｚ、変調指数ｍ４が約１．７８として設定
され、復調映像帯域に入ってくるのは、第７下側波帯（
ＩＭＨｚ、対キャリア比が約０．０１％）でビート縞発
生はない（第５図（ｅ）参照）。
され、復調映像帯域に入ってくるのは、第７下側波帯（
ＩＭＨｚ、対キャリア比が約０．０１％）でビート縞発
生はない（第５図（ｅ）参照）。
このような理想的な動作が行われる場合、ＦＭ変調のメ
インキャリアＦｃの周波数を１２ＭＨｚに下げても、４
逓倍復調時では問題となる第５下側波帯（３ＭＨｚ、対
キャリア比が０．４％）はビート縞検出限レベル近傍の
レベルになり、ビート縞防止のためのパルスカウント式
ＦＭ復調器４１は、本来不要である。
インキャリアＦｃの周波数を１２ＭＨｚに下げても、４
逓倍復調時では問題となる第５下側波帯（３ＭＨｚ、対
キャリア比が０．４％）はビート縞検出限レベル近傍の
レベルになり、ビート縞防止のためのパルスカウント式
ＦＭ復調器４１は、本来不要である。
ところで、現在一般に入手し得るダブラ構成用のアナロ
グマルチプライヤ（乗算器）であって広帯域のものは、
その出力に入力キャリアからのリークなどにより、かな
りの誤差成分が含まれている。つまり、第５図（ｄ）に
示すように、入力キャリアからのリーク成分Ｆｃｌが、
ダブラ３９の出力で２逓倍メインキャリア成分Ｆ ｃｚ
の２０％程度存在しているのが一般である。この場合、
リーク成分の第１下側波帯（７ＭＨｚ、対リークキャリ
ア比が２１％）は、２逓倍キャリア成分の４％に達し、
ビート縞発生を引き起こすことになる。
グマルチプライヤ（乗算器）であって広帯域のものは、
その出力に入力キャリアからのリークなどにより、かな
りの誤差成分が含まれている。つまり、第５図（ｄ）に
示すように、入力キャリアからのリーク成分Ｆｃｌが、
ダブラ３９の出力で２逓倍メインキャリア成分Ｆ ｃｚ
の２０％程度存在しているのが一般である。この場合、
リーク成分の第１下側波帯（７ＭＨｚ、対リークキャリ
ア比が２１％）は、２逓倍キャリア成分の４％に達し、
ビート縞発生を引き起こすことになる。
ここで、パルスカウント式ＦＭ復調器４１において２逓
倍復調が成立する条件について、第６図に基づいて以下
に説明する。なお、入力キャリアのゼロクロス点でモノ
マルチバイブレータ（図示しない）がトリガされ、その
出力パルス（第６図（ａ）〜（Ｃ）中に示すパルス）を
第２０−バスフィルタ４２で平均化することによって映
像信号は復調される。
倍復調が成立する条件について、第６図に基づいて以下
に説明する。なお、入力キャリアのゼロクロス点でモノ
マルチバイブレータ（図示しない）がトリガされ、その
出力パルス（第６図（ａ）〜（Ｃ）中に示すパルス）を
第２０−バスフィルタ４２で平均化することによって映
像信号は復調される。
パルスカウント式ＦＭ復調器４１において２逓倍復調が
成立する条件は、第６図（ａ）に示すように、入力され
たキャリアに偶数高調波歪み成分、特に第２高調波歪み
成分、あるいは低調波歪み成分が含まれていないことで
ある。つまり、同図（ａ）に示すように、キャリア波形
におけるゼロクロス点間が等間隔になっている（基本波
キャリア波形のゼロクロス点と入力キャリア波形のゼロ
クロス点とが一致している）と、入力キャリアからのリ
ーク成分がなくなり、ＦＭ復調映像帯域内への下側波帯
成分の混入が減少する。なお、第６図（ａ）においては
、便宜上、入力キャリア波形は実線で示され、基本波キ
ャリア波形は破線で示されている。
成立する条件は、第６図（ａ）に示すように、入力され
たキャリアに偶数高調波歪み成分、特に第２高調波歪み
成分、あるいは低調波歪み成分が含まれていないことで
ある。つまり、同図（ａ）に示すように、キャリア波形
におけるゼロクロス点間が等間隔になっている（基本波
キャリア波形のゼロクロス点と入力キャリア波形のゼロ
クロス点とが一致している）と、入力キャリアからのリ
ーク成分がなくなり、ＦＭ復調映像帯域内への下側波帯
成分の混入が減少する。なお、第６図（ａ）においては
、便宜上、入力キャリア波形は実線で示され、基本波キ
ャリア波形は破線で示されている。
一方、入力されたキャリアに、例えば第２高調波歪み成
分を含む場合には、同図（ｂ）に示すように、ゼロクロ
ス点間が等間隔でなくなり（基本波キャリア波形、第２
高調波歪み波形および入力キャリア波形の各ゼロクロス
点が全て異なっている）、ゼロクロス点間の間隔が等間
隔からどの程度ずれ・るかの度合に応じて入力リーク成
分が増減するようになる。また、ダブラ３９により２逓
倍されたメインキャリアＦｃｚに、２逓倍されていない
入力キャリアからのリーク成分Ｆ、’ （１／２低調
波歪み成分）が含まれている（第６図（ｃ）参照）場合
にも、上記と同様に、ゼロクロス点間が等間隔でなくな
り、ゼロクロス点間の間隔が等間隔からどの程度ずれる
かの度合に応じて入力リーク成分が増減するようになる
。
分を含む場合には、同図（ｂ）に示すように、ゼロクロ
ス点間が等間隔でなくなり（基本波キャリア波形、第２
高調波歪み波形および入力キャリア波形の各ゼロクロス
点が全て異なっている）、ゼロクロス点間の間隔が等間
隔からどの程度ずれ・るかの度合に応じて入力リーク成
分が増減するようになる。また、ダブラ３９により２逓
倍されたメインキャリアＦｃｚに、２逓倍されていない
入力キャリアからのリーク成分Ｆ、’ （１／２低調
波歪み成分）が含まれている（第６図（ｃ）参照）場合
にも、上記と同様に、ゼロクロス点間が等間隔でなくな
り、ゼロクロス点間の間隔が等間隔からどの程度ずれる
かの度合に応じて入力リーク成分が増減するようになる
。
リーク成分Ｆｃ”のスペクトル（第５図（ｄ）参照）は
、パルスカウント式ＦＭ復調器４１によって、第５図（
ｆ）に示すように変換され、入力キャリアからのリーク
成分Ｆ Ｃ２’の第３下側波帯（５ＭＨｚ、対リークキ
ャリア比が１．４％）がＦＭ復調映像帯域に入ってくる
。この他、パルスカウント式ＦＭ復調器４１では、主要
キャリアの上下高調波スペクトル同士の混変調、主要キ
ャリアと上記リーク成分との各高調波同士の混変調もあ
る。このうち、メインキャリアＦＣ２の第２下側波帯（
１４ＭＨｚ、対主要キャリア比が９％）と、２０％リー
ク成分ＦＣ’ （１６ＭＨｚ、対主要キャリア比が２
０％）との混変調により、２ＭＨｚ（対メインキャリア
比が９ｘ２０／ （２ｘ１００）％＝０．９％）成分が
生じ、ビート縞が発生する。これを回避するために、ダ
ブラ３９の出力はカットオフ周波数１４ＭＨｚのバイパ
スフィルタ４０に導かれる。バイパスフィルタ４０によ
って、リーク成分Ｆ、“が減衰され、ビート縞の発生が
防止されるようになっている。
、パルスカウント式ＦＭ復調器４１によって、第５図（
ｆ）に示すように変換され、入力キャリアからのリーク
成分Ｆ Ｃ２’の第３下側波帯（５ＭＨｚ、対リークキ
ャリア比が１．４％）がＦＭ復調映像帯域に入ってくる
。この他、パルスカウント式ＦＭ復調器４１では、主要
キャリアの上下高調波スペクトル同士の混変調、主要キ
ャリアと上記リーク成分との各高調波同士の混変調もあ
る。このうち、メインキャリアＦＣ２の第２下側波帯（
１４ＭＨｚ、対主要キャリア比が９％）と、２０％リー
ク成分ＦＣ’ （１６ＭＨｚ、対主要キャリア比が２
０％）との混変調により、２ＭＨｚ（対メインキャリア
比が９ｘ２０／ （２ｘ１００）％＝０．９％）成分が
生じ、ビート縞が発生する。これを回避するために、ダ
ブラ３９の出力はカットオフ周波数１４ＭＨｚのバイパ
スフィルタ４０に導かれる。バイパスフィルタ４０によ
って、リーク成分Ｆ、“が減衰され、ビート縞の発生が
防止されるようになっている。
しかし、上記従来の構成では、変調指数ｍ、が大きく、
ＦＭキャリアスペクトルの上下側波帯へのスペクトル拡
散が大きくなっており、その下側波帯の一部をカットオ
フすると、上下側波帯がアンバランスを起こし、ＦＭ復
調出力において反転（尾引きノイズ）を起こし易くなる
。そこで、変調指数ｍ１を小さ（して上下側波帯のスペ
クトル拡散を少なくするために、周波数偏移ΔＦを±２
ＭＨｚ程度に抑えることにより反転を防止しているが、
これに伴って、復調映像信号のＳＮ比改善が困難になる
という問題点を有している。
ＦＭキャリアスペクトルの上下側波帯へのスペクトル拡
散が大きくなっており、その下側波帯の一部をカットオ
フすると、上下側波帯がアンバランスを起こし、ＦＭ復
調出力において反転（尾引きノイズ）を起こし易くなる
。そこで、変調指数ｍ１を小さ（して上下側波帯のスペ
クトル拡散を少なくするために、周波数偏移ΔＦを±２
ＭＨｚ程度に抑えることにより反転を防止しているが、
これに伴って、復調映像信号のＳＮ比改善が困難になる
という問題点を有している。
請求項第１項の発明に係る磁気記録再生装置は、上記課
題を解決するために、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器と
、時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有する
時間軸補正回路と、記録時に前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用
基準周波数を記録映像信号の水平同期パルスの周波数の
整数倍に設定し、それを水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリア周波数とすると共に、水平同期パルスの周
期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリアの位相を基準位相にリセットするタイミン
グ信号発生手段と、再生時に再生ＦＭ映像信号から水平
同期パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手段
と、前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルス
の前縁で再生ＦＭ映像信号中のバースト信号をゲートす
るゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段からの水
平同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定のゼロ
クロス点を検出し、前記時間軸補正回路のメモリ書き込
みトリガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパルス
発生手段とを備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウン
ト式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２
週倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接
入力するように構成されていることを特徴としている。
題を解決するために、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器と
、時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有する
時間軸補正回路と、記録時に前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用
基準周波数を記録映像信号の水平同期パルスの周波数の
整数倍に設定し、それを水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリア周波数とすると共に、水平同期パルスの周
期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリアの位相を基準位相にリセットするタイミン
グ信号発生手段と、再生時に再生ＦＭ映像信号から水平
同期パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手段
と、前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルス
の前縁で再生ＦＭ映像信号中のバースト信号をゲートす
るゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段からの水
平同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定のゼロ
クロス点を検出し、前記時間軸補正回路のメモリ書き込
みトリガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパルス
発生手段とを備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウン
ト式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２
週倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接
入力するように構成されていることを特徴としている。
請求項第２項の発明に係る磁気記録再生装置は、上記課
題を解決するために、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器、
および時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有
する時間軸補正回路と、記録時に、前記ＦＭ変調器のＡ
ＦＣ用基準周波数を記録映像信号の水平同期パルスの周
波数の整数倍に設定し、それを水平同期パルス先端に対
応するＦＭキャリア周波数とすると共に、水平同期パル
スの周期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対
応するＦＭキャリアの位相を基準位相にリセットするタ
イミング信号発生手段と、再生時に、再生映像信号をＦ
Ｍ復調するＦＭ復調器と、前記ＦＭ復調器の出力から水
平同期パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手
段と、前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パル
スの前縁で前記ＦＭ復調器出力中のバースト信号をゲー
トするゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段から
の水平同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定の
ゼロクロス点を検出し、前記時間軸補正回路のメモリ書
き込みトリガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパ
ルス発生手段とを備え、再生時に、前記ＦＭ復調器とは
別に映像信号復調用のＦＭ復調部を備え、少なくとも２
逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復
調部を構成し、前記２逓倍器の出力を前記パルスカウン
ト式ＦＭ復調器に直接入力するように構成されているこ
とを特徴としている。
題を解決するために、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器、
および時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有
する時間軸補正回路と、記録時に、前記ＦＭ変調器のＡ
ＦＣ用基準周波数を記録映像信号の水平同期パルスの周
波数の整数倍に設定し、それを水平同期パルス先端に対
応するＦＭキャリア周波数とすると共に、水平同期パル
スの周期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対
応するＦＭキャリアの位相を基準位相にリセットするタ
イミング信号発生手段と、再生時に、再生映像信号をＦ
Ｍ復調するＦＭ復調器と、前記ＦＭ復調器の出力から水
平同期パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手
段と、前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パル
スの前縁で前記ＦＭ復調器出力中のバースト信号をゲー
トするゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段から
の水平同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定の
ゼロクロス点を検出し、前記時間軸補正回路のメモリ書
き込みトリガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパ
ルス発生手段とを備え、再生時に、前記ＦＭ復調器とは
別に映像信号復調用のＦＭ復調部を備え、少なくとも２
逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復
調部を構成し、前記２逓倍器の出力を前記パルスカウン
ト式ＦＭ復調器に直接入力するように構成されているこ
とを特徴としている。
また、請求項第３項の発明に係る磁気再生装置は、上記
課題を解決するために、記録時に映像信号がＦＭ変調さ
れて記録され、且つ前記［！像信号中の水平同期パルス
先端に対応するＦＭキャリアの位相が前記水平同期パル
スの周期毎に該パルス前縁の基準位相でリセットされる
と共に、前記水平同期パルス先端に対応する前記ＦＭキ
ャリアの周波数が前記水平同期パルスの周波数の整数倍
に設定されて記録された磁気記録媒体を再生する磁気再
生装置であって、再生ＦＭＩＩＩ！ＩＩ像信号をＦＭ復
調するＦＭ復調部と、前記ＦＭ復調部の出力から水平同
期パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手段と
、前記水平同期パルス検出手段がらの水平同期パルスの
前縁で再生ＦＭ映像信号中のバースト信号をゲートする
ゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段からの水平
同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定のゼロク
ロス点を検出し、時間軸補正回路のメモリ書き込みトリ
ガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手
段とを備え、少な（とも２逓倍器とパルスヵうント式Ｆ
Ｍ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器
の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入力す
るように構成されていることを特徴としている。
課題を解決するために、記録時に映像信号がＦＭ変調さ
れて記録され、且つ前記［！像信号中の水平同期パルス
先端に対応するＦＭキャリアの位相が前記水平同期パル
スの周期毎に該パルス前縁の基準位相でリセットされる
と共に、前記水平同期パルス先端に対応する前記ＦＭキ
ャリアの周波数が前記水平同期パルスの周波数の整数倍
に設定されて記録された磁気記録媒体を再生する磁気再
生装置であって、再生ＦＭＩＩＩ！ＩＩ像信号をＦＭ復
調するＦＭ復調部と、前記ＦＭ復調部の出力から水平同
期パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手段と
、前記水平同期パルス検出手段がらの水平同期パルスの
前縁で再生ＦＭ映像信号中のバースト信号をゲートする
ゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段からの水平
同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定のゼロク
ロス点を検出し、時間軸補正回路のメモリ書き込みトリ
ガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手
段とを備え、少な（とも２逓倍器とパルスヵうント式Ｆ
Ｍ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器
の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入力す
るように構成されていることを特徴としている。
また、請求項第４項の発明に係る磁気再生装置は、上記
課題を解決するために、記録時に映像信号がＦＭ変調さ
れて記録され、且つ前記映像信号中の水平同期パルス先
端に対応するＦＭキャリアの位相が前記水平同期パルス
の周期毎に該パルス前縁の基準位相でリセットされると
共に、前記水平同期パルス先端に対応する前記ＦＭキャ
リアの周波数が前記水平同期パルスの周波数の整数倍に
設定されて記録された磁気記録媒体を再生する磁気再生
装置であって、再生映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調器
と、前記ＦＭ復調器の出力から水平同期パルスを検出し
て出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パ
ルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で前記ＦＭ復
調器出力中のバースト信号をゲートするゲート手段と、
前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映像信号復調用の
ＦＭ復調部を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウン
ト式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２
逓倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接
入力するように構成されていることを特徴としている。
課題を解決するために、記録時に映像信号がＦＭ変調さ
れて記録され、且つ前記映像信号中の水平同期パルス先
端に対応するＦＭキャリアの位相が前記水平同期パルス
の周期毎に該パルス前縁の基準位相でリセットされると
共に、前記水平同期パルス先端に対応する前記ＦＭキャ
リアの周波数が前記水平同期パルスの周波数の整数倍に
設定されて記録された磁気記録媒体を再生する磁気再生
装置であって、再生映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調器
と、前記ＦＭ復調器の出力から水平同期パルスを検出し
て出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パ
ルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で前記ＦＭ復
調器出力中のバースト信号をゲートするゲート手段と、
前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映像信号復調用の
ＦＭ復調部を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウン
ト式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２
逓倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接
入力するように構成されていることを特徴としている。
上記の構成によれば、記録時には、タイミング信号発生
手段によって、水平同期パルスの周期毎に該パルス前縁
で、水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリアの位相
が基準位相でリセットされるので、記録映像信号とＦＭ
キャリアとの間を水平同期パルスを介して相関関係を持
たせることができる。
手段によって、水平同期パルスの周期毎に該パルス前縁
で、水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリアの位相
が基準位相でリセットされるので、記録映像信号とＦＭ
キャリアとの間を水平同期パルスを介して相関関係を持
たせることができる。
一方、再生時には、再生ＦＭ映像信号から水平同期パル
ス検出手段によって水平同期パルスが検出される。この
水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映像信号中のバースト
信号が、ゲート手段によってゲートされる一方、水平同
期パルスの後縁に基づいて上記バースト信号中の所定の
ゼロクロス点が書き込みトリガパルス発生手段によって
検出され、メモリ書き込みトリガパルスが時間軸補正回
路に出力される。時間軸補正回路によって、上記メモリ
書き込みトリガパルスと同期して、時間軸補正回路のメ
モリにＦＭ復調映像信号が書き込まれ、ジッタの防止が
行われる。これにより、ＦＭ復調映像信号帯域内にＦＭ
キャリアスペクトルの一部がリークしても、それにより
生ずるビート縞を再生画像上で静止させ、ビート縞の検
知感度を下げることができるので、ビート縞防止用のバ
イパスフィルタを省略でき、回路構成を簡素化できる。
ス検出手段によって水平同期パルスが検出される。この
水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映像信号中のバースト
信号が、ゲート手段によってゲートされる一方、水平同
期パルスの後縁に基づいて上記バースト信号中の所定の
ゼロクロス点が書き込みトリガパルス発生手段によって
検出され、メモリ書き込みトリガパルスが時間軸補正回
路に出力される。時間軸補正回路によって、上記メモリ
書き込みトリガパルスと同期して、時間軸補正回路のメ
モリにＦＭ復調映像信号が書き込まれ、ジッタの防止が
行われる。これにより、ＦＭ復調映像信号帯域内にＦＭ
キャリアスペクトルの一部がリークしても、それにより
生ずるビート縞を再生画像上で静止させ、ビート縞の検
知感度を下げることができるので、ビート縞防止用のバ
イパスフィルタを省略でき、回路構成を簡素化できる。
なお、再生映像信号と水平同期パルスとをそれぞれ別の
ＦＭ復調器で復調して得るような構成でもよい。
ＦＭ復調器で復調して得るような構成でもよい。
また、上記構成において、再生機能のみを有する構成で
あってもよい。
あってもよい。
本発明の一実施例を第１図および第２図に基づいて説明
すれば、以下のとおりである。
すれば、以下のとおりである。
第１図は変調系の構成例を示し、第２図は復調系の構成
例を示している。
例を示している。
第１図に基づいて、記録すべき映像信号の水平同期パル
スの周期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対
応するＦＭキャリアの位相が基準位相にリセットされる
ことについて、以下に説明する。
スの周期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対
応するＦＭキャリアの位相が基準位相にリセットされる
ことについて、以下に説明する。
第１図は、本発明に係る磁気記録再生装置におけるＦＭ
変調システムの一例を示すブロック図である。ＦＭ変調
システムは、第１図に示すように、主として、信号処理
回路１、直流増幅器２、ＦＭ変調器３、タイミング信号
発生器４、および周波数弁別器５から構成されている。
変調システムの一例を示すブロック図である。ＦＭ変調
システムは、第１図に示すように、主として、信号処理
回路１、直流増幅器２、ＦＭ変調器３、タイミング信号
発生器４、および周波数弁別器５から構成されている。
信号処理回路１には、記録映像信号（例えばＭＵＳＥ信
号）が入力され、信号処理回路ｌの出力は、直流増幅器
２に接続されている。また、信号処理回路１には、周波
数弁別器５から周波数弁別誤差信号（直流電圧）が入力
される。なお、信号処理回路１においては、記録映像信
号に周波数弁別誤差信号が重畳され、さらにその高域成
分が強調されるようになっている。
号）が入力され、信号処理回路ｌの出力は、直流増幅器
２に接続されている。また、信号処理回路１には、周波
数弁別器５から周波数弁別誤差信号（直流電圧）が入力
される。なお、信号処理回路１においては、記録映像信
号に周波数弁別誤差信号が重畳され、さらにその高域成
分が強調されるようになっている。
直流増幅器２においては、信号処理回路１の出力が広帯
域にわたって直流増幅されてＦＭ変調器３へ送られる。
域にわたって直流増幅されてＦＭ変調器３へ送られる。
ＦＭ変調器３には、タイミング信号発生器４から第１お
よび第２リセツトパルスが入力されるようになっている
。
よび第２リセツトパルスが入力されるようになっている
。
タイミング信号発生器４には、９．７２ＭＨｚクロック
信号ＦｃＫおよび水平同期パルスＦＨが入力され、これ
ら信号ＦＣＫおよびＦＨに基づいてＡＦＣ用基準クロり
ク信号、ＡＦＣゲートパルス、第１および第２リセツト
パルスがそれぞれ出力されるようになっている。なお、
上記ＡＦＣ用基準クロりク信号は、９．７２ＭＨｚクロ
ック信号Ｆ ＣＫと同一の周波数（９，７２ＭＨｚ）を
有している。ＡＦＣゲートパルスは、記録映像信号の水
平同期パルスＦ、先端部に対応する期間だけ周波数弁別
器５に周波数比較を行うように指令する信号である。ま
た、第１および第２リセツトパルスは、水平同期パルス
の先端部に対応するＦＭキャリアの位相を基準位相で強
制的にリセットするためのものである。
信号ＦｃＫおよび水平同期パルスＦＨが入力され、これ
ら信号ＦＣＫおよびＦＨに基づいてＡＦＣ用基準クロり
ク信号、ＡＦＣゲートパルス、第１および第２リセツト
パルスがそれぞれ出力されるようになっている。なお、
上記ＡＦＣ用基準クロりク信号は、９．７２ＭＨｚクロ
ック信号Ｆ ＣＫと同一の周波数（９，７２ＭＨｚ）を
有している。ＡＦＣゲートパルスは、記録映像信号の水
平同期パルスＦ、先端部に対応する期間だけ周波数弁別
器５に周波数比較を行うように指令する信号である。ま
た、第１および第２リセツトパルスは、水平同期パルス
の先端部に対応するＦＭキャリアの位相を基準位相で強
制的にリセットするためのものである。
ＦＭ変調器３の位相をリセットするパルスは本来１つの
リセットパルスでも良いが、リセットパルスが１つの場
合、リセットの直後に位相の急激な変化がランダムに発
生するので、好ましくはリセットパルスは２つ以上であ
る。つまり、リセットパルスが本実施例のように２つの
場合、タイミング信号発生器４により、基準位相の近傍
付近になると第１リセツトパルスを出力して上記先端部
に対応するＦＭキャリアの位相をリセットし、基準位相
に達すると第２リセツトパルスを出力して先端部に対応
するＦＭキャリアの位相をリセットするようになってい
る。これにより、水平同期パルス先端部に対応するＦＭ
キャリアを高精度にその基準位相で確実にリセットでき
るので、波形歪みを小さくできる。
リセットパルスでも良いが、リセットパルスが１つの場
合、リセットの直後に位相の急激な変化がランダムに発
生するので、好ましくはリセットパルスは２つ以上であ
る。つまり、リセットパルスが本実施例のように２つの
場合、タイミング信号発生器４により、基準位相の近傍
付近になると第１リセツトパルスを出力して上記先端部
に対応するＦＭキャリアの位相をリセットし、基準位相
に達すると第２リセツトパルスを出力して先端部に対応
するＦＭキャリアの位相をリセットするようになってい
る。これにより、水平同期パルス先端部に対応するＦＭ
キャリアを高精度にその基準位相で確実にリセットでき
るので、波形歪みを小さくできる。
ＦＭ変調器３の出力は周波数弁別器５に送られ、そこで
ＡＦＣ用基準基準クロック信号波数とＦＭキャリア出力
の周波数とが上記所定の期間だけ比較されるようになっ
ている。
ＡＦＣ用基準基準クロック信号波数とＦＭキャリア出力
の周波数とが上記所定の期間だけ比較されるようになっ
ている。
上記構成によれば、ＦＭキャリア出力の周波数とＡＦＣ
用基準基準クロック信号波数とが周波数弁別器５で比較
され、その周波数差に応じて変化する周波数弁別誤差信
号が信号処理回路１へ出力される。信号処理回路１では
記録映像信号に周波数弁別誤差信号が重畳され、高域が
エンファシスされて、直流増幅器２で適当な増幅率で増
幅されＴＦＭｉＩ［３のベースバイアス電圧に重畳され
る。そして、ベースバイアス電圧の直流分が上昇（下隨
）シ、ＦＭキャリアの中心周波数が上昇（下降）するこ
とによって、所定の周波数に保持されるようになってい
る。この時、タイミング信号発生器４からの第１および
第２リセツトパルスにより、水平同期パルス先端部に対
応するＦＭキャリアが高精度にその基準位相でリセット
され、波形歪みが小さくされるようになっている。
用基準基準クロック信号波数とが周波数弁別器５で比較
され、その周波数差に応じて変化する周波数弁別誤差信
号が信号処理回路１へ出力される。信号処理回路１では
記録映像信号に周波数弁別誤差信号が重畳され、高域が
エンファシスされて、直流増幅器２で適当な増幅率で増
幅されＴＦＭｉＩ［３のベースバイアス電圧に重畳され
る。そして、ベースバイアス電圧の直流分が上昇（下隨
）シ、ＦＭキャリアの中心周波数が上昇（下降）するこ
とによって、所定の周波数に保持されるようになってい
る。この時、タイミング信号発生器４からの第１および
第２リセツトパルスにより、水平同期パルス先端部に対
応するＦＭキャリアが高精度にその基準位相でリセット
され、波形歪みが小さくされるようになっている。
ここで、第２図（ａ）に基づいて、再生時のＦＭ復調動
作のより原理的な例について以下に説明する。
作のより原理的な例について以下に説明する。
磁気ヘッドより再生された再生ＦＭ映像信号はＦＭ復調
部５０のダブラ９（２逓倍器）およびゲート回路１７に
入力される。ＦＭ復調部５０内では、ダブラ９の出力が
パルスカウント式ＦＭ復調器１１へ直接入力されており
、従来例（第３図参照）においてダブラ３９とパルスカ
ウント式ＦＭ復調器４１との間に配置されていたビート
縞防止用のバイパスフィルタ４０が省略されている。
部５０のダブラ９（２逓倍器）およびゲート回路１７に
入力される。ＦＭ復調部５０内では、ダブラ９の出力が
パルスカウント式ＦＭ復調器１１へ直接入力されており
、従来例（第３図参照）においてダブラ３９とパルスカ
ウント式ＦＭ復調器４１との間に配置されていたビート
縞防止用のバイパスフィルタ４０が省略されている。
ＦＭ復調部５０の出力は、ＴＢＣ回路１３を介して映像
信号出力とされると共に、水平同期パルス検出器１６に
入力される。水平同期パルス検出器１６より出力される
ＦＭ復調水平同期パルスはゲート回路１７および書き込
みトリガパルス発生器１８に入力される。
信号出力とされると共に、水平同期パルス検出器１６に
入力される。水平同期パルス検出器１６より出力される
ＦＭ復調水平同期パルスはゲート回路１７および書き込
みトリガパルス発生器１８に入力される。
ＦＭ復調水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映像信号中の
バースト信号がゲートされ、ＦＭ復調水平同期パルスの
後縁でバースト信号の特定のゼロクロス点が検出されて
、書き込みトリガパルスがＴＢＣ回路１３に出力される
。この書き込みトリガパルスに同期して、復調映像信号
と復調映像帯域内に混入してくるＦＭキャリアスペクト
ルの下側波帯とが、ＴＢＣ回路１３内のメモリに書き込
まれる。
バースト信号がゲートされ、ＦＭ復調水平同期パルスの
後縁でバースト信号の特定のゼロクロス点が検出されて
、書き込みトリガパルスがＴＢＣ回路１３に出力される
。この書き込みトリガパルスに同期して、復調映像信号
と復調映像帯域内に混入してくるＦＭキャリアスペクト
ルの下側波帯とが、ＴＢＣ回路１３内のメモリに書き込
まれる。
次に、第２図（ｂ）に基づいて、再生時のＦＭ復調動作
のより実用的な例について以下に説明する。なお、第２
図（ａ）に示す原理的な回路構成との相違点として、大
別して下記の２項目（１）（２）が挙げられる。上記２
項目以外は、第２図（ａ）および第３図の回路構成と本
質的に同様であるので、ここではその詳細な説明を省略
する。
のより実用的な例について以下に説明する。なお、第２
図（ａ）に示す原理的な回路構成との相違点として、大
別して下記の２項目（１）（２）が挙げられる。上記２
項目以外は、第２図（ａ）および第３図の回路構成と本
質的に同様であるので、ここではその詳細な説明を省略
する。
（１）第３図で示す従来例と同様に、へ・７ドアンプ６
、イコライザ７、第１０−バスフイルタ８、第２０−パ
スフイルタ１２、時間軸伸長回路１４が設けられている
。
、イコライザ７、第１０−バスフイルタ８、第２０−パ
スフイルタ１２、時間軸伸長回路１４が設けられている
。
（２）バースト信号処理系用に専用のＦＭ復調器１５が
設けられている。これは、映像信号復調系のＦＭ復調器
の周波数特性が広帯域で、しかもイコライザで特性を変
えているために、水平同期パルスの前縁や後縁にサグが
発生し、水平同期パルス検出には適していないからであ
る。しかも、ＦＭ復調器１５は比較的狭帯域で良いため
に、現行の家庭用ＶＴＲで用いられている低コストの汎
用ＩＣを１個使用するだけで良い。
設けられている。これは、映像信号復調系のＦＭ復調器
の周波数特性が広帯域で、しかもイコライザで特性を変
えているために、水平同期パルスの前縁や後縁にサグが
発生し、水平同期パルス検出には適していないからであ
る。しかも、ＦＭ復調器１５は比較的狭帯域で良いため
に、現行の家庭用ＶＴＲで用いられている低コストの汎
用ＩＣを１個使用するだけで良い。
以上のように、水平同期パルス毎にＦＭキャリアの位相
を水平同期パルスの前縁で基準位相にリセットすること
により、ＦＭキャリアを画面上で映像信号と同期させ、
従って復調映像帯域内に混入してくるＦＭキャリアスペ
クトルの下側波帯も画面上では見かけ上、静止状態にで
きる。
を水平同期パルスの前縁で基準位相にリセットすること
により、ＦＭキャリアを画面上で映像信号と同期させ、
従って復調映像帯域内に混入してくるＦＭキャリアスペ
クトルの下側波帯も画面上では見かけ上、静止状態にで
きる。
ところで、流れるビート縞を人間が検知する感度は極め
て高く、ビート縞振幅は、映像信号振幅に比べて１／２
００倍でも検知でき、ホームビデオでの許容限は一３５
ｄＢ前後と言われている。
て高く、ビート縞振幅は、映像信号振幅に比べて１／２
００倍でも検知でき、ホームビデオでの許容限は一３５
ｄＢ前後と言われている。
しかし、ビート縞が静止すると、再生画像歪みとして現
れるので、１／２０程度の静止ビート縞の混入があって
も画面安定度を劣化させることはない。従って、従来ダ
ブラ出力に接続されていたバイパスフィルタを使用しな
くても支障がでないだけでなく、周波数偏移ΔＦを大き
くしても反転現象（尾引きノイズの発生）を回避できる
。
れるので、１／２０程度の静止ビート縞の混入があって
も画面安定度を劣化させることはない。従って、従来ダ
ブラ出力に接続されていたバイパスフィルタを使用しな
くても支障がでないだけでなく、周波数偏移ΔＦを大き
くしても反転現象（尾引きノイズの発生）を回避できる
。
請求項第１項の発明に係る磁気記録再生装置は、以上の
ように、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器と、時間軸補正
のためのデータを書き込むメモリを有する時間軸補正回
路と、記録時に前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用基準周波数を
記録映像信号の水平同期パルスの周波数の整数倍に設定
し、それを水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリア
周波数とすると共に、水平同期パルスの周期毎に該パル
ス前縁で、水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリア
の位相を基準位相にリセットするタイミング信号発生手
段と、再生時に再生ＦＭ映像信号から水平同期パルスを
検出して出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平
同期パルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で再生
ＦＭ映像信号中のバースト信号をゲートするゲート手段
と、前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルス
の後縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検
出し、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパル
スを出力するメモリ書き込みト１ツガパルス発生手段と
を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復
調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器の出
力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入力するよ
うな構成である。
ように、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器と、時間軸補正
のためのデータを書き込むメモリを有する時間軸補正回
路と、記録時に前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用基準周波数を
記録映像信号の水平同期パルスの周波数の整数倍に設定
し、それを水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリア
周波数とすると共に、水平同期パルスの周期毎に該パル
ス前縁で、水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリア
の位相を基準位相にリセットするタイミング信号発生手
段と、再生時に再生ＦＭ映像信号から水平同期パルスを
検出して出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平
同期パルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で再生
ＦＭ映像信号中のバースト信号をゲートするゲート手段
と、前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルス
の後縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検
出し、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパル
スを出力するメモリ書き込みト１ツガパルス発生手段と
を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復
調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器の出
力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入力するよ
うな構成である。
それゆえ、従来の再生系においてダブラ（２逓倍器）と
パルスカウント式ＦＭ復調器との間に設けられていたビ
ート縞防止用のバイパスフィルタが省略できるので、低
コスト化が可能となると共に、ＦＭキャリア周波数の低
域シフトにより、ＦＭキャリアのＣＮ比が改善される。
パルスカウント式ＦＭ復調器との間に設けられていたビ
ート縞防止用のバイパスフィルタが省略できるので、低
コスト化が可能となると共に、ＦＭキャリア周波数の低
域シフトにより、ＦＭキャリアのＣＮ比が改善される。
さらに、ＦＭキャリアの周波数偏移量の増大により、復
調映像信号のＳＮ比が改善される等の効果を併せて奏す
る。
調映像信号のＳＮ比が改善される等の効果を併せて奏す
る。
また、請求項第２項の発明に係る磁気記録再生装置は、
以上のように、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器、および
時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有する時
間軸補正回路と、記録時に、前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用
基準周波数を記録映像信号の水平同期パルスの周波数の
整数倍に設定し、それを水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリア周波数とすると共に、水平同期パルスの周
期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリアの位相を基準位相にリセットするタイミン
グ信号発生手段と、再生時に、再生映像信号をＦＭ復調
するＦＭ復調器と、前記ＦＭ復調器の出力から水平同期
パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手段と、
前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの前
縁で前記ＦＭ復調器出力中のバースト信号をゲートする
ゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段からの水平
同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定のゼロク
ロス点を検出し、前記時間軸補正回路のメモリ書き込み
トリガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパルス発
生手段とを備え、再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映
像信号復調用のＦＭ復調部を備え、少なくとも２逓倍器
とパルスカウント式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を
構成し、前記２逓倍器の出力を前記パルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器に直接入力するような構成である。
以上のように、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器、および
時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有する時
間軸補正回路と、記録時に、前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用
基準周波数を記録映像信号の水平同期パルスの周波数の
整数倍に設定し、それを水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリア周波数とすると共に、水平同期パルスの周
期毎に該パルス前縁で、水平同期パルス先端に対応する
ＦＭキャリアの位相を基準位相にリセットするタイミン
グ信号発生手段と、再生時に、再生映像信号をＦＭ復調
するＦＭ復調器と、前記ＦＭ復調器の出力から水平同期
パルスを検出して出力する水平同期パルス検出手段と、
前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの前
縁で前記ＦＭ復調器出力中のバースト信号をゲートする
ゲート手段と、前記水平同期パルス検出手段からの水平
同期パルスの後縁で上記バースト信号中の所定のゼロク
ロス点を検出し、前記時間軸補正回路のメモリ書き込み
トリガパルスを出力するメモリ書き込みトリガパルス発
生手段とを備え、再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映
像信号復調用のＦＭ復調部を備え、少なくとも２逓倍器
とパルスカウント式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を
構成し、前記２逓倍器の出力を前記パルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器に直接入力するような構成である。
それゆえ、上記請求項第１項の発明に係る効果と同様に
、従来必要とされたビート縞防止用のバイパスフィルタ
が省略できるので、低コスト化が可能となると共に、Ｆ
ＭキャリアのＣＮ比が改善され、復調映像信号のＳＮ比
が改善される等の効果を併せて奏する。
、従来必要とされたビート縞防止用のバイパスフィルタ
が省略できるので、低コスト化が可能となると共に、Ｆ
ＭキャリアのＣＮ比が改善され、復調映像信号のＳＮ比
が改善される等の効果を併せて奏する。
また、請求項第３項の発明に係る磁気再生装置は、以上
のように、再生ＦＭ映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調部
と、前記ＦＭ復調部の出力から水平同期パルスを検出し
て出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パ
ルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映
像信号中のバースト信号をゲートするゲート手段と、前
記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後縁
で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し、
時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを出力す
るメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え、少な
くとも２逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復調器とから前
記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器の出力を前記パル
スカウント式ＦＭ復調器に直接入力するような構成であ
る。
のように、再生ＦＭ映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調部
と、前記ＦＭ復調部の出力から水平同期パルスを検出し
て出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パ
ルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映
像信号中のバースト信号をゲートするゲート手段と、前
記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後縁
で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し、
時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを出力す
るメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え、少な
くとも２逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復調器とから前
記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器の出力を前記パル
スカウント式ＦＭ復調器に直接入力するような構成であ
る。
それゆえ、従来の再生系においてダブラ（２逓倍器）と
パルスカウント式ＦＭ復調器との間に設けられていたビ
ート縞防止用のバイパスフィルタが省略できるので、低
コスト化が可能となると共に、ＦＭキャリア周波数の低
域シフトにより、ＦＭキャリアのＣＮ比が改善される。
パルスカウント式ＦＭ復調器との間に設けられていたビ
ート縞防止用のバイパスフィルタが省略できるので、低
コスト化が可能となると共に、ＦＭキャリア周波数の低
域シフトにより、ＦＭキャリアのＣＮ比が改善される。
さらに、ＦＭキャリアの周波数偏移量の増大により、復
調映像信号のＳＮ比が改善される等の効果を併せて奏す
る。
調映像信号のＳＮ比が改善される等の効果を併せて奏す
る。
また、請求項第４項の発明に係る磁気再生装置は、以上
のように、再生ＦＭ映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調器
と、前記ＦＭ復調器の出力から水平同期パルスを検出し
て出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パ
ルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で前記ＦＭ復
調器出力中のバースト信号をゲートするゲート手段と、
前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映像信号復調用の
ＦＭ復調部を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウン
ト式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２
逓倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接
入力するような構成である。
のように、再生ＦＭ映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調器
と、前記ＦＭ復調器の出力から水平同期パルスを検出し
て出力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パ
ルス検出手段からの水平同期パルスの前縁で前記ＦＭ復
調器出力中のバースト信号をゲートするゲート手段と、
前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映像信号復調用の
ＦＭ復調部を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウン
ト式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２
逓倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接
入力するような構成である。
それゆえ、上記請求項第３項の発明に係る効果と同様に
、ビート縞防止用のバイパスフィルタの省略に伴う低コ
スト化が可能となると共に、ＦＭキャリアのＣＮ比が改
善され、復調映像信号のＳＮ比が改善される等の効果を
併せて奏する。
、ビート縞防止用のバイパスフィルタの省略に伴う低コ
スト化が可能となると共に、ＦＭキャリアのＣＮ比が改
善され、復調映像信号のＳＮ比が改善される等の効果を
併せて奏する。
第１図および第２図は、本発明の一実施例を示すもので
ある。 第１図は、本発明に係る磁気記録再生装置のＦＭ変調器
の構成の要部を示すブロック図である。 第２図（ａ）（ｂ）は、本発明に係る磁気記録再生装置
の原理的なＦＭ復調系の構成例の要部、および実用的な
ＦＭ復調系の構成例の要部を示すブロック図である。 第３図ないし第７図は、従来例を示すものである。 第３図は、従来のＦＭ変調・復調系の構成例の要部を示
すブロック図である。 第４図（ａ）（ｂ）は、第３図に示した信号処理回路の
入力、および出力の波形図である。 第５図（ａ）〜（ｆ）は、第３図に示したＦＭ復調系の
各部のＦＭキャリアスペクトル波形図である。 第６図（ａ）〜（Ｃ）は、パルスカウント式ＦＭ復調器
における２逓倍復調動作を示す説明図である。 第７図（ａ）〜（ｆ）は、映像信号が水平同期パルスに
対して一定の位相を有し、且つＦＭキャリアが水平同期
パルスに対して９０°の位相差を有する場合に、ビート
縞が発生することを示す説明図である。 ４はタイミング信号発生器（タイミング信号発生手段）
、９はダブラ（２逓倍器）、１１はパルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器、１３はＴＢＣ回路、１５はＦＭ復調器、１６
は水平同期パルス検出器（水平同期パルス検出手段Ｌｌ
≠シート回路（ゲート手段）、１８は書き込みトリガパ
ルス発生器（書き込みトリガパルス発生手段）、５０は
ＦＭ復調部（ＦＭ復調部）である。
ある。 第１図は、本発明に係る磁気記録再生装置のＦＭ変調器
の構成の要部を示すブロック図である。 第２図（ａ）（ｂ）は、本発明に係る磁気記録再生装置
の原理的なＦＭ復調系の構成例の要部、および実用的な
ＦＭ復調系の構成例の要部を示すブロック図である。 第３図ないし第７図は、従来例を示すものである。 第３図は、従来のＦＭ変調・復調系の構成例の要部を示
すブロック図である。 第４図（ａ）（ｂ）は、第３図に示した信号処理回路の
入力、および出力の波形図である。 第５図（ａ）〜（ｆ）は、第３図に示したＦＭ復調系の
各部のＦＭキャリアスペクトル波形図である。 第６図（ａ）〜（Ｃ）は、パルスカウント式ＦＭ復調器
における２逓倍復調動作を示す説明図である。 第７図（ａ）〜（ｆ）は、映像信号が水平同期パルスに
対して一定の位相を有し、且つＦＭキャリアが水平同期
パルスに対して９０°の位相差を有する場合に、ビート
縞が発生することを示す説明図である。 ４はタイミング信号発生器（タイミング信号発生手段）
、９はダブラ（２逓倍器）、１１はパルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器、１３はＴＢＣ回路、１５はＦＭ復調器、１６
は水平同期パルス検出器（水平同期パルス検出手段Ｌｌ
≠シート回路（ゲート手段）、１８は書き込みトリガパ
ルス発生器（書き込みトリガパルス発生手段）、５０は
ＦＭ復調部（ＦＭ復調部）である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器と、 時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有する時
間軸補正回路と、 記録時に、前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用基準周波数を記録
映像信号の水平同期パルスの周波数の整数倍に設定し、
それを水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリア周波
数とすると共に、水平同期パルスの周期毎に該パルス前
縁で、水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリアの位
相を基準位相にリセットするタイミング信号発生手段と
、再生時に、再生ＦＭ映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調
部と、 前記ＦＭ復調部の出力から水平同期パルスを検出して出
力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パルス
検出手段からの水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映像信
号中のバースト信号をゲートするゲート手段と、 前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、 少なくとも２逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復調器とか
ら前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器の出力を前記
パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入力するように構成
してなることを特徴とする磁気記録再生装置。 ２、ＡＦＣ回路を有するＦＭ変調器と、 時間軸補正のためのデータを書き込むメモリを有する時
間軸補正回路と、 記録時に、前記ＦＭ変調器のＡＦＣ用基準周波数を記録
映像信号の水平同期パルスの周波数の整数倍に設定し、
それを水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリア周波
数とすると共に、水平同期パルスの周期毎に該パルス前
縁で、水平同期パルス先端に対応するＦＭキャリアの位
相を基準位相にリセットするタイミング信号発生手段と
、再生時に、再生映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調器と
、 前記ＦＭ復調器の出力から水平同期パルスを検出して出
力する水平同期パルス検出手段と、前記水平同期パルス
検出手段からの水平同期パルスの前縁で前記ＦＭ復調器
出力中のバースト信号をゲートするゲート手段と、 前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、 再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映像信号復調用のＦ
Ｍ復調部を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウント
式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓
倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入
力するように構成してなることを特徴とする磁気記録再
生装置。 ３、記録時に映像信号がＦＭ変調されて記録され、且つ
前記映像信号中の水平同期パルス先端に対応するＦＭキ
ャリアの位相が前記水平同期パルスの周期毎に該パルス
前縁の基準位相でリセットされると共に、前記水平同期
パルス先端に対応する前記ＦＭキャリアの周波数が前記
水平同期パルスの周波数の整数倍に設定されて記録され
た磁気記録媒体を再生する磁気再生装置であって、再生
ＦＭ映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調部と、前記ＦＭ復
調部の出力から水平同期パルスを検出して出力する水平
同期パルス検出手段と、前記水平同期パルス検出手段か
らの水平同期パルスの前縁で再生ＦＭ映像信号中のバー
スト信号をゲートするゲート手段と、 前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、 少なくとも２逓倍器とパルスカウント式ＦＭ復調器とか
ら前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓倍器の出力を前記
パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入力するように構成
してなることを特徴とする磁気再生装置。 ４、記録時に映像信号がＦＭ変調されて記録され、且つ
前記映像信号中の水平同期パルス先端に対応するＦＭキ
ャリアの位相が前記水平同期パルスの周期毎に該パルス
前縁の基準位相でリセットされると共に、前記水平同期
パルス先端に対応する前記ＦＭキャリアの周波数が前記
水平同期パルスの周波数の整数倍に設定されて記録され
た磁気記録媒体を再生する磁気再生装置であって、再生
映像信号をＦＭ復調するＦＭ復調器と、前記ＦＭ復調器
の出力から水平同期パルスを検出して出力する水平同期
パルス検出手段と、前記水平同期パルス検出手段からの
水平同期パルスの前縁で前記ＦＭ復調器出力中のバース
ト信号をゲートするゲート手段と、 前記水平同期パルス検出手段からの水平同期パルスの後
縁で上記バースト信号中の所定のゼロクロス点を検出し
、前記時間軸補正回路のメモリ書き込みトリガパルスを
出力するメモリ書き込みトリガパルス発生手段とを備え
、 再生時に、前記ＦＭ復調器とは別に映像信号復調用のＦ
Ｍ復調部を備え、少なくとも２逓倍器とパルスカウント
式ＦＭ復調器とから前記ＦＭ復調部を構成し、前記２逓
倍器の出力を前記パルスカウント式ＦＭ復調器に直接入
力するように構成してなることを特徴とする磁気再生装
置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2146503A JPH0824364B2 (ja) | 1990-06-04 | 1990-06-04 | 磁気記録再生装置 |
| US07/708,927 US5260838A (en) | 1990-06-04 | 1991-05-31 | Magnetic reproducing apparatus for reproducing a video signal from a magnetic recording medium |
| CA002043772A CA2043772C (en) | 1990-06-04 | 1991-06-03 | Magnetic reproducing apparatus and magnetic recording/reproducing apparatus |
| EP91305059A EP0460926B1 (en) | 1990-06-04 | 1991-06-04 | Magnetic Recording apparatus and Magnetic Recording/Reproducing Apparatus |
| DE69123786T DE69123786T2 (de) | 1990-06-04 | 1991-06-04 | Magnetische Aufzeichnungseinrichtung und magnetische Aufzeichnungs-/Wiedergabeeinrichtung |
| ES91305059T ES2095910T3 (es) | 1990-06-04 | 1991-06-04 | Aparato de reproduccion magnetica y aparato de grabacion/reproduccion magneticas. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2146503A JPH0824364B2 (ja) | 1990-06-04 | 1990-06-04 | 磁気記録再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0440089A true JPH0440089A (ja) | 1992-02-10 |
| JPH0824364B2 JPH0824364B2 (ja) | 1996-03-06 |
Family
ID=15409103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2146503A Expired - Lifetime JPH0824364B2 (ja) | 1990-06-04 | 1990-06-04 | 磁気記録再生装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5260838A (ja) |
| EP (1) | EP0460926B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0824364B2 (ja) |
| CA (1) | CA2043772C (ja) |
| DE (1) | DE69123786T2 (ja) |
| ES (1) | ES2095910T3 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4114656A1 (de) * | 1991-05-06 | 1992-11-12 | Nokia Deutschland Gmbh | Videorecorder mit einem leuchtdichteuebertragungskanal |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4591930A (en) * | 1983-09-23 | 1986-05-27 | Eastman Kodak Company | Signal processing for high resolution electronic still camera |
| JPS63102481A (ja) * | 1986-10-18 | 1988-05-07 | Pioneer Electronic Corp | 多重記録方式 |
| US4843334A (en) * | 1986-12-09 | 1989-06-27 | Canon Kabushiki Kaisha | Frequency demodulator operable with low frequency modulation carriers |
| JPS63185177A (ja) * | 1987-01-27 | 1988-07-30 | Sony Corp | 周波数変調回路 |
| JPH0632467B2 (ja) * | 1987-05-01 | 1994-04-27 | シャープ株式会社 | Ｖｔｒ記録再生映像信号のジッタ検出方法 |
| US5045950A (en) * | 1987-05-01 | 1991-09-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Circuit for detecting and compensating for jitter produced by a recording/reproducing apparatus |
| JP2507821B2 (ja) * | 1990-03-13 | 1996-06-19 | シャープ株式会社 | キャリアリセットｆｍ変調器 |
-
1990
- 1990-06-04 JP JP2146503A patent/JPH0824364B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-05-31 US US07/708,927 patent/US5260838A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-03 CA CA002043772A patent/CA2043772C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-04 EP EP91305059A patent/EP0460926B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-04 DE DE69123786T patent/DE69123786T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-04 ES ES91305059T patent/ES2095910T3/es not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5260838A (en) | 1993-11-09 |
| JPH0824364B2 (ja) | 1996-03-06 |
| EP0460926A3 (en) | 1993-03-03 |
| DE69123786D1 (de) | 1997-02-06 |
| EP0460926A2 (en) | 1991-12-11 |
| DE69123786T2 (de) | 1997-05-28 |
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