JPH0440959B2

JPH0440959B2 -

Info

Publication number: JPH0440959B2
Application number: JP57021526A
Authority: JP
Inventors: Ryohei Uchida; Tatsuo Yamazaki; Toshio Idei; Toshiro Tatsuya; Itsupei Hagiwara
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1982-02-10
Filing date: 1982-02-10
Publication date: 1992-07-06
Also published as: GB8303378D0; JPS58139687A; US4442386A; GB2114781B; GB2114781A; DE3304606A1; DE3304606C2

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕この発明はトランジスタモータの駆動回路に関
し、特にトルクリツプルを抑制して円滑な回転を
行なわせるためのトランジスタモータの制御装置
に関するものである。〔従来の技術〕ロータの界磁源としての永久磁石を持つオーデ
イオ、ビデオ用のこの種のモータでは、ロータの
回転に伴う振動、騒音が製品の性能を左右する
が、なかでも回転ムラは最も重要な要素である。
これらはステータに設けられる電機子コイルに流
れる電流によつて、ロータの永久磁石に回転力が
伝えられるときに、回転力のムラ、即ちトルクリ
ツプルがこの回転ムラを引き起こす最大の要素と
なるので、この種のモータでトルクリツプルを軽
減することが肝要である。トランジスタモータにおいては、従来、一般に
ロータの位置検出手段としてホール素子を用い、
この素子の出力をそのまま電力増幅して電機子コ
イルヘの印加電圧としたり、この素子の出力に比
例する電流を電機子コイルに通ずる様に制御する
方法がとられてきた。この方法は、２相では
sin²θ＋cos²θ＝１なる第１の恒等式を利用して、
３相ではsin²θ＋sin²θ（θ−120°）＋sin²（θ−240
°）
＝3/2なる第２の恒等式を利用して、それぞれ原
理上トルクリツプルが無い様にモータの駆動を行
わせようとすることが知られている。この場合、
制御要素として位置センサであるホール素子を、
相数と同数設けて制御するものであるが、このホ
ール素子の個々の出力が同一入力条件の時に、振
幅に差があるのが普通である。この振幅差を補正
しない時はトルクリツプルが発生する。従つて、
この方法ではホール素子の出力また電機子コイル
への印加電圧に関し、そのレベルを各相の間で合
わせるためのゲイン調整手段を要する。別の一般的な制御方法として、位置センサ出力
を論理信号変換して用いる方法も多用される。例
えば、３相モータでは、３相のうちの２相の電機
子コイルに、常時直列に一定の電流を通ずる様に
制御する、いわゆる120°通電制御法がある。この
方法では、正弦波状の逆起電力が電機子コイルに
誘導する正常な状態のとき、原理上約13％のトル
クリツプルがあり、実用上問題は少ないが、この
値は無視できない。さらに、電機子コイルへの通
電制御がオン・オフ制御となるため、比較的大き
なコンデンサを含むフイルタがモータの電機子コ
イルへの電圧印加端子に必要となる。また、短時
間的にはスリツト状の電流の瞬断がおきやすく、
振動、騒音を発生しやすいなどの欠点もあつた。この発明は以上の点に鑑みてなされたものであ
り、ロータの位置センサとしてホール素子を用い
る制御装置であるが、モータ１台毎のホール素子
の出力または電機子コイルへの印加電圧を調整を
不要にし、上述のフイルタを用いることなく電機
子コイルにスリツト状の電流の瞬断の発生をも抑
制したトランジスタモータの制御装置の提供を目
的とするものである。以下図面にもとづいてこの
発明の装置について説明する。第１図は、この発明の一実施例の制御装置が対
象とする３組トランジスタモータの一構成例を示
す図である。同時ａはステータ部分の上面視であ
る。機械角60°ピツチで並べられ、細い導線が多
数回巻回されて成る６個の電機子コイルは、それ
ぞれ軸対象の（u₁）と（u₂）、（v₁）と（v₂）、
（w₁）と（w₂）とが直列接続されて、それぞれ
Ｕ、Ｖ及びＷ相コイルを構成する。個々のコイル
は扇形形状をなしており、その両サイドは約180°
（機械角で約45°）間隔に構成されている。ホール
素子αは巻線（u₁）と（w₂）の中央に置かれ、
丁度制御対象となるｕ相巻線位置より機械角で約
7.5°（電機角で約30°シフトした位置）にある。ホ
ール素子β、γについてもそれぞれ制御対象とな
るｖ、ｗ相巻線に対して同様の位置に配置され
る。従つて、各ホール素子の差動出力間では電気
角で120°ずつ位相がずれていることになる。第１
図ｂは、同図ａのＡ−Ａ断面視でありロータの断
面もあわせて示している。回転軸７に固定された
回転円板６には、円周方向に機械角で45°毎の等
ピツチで、軸方向に８極着磁されたリング状の永
久磁石５が固着される。回転軸７を回動可能に支
持する軸受８にはステータの主要部となる磁性板
４が一体固定され、この上に前述の電機子コイル
（u₁）〜（w₂）とホール素子α〜γが固定されて
いる。第２図はこの発明のトランジスタモータの制御
装置の一実施例である。図において１１１，１１
２，１１３は前述のモータＵ、Ｖ、Ｗ相の電機子
コイルを示している。線形増幅回路２１の逆相入
力端子には、抵抗値の等しい抵抗８２，８３を介
してホール素子αの出力端子αA、及びホール素
子βの出力端子βBが接続され、同様に線形増幅
回路の正相入力端子に抵抗値の等しい抵抗８４，
８５を介してそれぞれホール素子α、βの出力端
子βB、αAが接続される。以下同様にホール素子
出力端子βA、γBとβB、γAが抵抗８６，８７，
８９を介して線形増幅回路２２の逆相及び正相入
力端子に、γA、αBとγB、αAが抵抗９０，９１
と９２，９３を介して線形増幅回路２３の逆相及
び正相入力端子に接続される。この時、線形増幅
回路２１の出力電圧VUは抵抗８２，８３，８
４，８５及び９４で定められたゲインで、ホール
素子出力電圧αA、βBの加算結果とαB、βAの加
算結果との差電圧を増幅した値になる。その出力
波形はホール素子αで得られるαA及びαB間の出
力電圧により位相が電気角で30°進んだ波形が得
られる。一方、前記αA、αB間の出力電圧は、ホ
ール素子αの位置と、前記Ｕ相巻線の（1u）線
上より機械角で7.5°（電気角で30°）、ロータの回転
方法にシフトした関係上、Ｕ相巻線の（1u）線
上にある巻線に誘起する速度起電力とは、電気角
で30°遅れている。従つて前記出力電圧VUは、丁
度、Ｕ相巻線に誘起されると速度起電力と同相に
なり、ホール素子αを前記（1u）線上、あるい
は（1u）線上より電気角で360°シフトした位置に
配置したことと等価である。同様に、線形増幅回
路２２，２３の出力電圧VV、VWは各々、Ｖ相、
Ｗ相間巻線に誘起される速度起電力と同様にな
る。線形増幅回路のゲインは今、全て等しくなる
抵抗値に設定されているものとする。２０６は電
力増幅器回路で大出力を得た場合に、前記線形増
幅回路と電機子コイルの間に挿入される。大出力
を要求されないモータをこの制御装置に接続する
場合は、この回路をはぶくことができる。このと
きはVU＝VUU、VV＝VVV、VW＝VWWとい
う関係と等価であり、前記線形増幅回路２１，２
２，２３の出力を直接電機子コイルへ接続すれば
よい。２０１は電圧設定回路であり、ゲインの十
分高いアンプ１２，１３を主体に構成されて、ホ
ール素子への入力電圧を制御するためのものであ
る。この制御装置の電源は、V1とV2であつて直列
接続される。このV1とV2の接続点の電位、つま
り電源の中間電位をVKとした時、このVK電位
から見た電圧設定回路２０１の正と負の出力電圧
VHとHGは、正負に対称な電圧として現れる様
に構成されている。つまり、抵抗器５４の図示方
向の電圧効果に比例する値の正電圧が抵抗器５６
と５８およびアンプ１２によつてVHなる値とし
て得られ、同じく負電圧が抵抗器５７と５９およ
びアンプ１３によつてVGなる値として得られ
る。抵抗器５４の電圧降下がなければ、VH、
VG各電位ともVKなる電位に等しい。これらの
VH、VG各電圧がホール素子α、β、γの並列
接続された入力端子の両端電圧になる。ホール素
子の差動出力端子の直流電位は、通常、入力端子
間電圧の1/2の値として得られるので、ホール素
子の差動出力電圧は電源の中間値VKを中心にし
て、ほぼ正負対称に得られる。抵抗器５４の電圧
降下がなければ、ホール素子の各差動出力の直流
電位はいずれもVKなる値の一定値である。従つ
て、線形増幅回路２１，２２，２３の出力も直流
的にVKなる値の一定値ゆえ、各電機子コイルへ
の印加電圧は等しく、コイルに電流が流れること
なく、モータに回転力は与えられない。電機子コイル１１１，１１２，１１３に印加さ
れる電圧値（大出力を要求される場合は、電力増
幅回路２０６への入力電圧値）、VC、VV、VW
の値は正電圧加算回路２０４と負電圧加算回路２
０５への入力信号、つまりこの制御装置のフイー
ドバツク信号ともなつている。正電圧加算回路２
０４ではダイオード３７，３８，３９を介して前
述の電圧VU、VV、VWの値のうち、第１の基
準値VCよりも高い値のものを受けて、等しい値
の抵抗器７６，７８，８０により、これらの電圧
を電流値に変換する。この時、ダイオード３７，
３８，３９は基準値VCよりも正の値のものを一
つ、または複数選択して加算するために必要であ
るが、このダイオードドロツプにより前述の電圧
VU、VV、VWをダイオード順方向電圧分だけ
減少させることになる。従つてこれをキヤンセル
するために、基準値VCはダイオード３５を介し
て演算増幅器１８に接続する。こうすれば、ダイ
オード３５はダイオード３７，３８，３９の順方
向電圧をキヤンセルすると同時に、その温度変化
をもキヤンセルする。なお、ここで第１の基準値
VCの値は電源の中間値VKより見た正方向の値
であり、第２図の装置への外部からの設定信号で
ある制御信号VIをもとに、後述の加算基準設定
回路２０３にて作成される。演算増幅器１８と抵
抗器７２とによつて、正電圧加算回路２０４の出
力電圧VAには、フイードバツク信号VU、VV、
VWのうち、前述のVCなる値より高い値ものの
和の値が得られる。その値は前述のVKなる値を
中心に見た時、符号を変えて負の値で得られる。
負電圧加算回路２０５は、正電圧加算回路２０４
とはコンプリメンタリの関係にある。入力信号
VU、VV、VWを取り込むダイオード４０，４
１，４２と、ダイオード３６とがそれぞれ対応す
る正電圧加算回路２０４のそれに比較して逆極性
である。また、正電圧加算回路２０４の中で、正
の値を判定するため基準となつたVCなる第１の
基準値は負電圧加算回路２０５の中では負の値の
第２の基準値であるVDなる値に置換される。こ
のVDなる値もVCなる値と同じく後述の加算基
準設定回路２０３にて作られるが、電源の中間値
VKを中心に見て、VCとVDの値は正負対称であ
る。負電圧加算回路２０５の出力VBには、従つ
て入力信号VU、VV、VWのうち、前述のVDな
る値よりも低い値のものの和の値が、VK値を中
心に見たとき、符号を変えて正の値で得られる。
２０７は符号反転回路であり、その出力電圧
VAAは、正電圧加算回路２０４の出力電圧VA
を、VK値を中心に見て、符号を変えて正の値に
なるようにしている。第２図ににおいて、２０２は正負加算回路であ
つて前述の符号反転回路２０７の出力電圧VAA
と負電圧加算回路２０５の出力電圧VBを加算す
る。ここで、VU、VV、VWの各電圧のうち、
１つが電源中間値VKよりもV0（V0VS）なる
値だけ大きく、また別の１つが同じくVP（VP
VS）なる値だけ小さいものとする。そして抵抗
器７６〜８１の値を全てR1とし、７２，７３の
抵抗器の値をR2とし、また抵抗器６０及び６２
の値は同一とする。まず、正電圧加算回路２０４における演算増幅
器１８からの出力電圧VAは前述のように第１の
基準値VC＝VK＋VSなので、 VA＝VC−VT−R2／R1｛（VK＋V0−VT） −（VC−VT）｝＝VK＋VS−VT −R2／R1｛（VK＋V0−VT）−（VK ＋VS−VT）｝＝VK＋VS−VT −R2／R1（V0−VS）ここで、動作の基準電位となる直流レベルの中
間値VKを省略して表現すると、 VA＝−R2／R1（V0−VS）＋VS−VT ……(1) なお、VSとは比較の基準となる電圧VC、VD
の、VKより見た絶対値を表し、またVTとはダ
イオードのえん層電圧を表す。従つて、正電圧加
算回路２０４の出力電圧VAを中間値VKを中心
に見て、符号を変えたものとする符号反転回路２
０７は抵抗器６２及び６０の値が同一であること
から、次の出力電圧VAAを示す。 VAA＝R2／R1（V0−VS）−VS−VT ……(2) 次に負電圧加算回路２０５における演算増幅器
２０からの出力電圧VBは、前述のようにVD＝
VK−VSなので VB＝（VD−VT）＋R2／R1｛（VD＋VT） −（VK−VP）−VT｝＝（VK−VS ＋VT）＋R2／R1｛（VK−VS＋VT） −（VK−VP）−VT｝＝VK−VS＋VT＋R2／R1（VP−VS）ここで、動作の基準電流電位となる中間値VK
を省略して表現すると、 VB＝R2／R1（VP−VS）−VS＋VT ……(3) さて、正負加算回路２０２の出力VEとして、
単に上記２式の加算のみを行い、かつ演算増幅器
１６の正相入力端子にダイオード３３を介さずに
中間値VKそのものを入力する場合における演算
増幅器１６の出力であるVE′を仮定してみると、
６５，６７の抵抗器の値をR3、６１の抵抗器の
値をR4としたとき、(2)式及び(3)式よりVKを動作
の基準電位として次式で表される。 VE′＝R4／R3（−VAA）＋R4／R3（−VB）＝R4／R3｛−R2／R1（V0−VS）＋VS−VT｝＋R4／R3｛−R2／R1（VP−VS）＋VS−VT｝＝−R4／R3｛R2／R1（V0−VS）＋R2／R1（VP−VS）−2VS＋2VT） ……(4) なお、上記(3)式の導出にあたつては、同式中の
第３項及び第４項に、比較の基準となる電圧VC、
VDのVKより見た絶対値であるVS及びダイード
のえん層電圧VTがあらわれることを説明するた
めに、便宜上VU、VV、VWの各電圧のうち、
１つのみが電源の中間値VKよりもV0（V0VS）
なる値だけ大きく、また、別の１つのみが同じく
VP（VPVS）なる値だけ小さい場合としてい
た。しかし、一般的な表現を行うと、例えばVU
〜VWのうち、VKよりV0（V0VS）だけ大き
いものがｍ個ありそれらを各々のV0の総和をδ
とし、VKよりVP（VPVS）だけ小さいものが
ｎ個ありそれら各々のVPの総和をεとすると、
上記の仮定に基づく演算増幅器１６の出力VE′は VE′＝−R4／R3｛R2／R1（δ−mVS）＋R2／R1（ε−nVS）−（ｍ＋ｎ）VS ＋（ｍ＋ｎ）VT｝但しｍ＋ｎ３ ……(5) と表現でき、上記(3)式はｍ＝ｎ＝１の場合として
この(5)式に包括される。また、(1)式のVA、(2)式
のVAA並びに(3)式のVBについても一般的に表
現すると、 VA＝−R2／R1（δ−mVS）＋VS−VT ……(6) VAA＝R2／R1（δ−mVS）−VS＋VT ……(7) VB＝R2／R1（ε−nVS）−VS＋VT ……(8) となる。第２図の装置では、後述するように本来上記(3)
式の値が制御信号変換回路２０８が出力する所定
の設定値VFに等しくなるように自動制御される
ものであるから、(3)式中の第３項の2VSと第４項
の2VTがあると、そのように自動制御を行うこ
とが難しいため、それら2VSと2VTを削除する
必要がある。まず、第４項の2VTを除くために
アンプ１６の正相入力段にダイオード３３を介し
て中間値VKを入力することにより、この値を除
く。この結果、正負加算回路２０２の出力は電源の
中間値VKよりもダイオード一個分、つまりVT
なる電圧分、高い電位が動作の基準電位になる。第３項の2VSを除くために、まずダイオード３
３のえん層分をシフトするダイオード３４を第１
の基準値VCに接続し、しかる後に抵抗器６６を
設けてアンブ１６の逆相入力側に加算する。前記
VAA、VBなる値はアンプ１６の逆相入力端か
ら見て前記VS値が直流的に負の値でもつて前記
VS値が加算されている。従つて、抵抗器６６を
介して加算するアンプ１７の出力VCはVK＋VS
であるので、つまりVSの値はアンプ１６の逆相
入力端に対して正の値で加算される。抵抗器６６
の値が６５、６７の値の半分であると、前記(3)式
の第３項の2VSなる値が削除できる。かくして正
負加算回路２０２の出力VEには、第１の基準値
であるVC＝VK＋VSの値よりも大きな１つまた
は２つのVU、VV、またはVWの値の絶対値と、
第２の基準値であるVD＝VT−VSの値よりも小
さな２つまたは１つのVU、VVまたはVWの値
の絶対値との２つの組の和が表われ、その基準電
位は電源の中間値VKよりもダイオード１つ高い
電位にある。すなわち、正負加算回路２０２の出力VEを動
作の基準電位が（V_K＋V_T）であることを省略し
て表現すると、前記(4)式と比較して VE＝−R4／R3｛R2／R1（V0−VS）＋R2／R1（VP−VS）｝ ……(9) となる。一般的に表現した前記(5)式と比較すれ
ば、 VE＝−R4／R3｛R2／R1（δ−mVS）＋R2／R1（ε−nVS）｝ ……(10) となり、前記(5)式における第３項のVSのみの項
及び第４項のVTのみの項は無視されることがわ
かる。これと同様に、前記(6)、(7)、(8)式について
もVS及びVTのみの項は無視してもよいので、
VA、VAA並びにVBについては一般的に表現し
て、 VA＝−R2／R1（δ−mVS） ……(11) VAA＝R2／R1（δ−mVS） ……(12) VB＝R2／R1（ε−nVS） ……(13) となる。２０８は制御信号変換回路であり、外部から本
装置へ与えられる基準指令信号VRと、制御信号
VIとの偏差に比例する電圧を出力する（VI＞VR
のとき、VI−VRに対応する値）回路である。ア
ンプ２４，２５はバツフアの役をなし、VR＞VI
ならばトランジスタ４４はアンプ２６の出力、つ
まり２０８の回路の出力VFを電源の中間値VK
よりもダイオード一つ分高い値に押さえる働きを
する。ここでVFなる値と、前述の正負加算回路
の出力VEとの偏差が常にほとんど零となるよう
に偏差増幅回路２０９が作用する。この偏差増幅
回路の２つの入力であるVFとVEとは、従つて電
源の中間値VKよりもダイオード一つ分高い電位
を動作の基準とする。偏差増幅回路２０９はこれ
らVFとVEの値を比較し、電源の中間値VKより
も低い電圧VFの値に、VEなる正負加算回路の出
力電圧が一致するように自動制御する。つまり制
御信号VIの増加に伴つてVFなる電位が下がり、
偏差増幅回路２０９の回路の出力電圧が低下すれ
ば、ダイオード３１と抵抗器５３とを介して電圧
設定回路２０１の中の抵抗器５４の電圧降下が増
大する。この変化に対応してホール素子への印加
電圧が大きくなり、もつて第２図の回路の出力電
圧であるVU、VV、VWの交流分絶対値が増加
する。この増加は正、負電圧加算回路２０４，２
０５の出力の絶対値の増加として検知され、即ち
また、正負加算回路２０２の出力電圧VEの値を
低下させる。逆にVIの減少に伴つてVFの値が上
昇するとVEの値も上昇し、つまり出力電圧VU、
VV、VWの交流分絶対値が小さくなる。。かくし
て、偏差増幅回路２０９によつてこの装置への入
力である制御信号VIに比例した出力電圧VU、
VV、VWが得られる。第２図において、２０３は加算基準設定回路で
あり、正、負電圧加算回路２０４、２０５におい
て、入力電圧、つまりこの装置の出力電圧VU、
VV、VWの電圧の振幅の大きさを検出するため
の基準となる第１、第２の基準値VC、VDを作
る回路である。VCは抵抗器６３と６８の値の差
に応じたゲインで、設定電圧VFをもとに作られ、
VDはVCをVK値に関して折り返した値となる。
つまり抵抗器６９と７０の値は等しい。VFなる
設定電圧の動作の基準はVK値よりダイオード一
つ高い。しかし出力電圧（VUなど）はVKを中
心に働くので、ダイオード３２によつて基準電圧
を合わせる様にしている。ところでモータのトルクは、まず電機子コイル
に印加する電圧からそのコイルに誘起する速度起
電力を差し引いて、その値をそのコイルの抵抗値
で割る。こうして得られたコイルに流れる電流の
値と、このコイルに鎖交する磁束との積に、所定
の定数を乗じたものがこのコイルに生じたトルク
である。このトルクを各相について求め、和をと
るとモータのトルクが得られる。３相では、前述
の第２の恒等式を利用するが、この式における正
弦波の一つの項において、２乗の内わけは、一方
がコイル電流で、他方がそれと同相のコイル鎖交
磁束に対応するものである。以上、第２図の回路構成と各部の働きについて
述べたが、電機子コイルへの印加電圧VU、VV、
VWの中で、第１の基準値VCよりも高い電圧の
和と、第２の基準値VDよりも低い電圧の和をと
つて、これらの電圧の和が制御信号VIに比例す
る値に常時一致するように制御する回路が第２図
の制御装置であるということになる。そして、そ
の被制御要素が位置センサーであるホール素子で
ある。さて、以上のように構成された第２図の制御装
置を、第１図に示したごとき３相のモータの制御
に供する場合について説明する。今、永久磁石５
の着磁は正弦波状になされ、ロータは一定の角速
度で回転しているものとする。このときＵ、Ｖ、
Ｗの各相の電機子コイルに誘起する電圧波形が正
弦波状であつて、ピーク値も等しいものとする。
実際上、電機子コイルの形状、配置は機械的に精
度よく定めることができるので、この仮定は現実
にもほぼあてはまる。問題は半導体であるホール
素子の差動出力であつて、この出力は素子への鎖
交磁束に対して線形関係を維持することはできる
が、α，β，γ各素子間の正弦波形のピーク値を
等しくすることは難しい。ここでは今、これらの
ピーク値が仮に等しいものとする。第３図はロータの回転角度θを電気角度で表わ
して、各相の電機子コイルに印加される電圧
VU、VV、VWを点線で示したものである。こ
こで、基準線に置いた横軸の直流電圧レベルは、
すでに説明したように第２図の装置における電源
の中間値VKである。第３図について、VU電圧の０から正への立ち
上りの起点をθ＝０度とし、VU、VV、VW各
電圧はいずれも理想的な正弦波とする。これらの
正弦波の正のピーク値を＋１なる値とし、第２図
の正電圧加算回路２０４の第１の基準値VCは
VKより見て＋Ｘに、従つてまた負電圧加算回路
２０５の第２の基準値VDはVKより見て−Ｘに
対応することになる。以下に前記Ｘの値を求める方法につき説明する
が、ここでは一例として、抵抗器７６〜８１の抵
抗値R1と抵抗器７２及び７３の抵抗値R2とが等
しく、かつまた抵抗器６５及び６７の抵抗値R3
と抵抗器６１の抵抗値R4とが等しい場合を考え
る。即ち、前述の(10)式を書き直すと、 VE＝−｛（δ−mVS）＋（ε−nVS） ……(14) となる。ここで、VS＝Ｘである。また前記の(11)
式、(12)式、(13)式も次のようになる。 VA＝−（δ−mVS） ……(15) VAA＝δ−mVS ……(16) VB＝ε−nVS ……(17) 即ち、上記(14)式の第１項は上記(16)式に、また上
記(14)式の第２項は上記(17)式に該当していることが
わかる。 θ＝30゜の点における正電圧加算回路の出力電
圧VAのうち、VK電位を０電位とみなして演算
された結果の値をＡとすると、VCなり電位を基
準にVUとVWの電位が共に等しくなくａ点の電
位を加算してその符号を変転したものが得られる
ので、次式のように表わされる。Ａ＝−（0.5−Ｘ＋0.5−Ｘ）＝−１＋2X……(18) 負電圧加算回路の出力電圧VBについても、同
様に演算された結果の値Ｂは、VDなる基準電圧
をもとにVVのｅ点電位を演算して、その符号を
反転して得られるので、(18)式と同様に次式のよう
に表わされる。Ｂ＝−（−１＋Ｘ）＝１−Ｘ ……(19) 従つて、第２図の正負加算回路の出力VEは、
上記(18)式の符号を反転したものに(19)式を加えた
値、換言すれば、(19)式から(18)式を差し引いた値と
して得られ、その値をＥとすれば、Ｅ＝２−3X ……(20) 次にθ＝60゜の点においては、正電圧加算回路
はVU電圧のｃ点の値を演算し、また負電圧加算
回路はVV電圧のｆ点の値を演算する。これらの
正、負電圧加算回路の出力VA、VBの値をもと
に、正負加算回路の出力電圧VEについて(20)式と
同様の値Ｅを求めると次式のようになる。Ｅ＝0.866×２−2X＝1.732−2X ……（21）第２図の制御装置においては、出力VEの値が
常に出力VFの値に一致するように自動制御され
るものであるから、前記(20)式と（21）式の値は等
しくなければならず、２−3X＝1.732−2X ∴Ｘ＝0.268 ……（22）つまり、正、負電圧加算回路２０４，２０５の
演算の基準となるVC、VD値の絶対値Ｘは、出
力電圧VU、VV、VWのピーク値の26.8％に設定
すればよい。この値は第２図中の加算基準設定回
路２０３中における抵抗器６３，６８の値を適切
に設定すれば得られる。制御信号VIに対応して
定められた値VFは、上記VE値に等しいものであ
り、その値は同じくＥである。この値は上記
（22）式のＸの値を代入すれば1.196となる。従つ
て、抵抗器６３の値／抵抗器６８の値＝1.196／0.268＝Ｋ…
…（23）なる関係式を満たす時、所望のＸの値が常に得ら
れる。但し、正、負電圧加算回路、正負加算回路
共に、出力電圧VU、VV、VWに対して１対１
の比で演算した場合であり、もしも途中で１対10
のごとき比で演算を行うものであれば、前記抵抗
値R2を抵抗値R1の10倍にし、かつまた抵抗値R4
を抵抗値R3の10倍にすれば、この比に逆比例す
る値、すなわち1/10を上記（23）式のＫの値に乗
ずる必要がある。 θ＝90゜の場合は、正電圧加算回路２０４では
第３図VU電圧のｄ点を、また負電圧加算回路２
０５ではVV、VW電圧のｇ点をその演算対象と
して、それぞれ加算結果を出すが、これらの和を
とる正負加算回路の出力電圧VE値Ｅは、前記(20)
式に一致する。その他、θ＝30度〜90度以外のθ
の範囲は、θ＝30度〜90度の領域の繰り返しとな
る。 VCを基準に、正電圧加算結果を単純に示せば
第３図実線Ｊのごとき曲線となり、VDを基準に
負電圧加算結果を単純に示せば、第３図実線Ｋの
ごとき曲線になる。加算の基準となる電位VKを
もとにＪの波形の符号を反転させたものが、正電
圧加算回路２０４の出力VAである。従つて、第
２図の制御装置では第３図の２本の前記曲線Ｊ，
Ｋ間の差を一定にするように制御していると換言
することもできる。これらＪ，Ｋ間の差電圧は
VU、VV、VW電圧がともに正弦波状でピーク
値が等しいときは一定にならない。その本来の一
定ではない差電圧を第２図の制御装置は強制的に
一定にするのである。従つて、ホール素子α，
β，γがともに一定の電圧を印加している状態の
時、VU、VV、VW各電圧共にピーク値の等し
い正弦波状の電圧が電子気コイルに印加されてい
るものであるとすると、この時に第２図の制御装
置が働けば各相の印加電圧はやや歪んで、第４図
に示した実線のごとき波形となる。黒丸印の付さ
れた箇所は本来の点線で示した正弦波形と一致す
る点を表わしている。このときVU電圧値の正弦
波形からの歪みの最も大きな点はθ≒44.5度の点
であり、歪み量は約±2.7％である。この歪み量
は、θ≒44.5度の点において、歪んだ波形の大き
さをL1とし、正弦波形の大きさをL2とすれば次
の式により得られる。歪み量＝L1−L2／L1＋L2×100（％）この歪み量の値約±2.7％は小さいオーダであ
つて、モータのトルクリップルに換言すれば、逆
起電力のない状態では約±1.6％である。以上の
説明から明らかな様に、第２図の制御装置を用い
て理想的な３相モータの正弦波状の電圧制御を行
うと、電機子コイルへの印加電圧は±2.7％程度
の歪みしかないほぼ正確な正弦波電圧波形とな
り、実用上は全く問題がないことがわかる。次に、ホール素子の出力電圧が理想正弦波では
ない場合につき説明する。まず、ホール素子α，βおよびγのうち、ホー
ル素子αの出力のピーク値のみが他のホール素子
のそれよりも20％高い場合について考える。第２
図の制御装置を用いずに、ホール素子α，β，γ
の出力をそのまま増幅して電機子コイルに電圧を
印加するというリニヤ方式を用いるものとすれ
ば、Ｕ相のトルクのみが他の相のトルクより大き
くなる。例えば逆起電力を無視した状態（これ
は、モータのロツク状態に相当する。）では、ト
ルクリツプルは約±6.3％になり、逆起電力が印
加電圧の半分であれば、トルクリツプルは約±
11.8％になる。第２図の制御装置を用いれば、第
１０図の実線で示したような電圧VU、VV、
VWがそれぞれ、電機子コイルＵ、Ｖ、Ｗへの印
加電圧となる。図においては、無制御状態では電
圧VUは理想的な点線の状態でなく、一点鎖線の
ようになる所を、本発明に係る制御装置の働きに
よつて実線の位置まで抑制される様子が示されて
いる。電圧VV、VWは理想的な点線の状態から、
実線の状態へ抑圧される。図中の数字は、理想波
形のピーク値を１としたときの抑制時の相対的な
比の数値を表わしている。このとき、トルクリツ
プルは逆起電力を無視した状態では約±3.5％に
なり、逆起電力が印加電圧の半分のときには約±
6.9％となる。即ち、無制御状態時のトルクリツ
プの約55％〜58％に抑圧される。ホール素子のゲ
インのバラツキは、小さいものを３個１組として
使うほど、トルクリツプルが小さくなることはい
うまでもないが、トルクリツプルが無制御時に比
較して55％〜58％に抑制できる第２図の制御装置
を用いれば、ホール素子個々のゲインを調整する
手段を設ける必要はないものである。次に、ホール素子に鎖交する磁束が正しく正弦
波ではなく、若干ピーク値が抑制された状態の場
合について考慮する。第１１図にその場合の一例
を示す。図においては、ホール素子α，β，γの
出力のピーク値は同一であるが、いずれも理想の
正弦波に対して10％のピーク値を持つ第３次高調
波成分を含む場合について示しており、これらの
出力をそのまま増幅してＵ、Ｖ、Ｗ各相の電機子
コイルへ印加する電圧VU、VV、VWとして実
線で示した。点線で示した理想正弦波に対して、
V3なる実線で示す第３次高調波成分が各相に加
算されたものがVU、VV、VWなる電圧となる。
この場合、第２図の制御装置を用いる時、正電圧
加算回路２０４及び負電圧加算回路２０５の演算
の基準となる電圧VC、VDの絶対値Ｘは、前記
（22）式で求めた値、つまりＸ＝0.268に第３次高
調波の基本波に対する比率を加えた値が新たなＸ
の値となる。つまり、第１１図の例では、Ｘ＝
0.268＋0.1＝0.368となる。これは、前記(20)式の中
に第３次高調波のピーク値が入つてくる結果によ
るものであり、これと（21）式とを等しくするこ
とからＸ値が定められる。すなわち前記(18)式は−
1.2＋2Xと表され、(19)式は0.9−Ｘと表されるの
で、この結果(20)式は2.1−3Xとなる。そして、第
３次高調波の影響がない（21）式と、この値とを
等しくする条件から、2.1−3X＝1.732−2Xなる
関係が得られ、ゆえにＸ＝0.368となる。このよ
うに正弦波からどの程度歪んだ波形の磁束がホー
ル素子に鎖交するかによつて、このＸの値を加減
してトルクリツプルを極小にするポイントを選択
することができる。Ｘの値の調整はすでに説明し
たように、第２図の装置中の加算基準設定回路２
０３における抵抗器６３及び６８の値を適切に設
定することにより行われる。この設定作業は、モ
ータの構造、つまりモータの形式、形状を定める
ときに行なわれ、同一構造のモータにおいては、
一台一台行なう必要はなく、同一の設定値でよ
い。この訳は、ホール素子の位置や種類と永久磁
石の材質や形状は、モータの形式が定められたと
き、同一の形状のモータでは同一の条件下にあ
り、従つて磁束の高調波歪の割合もほぼ同一と判
断できるためである。この場合のモータのトルク
リツプルについては、電機子コイルへの印加電圧
波形に高調波歪を持たない場合と同様である。こ
の理由は、３次高調波については実際上、最も大
きな歪の成分であるが、３相モータでは各相に同
相の３次高調波成分が印加される結果、互いがキ
ヤンセルしてトルクリツプルとはならないからで
ある。また原理上、偶数調波分はほとんど存在せ
ず、これを無視してよく、５次、７次の高調波成
分も絶対値が次数に比例して小さいため、検討項
目から除外してもさしつかえないものである。な
お、詳細な計算過程は省略するが３次高調波ピー
ク値が基本波のピーク値に対して10％含まれる場
合、第２図の制御装置によれば、波形の歪みは、
約±3.86になつて理想的な正弦波形の場合よりも
大きいが、トルクリツプルは約±1.8％となり、
理想的な正弦波の場合と変わらない。さらに、電圧VUのみにオフセツト電圧（すな
わち、直流電位の偏差分）がある場合について考
える。第１２図の実線で示したVU、VV、VW
なる波形は、第２図の制御装置によつてＵ、Ｖ、
Ｗ相の各電機子コイルへ印加される電圧の波形を
表わしている。この場合、理想的な正弦波形が点
線で各相共示されるのに対して、一点鎖線で示す
ごとくＵ相のみがピーク値の15％の正側へのオフ
セツト電圧V0を持つている。図中の数字はいず
れも理想的な正弦波のピーク値を１として相対的
に示したものである。Ｕ相に現れるオフセツトを
補償するべく、各相の印加電圧が変化する様子が
実線で示されているが、オフセツトのない状態で
のθ＝90度の点におけるトルクを100とした場合、
15％のオフセツトが１相にあればトルクは約
105.1から97.3まで変化する。但し、これは逆起
電力を無視した場合であり、印加電圧の半分の逆
起電力がある場合には約110から95まで変化する。
いずれにしても15％のオフセツトがあつても、ト
ルクリツプルは約±3.8に抑圧できる。以上の説明では、正電圧加算回路２０４の演算
の第１の基準値として、電源の中間値VKよりも
正の値であるVC値を、負電圧加算回路２０５の
演算の第２の基準値として、電源の中間値VKよ
りも負の値であるVD値を用いた。これをPP型と
称する。しかし、上記第１の基準値としてVD値
を、上記第２の基準値としてVC値を用いるよう
にVC、VD各値を入れ換えても第２図の制御装
置はこれを入れ換える前と同様の機能を有するも
のである。これをPN型と称する。即ち、上記(18)
式のＸの値の符合を入れ換え、同じく上記(19)式の
Ｘの値の符合も入れ換えると、VC値とVD値を
入れ換えたことと同じになる。その結果、上記(20)
式のＥの値は次式のようになる。Ｅ＝２＋3X ……（24） θ＝60度ではPP型では第３図のc′bおよびbf′の
値（すなわちＸの値）は演算の中に入らなかつ
た。しかしPN型ではそれらの値は演算の中に入
つてくるため、上記（21）式は次式のように置き
換えられる。Ｅ＝0.866×２＋4X＝1.732＋4X ……（25）上記（24），（25）式が等しくなる条件を求める
と、このＸの値は上記（22）式の値に一致する。
この間の様子を第３図と同様のＪ，Ｋなる曲線で
表したものが第５図であり、VC、VD各値を入
れ換えてもよいものである。このとき波形歪み量
はおおむね±1.15％に向上する。ここで、整理の
ために、以上に説明したホール素子の出力電圧の
状態が理想正弦波の場合、１相のみの出力が他よ
り20％大きい場合、１相のみに直流オフセツトが
15％ある場合および３相共に３次高調波が基本波
の10％ある場合において、制御方式が従来型およ
び本発明に係るPP型およびPN型の各場合の基準
値Ｘおよびモータのトルクリツプルを表に示す。

【表】表から明らかなように、ホール素子の出力電圧
の状態が理想正弦波の場合、トルクリツプルは従
来の型よりも本発明の装置による場合の方が若干
大きい。しかし、前述したようにホール素子の出
力電圧が理想正弦波であることはほとんどありえ
ず、ホール素子のゲインのバラツキによる出力電
圧のバラツキや直流オフセツトが必ず存在する。
その場合、トルクリツプルは従来型よりも本発明
の装置による場合の方がはるかに小さい。第２図の制御装置の中で、加算基準設定回路２
０３の中の抵抗器６８を短絡すれば、正、負電圧
加算回路２０４，２０５の演算の第１および第２
の基準値となる電位VC、VDは、共に電源の中
間値VKなる一定値に設定したことになる。その
場合は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の電機子コイルへ印加す
る電圧VU、VV、VWをVKより見ると、第６図
の実線の様な波形になり、これはほぼいわゆる60
度台形波駆動になる。この場合、ホール素子の出
力の素子間のゲイン差や、オフセツト電圧に差が
あつたとしても、台形波の傾きの部分に各相間で
差が出るものの、トルクリツプルにはほとんど影
響がない。但し、60度台形波が持つトルクリツプ
ルは基本的に除去されず、その値は正弦波状の印
加電圧を与える前述の説明の方式に比較して大き
い。しかし、逆起電力がない時には、約±6.7％、
印加電圧の半分の逆起電力がある場合に約±13％
程度のリツプルになるものであつて、根本的に問
題となるの程の量ではない。この60度台形波制御
は、比較的高速で回転するモータの場合に有効で
ある。つまりトルクリツプルの周波数は基本波の
６倍の周波数となるため、高速モータではその周
波数が十分高いレベルに移り、回転ムラにはほと
んど関与しないと考えてよいためである。ホール
素子のオフセツトやゲイン差に影響される所の、
基本波の周波数と同じ周波数を持つトルクリツプ
ルをさけたいときには、この60度台形波駆動方式
は有効である。なお、前述した基準値VC及びVDの大きさ、
即ち、前記のＸ値は、前述した0.268、0.368およ
び０に限らない。Ｘの値は０〜1.0の範囲内でホ
ール素子の出力電圧の条件あるいはモータの型式
等に従い決めればよい。その中で好ましい値が上
記値であり、かつ最も好ましい値は0.268付近で
ある。以上詳細に説明したこの発明の実施例は、モー
タの電機子コイルに印加する電圧を制御する電圧
方式である。この電圧制御方式の特徴は、応答が
早く、定速性およびサーボ特性に優れていること
である。しかし、この発明は、電圧制御方式のみ
ならず、モータの電機子コイルに流れる電流を制
御する電流制御方式にも用いることができる。こ
の電流制御方式の実施例を次に説明する。第７図はこの発明の他の実施例を示すが、第２
図の制御装置の中で異なる部分のみを取出して示
したものである。すなわち、第２図の装置では装
置のフイードバツク信号として、電機子コイルへ
の印加電圧を正、負電圧加算回路に入力信号とし
て与えることによりその動作を行なうものであつ
た。それに対して第７図では装置のフイードバツ
ク信号として電機子コイルに流れる電流を取り出
して、これを正、負電圧加算回路２０４，２０５
への入力信号として与えるようにしたのである。
抵抗器３０１，３０２，３０３はそれぞれＵ、
Ｖ、Ｗ相のコイル１１１，１１２，１１３に流れ
る電流を検出するために付加したものであり、ア
ンプ３１１，３１２，３１３はそぞれ抵抗器３０
１，３０２，３０３に流れる電流による電圧降下
を増幅するために設けたものである。これらのア
ンプの増幅度は抵抗器３０４と３０５，３０６と
３０７および３０８と３０９との比によつて定ら
れるが、電流検出用の抵抗器３０１，３０２，３
０３の抵抗値も含めて、印加電圧VU、VV、
VWと同レベルの電圧値まで増幅することとすれ
ば、第７図の図示以外の部分は第２図の装置の対
応する他の部分と全く同一でよい。以上のように
構成された第７図の制御装置では、第２図の制御
装置を説明してきた前述の説明において、出力電
圧VU、VV、VWに代わり、Ｕ、Ｖ、Ｗ相に流
れる電流IU、IV、IWに置き換えれば動作の説明
はそのまま適用される。第７図の電流制御を行うとき、ホール素子の出
力波形が正弦波状であつて、また各々の素子の出
力のピーク値も等しい時、各相の電機子コイルに
流れる電流波形は第４図の実線の様になる。この
時、逆起電力の有無にかかわらずトルクリツプル
の割合は一定であつて、約±1.6％程度の小さな
ものである。但し、この時、正、負電圧加算回路
２０４，２０５の演算の基準となるVC、VD値
の絶対値Ｘは前述の（22）式の値を適用するもの
とする。モータのトルクリツプルの値は波形の歪
みの割合にそのまま比例し、電圧制御を行なう場
合に説明した値の中で、逆起電力がない場合の値
がモータのトルクリツプル値となり、電流制御を
行なう第７図の場合には、逆起電力の有無にかか
わらずこの値が一定であることが特徴である。こ
の様に、電圧制御を行なう第２図の装置に比較し
て、第７図の制御装置による電流制御を行なう方
式では、逆起電力の有無にかかわらず、モータの
トルクリツプルが一定であり、かつこの値は小さ
いものである。従つて、トクルリツプルの値を小
さく押さえることを特に求める場合には、第２図
の装置に比較して、多少複雑になるが第７図の装
置が優れる。第８図、第９図は前述の第２図、第７図の制御
方法を３相モータ以外に適用した例で、それぞれ
５相モータの電圧制御、５相モータの電流制御の
実施例を示すが、第２図の制御装置の中で異なる
部分を取出して示したものである。第２図の制御
装置では、Ｕ、Ｖ、Ｗ相への印加電圧VU、VV、
VWを制御装置のフイードバツク信号としていた
が、第８図では５相ゆえ、VU、VV、VW、
VY、VZなる５種の印加電圧がフイードバツク
信号として、正、負電圧加算回路２０４，２０５
に接続される。同様に第７図の制御装置ではIU、
IV、IWなる電流を検出していたが、第９図では
IU、IV、IW、IY、IZなる電流を検出している。
これらの制御装置は、sin²θ＋sin²（θ＋２／5π）＋
sin²（θ＋４／5π）＋sin²（θ＋６／5π）＋sin²（θ
＋
８／5π）＝５／２なる恒等式に準ずる制御を目的
とし、前記第２図で説明される動作原理に基づ
き、ほぼ完全な正弦波状の出力を得ることができ
る。なお、第８図において、位置センサであるホ
ール素子α〜εは、各々Ｕ〜Ｚ相に生ずる誘起電
圧と電気的に同相となるような位置に置かれる。以上の説明から明らかなように、この発明の実
施例によれば、位置センサ出力を線形増幅して電
機子コイルに印加するに際し、電機子コイルに印
加される電圧またた通電電流を、第１（第２）の
基準値と比較して、それよりも正（負）であるも
のを正（負）電圧加算回路で演算し、正、負電圧
加算回路の出力差が、この装置への外部からの基
準指令信号である制御信号に対応する一定値とな
るように制御する。この結果、位置センサの出力
個々の間でレベルに差があつても、またオフセツ
トに差があつても、それに基づくトルクリツプル
を大幅に抑制し、軽減するので位置センサ個々の
ゲイン差やオフセツト差をあえて調整する必要が
なく、トクルリツプルの少ないトランジスタモー
タの制御装置とすることができる。また、電機子
コイルへの印加電圧は正弦波状または台形波状で
あるからスイッチング制御のようなオン・オフ動
作を行なわなく、出力端子比較的大きな容量を含
むフイルタ回路が不要となるものである。さらに
また本装置においては、外部から設定信号として
与えられる制御信号VIに比例する正負加算回路
の出力が得られる。これはつまり本装置のフイー
ドバツク信号、即ち、また本装置の出力電圧また
は電流が制御信号に比例する値として得られるこ
とになり、これは前述の(3)式の中で2VSと2VD
の項を消去した値が制御信号VIに比例すること
を意味している。従つて、この発明の装置におい
ては、外部から設定信号として与えられる制御信
号のVIの絶対値の大小に応じて出力電圧が増減
し、この間常に波形の歪みの割合、もしくはトク
ルリツプルの割合が一定となる。なお、この発明は、３相モータのみならず、５
相、６相、７相、８相、９相等の５相以上の相の
モータに全て適用可能なものである。その場合、
第８図に示された様に、相数に一致する数（また
はその半分または２倍）の線形増幅回路を設け、
正、負電圧加算回路の入力には相数に一致する数
のダイオードと抵抗器を用意し、また位置センサ
であるホール素子としては相数に対応する信号が
得られるだけの数をそろえて各相に対応する線形
増幅回路へ入力信号を供給するようにすればよ
い。正、負電圧加算回路の基準電圧となるVC、
VD値の絶対値Ｘの値は相数に応じて、また位置
センサ信号の正弦波形からの歪みの割合に応じて
適宜定めることができる。また別の本発明の制御
装置が制御対象とするモータは、第１のごときフ
ラツトタイプのスロツトレスモータに限らない。
スロツト付であつても、回転軸に平行な面をエア
ギヤツプに持つモータであつてもよいものであ
る。さらに位置センサとしてホール素子のみをこ
こでは扱つたが、電機子コイルに鎖交する磁束の
量もしくはそれに相当する量の信号を検出し得る
センサであれば、いかなる種類のもであつてもよ
いことはいうまでもない。以上述べたようにこの発明によれば、トランジ
スタモータの制御装置において、多相電機子コイ
ルの各相コイルに鎖交する磁束と同相の電気信号
を検出し出力する複数の位置センサ、これらの位
置センサからの出力をそれぞれ増幅し多相電機子
コイルにモータ駆動電圧を印加する複数の線形増
幅回路、あらかじめ設定された制御信号に対応し
た第１の基準値およびこの第１の基準値とは所定
の比率レベルを有する第２の基準値を出力する加
算基準設定回路、線形増幅回路の出力電圧あるい
は多相電機子コイルに流れる電流の電圧変換値の
いずれか一方を入力信号としこの入力信号と第１
の基準値または第２の基準値との差のうち正の成
分を加算する正電圧加算回路、入力信号と第２の
基準値または第１の基準値との差のうち負の成分
を加算する負電圧加算回路、正電圧加算回路ある
いは負電圧加算回路の一方の出力の正・負を反転
させる符合反転回路、この符合反転回路の出力と
正電圧加算回路あるいは負電圧加算回路の他方の
出力との和および加算基準設定回路からの出力を
加算する正負加算回路、この正負加算回路の出力
とあらかじめ設定された制御信号に応じた信号電
圧との差を増幅する偏差増幅回路、およびこの偏
差増幅回路の出力に応じ位置センサの出力電圧レ
ベルを調整する電圧設定回路を備えているので、
正電圧加算回路と負電圧加算回路との出力に加算
基準設定回路の出力も加算されて任意の制御信号
に比例する信号が得られることになり、電機子コ
イルに印加するモータ駆動電圧または電流の波形
歪みを任意の設定信号としてあらかじめ与えらえ
る制御信号の絶対値の大小にかかわらず、所定範
囲内に抑制することができるため、任意の設定信
号についてロータの回転に生じるトクルリツプル
の発生をロータ回転数の多少にかかわらず所定の
範囲内に抑制しロータの回転ムラを減少できる効
果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のトランジスタモータの制御
装置の実施例が制御対象とする３相モータの構成
図、第２図はこの発明の一実施例の回路図、第３
図〜第６図はそれぞれロータの回転角θに対する
電機子コイルの印加電圧波形図、第７図〜第９図
はこの発明の他の実施例の回路図、第１０図はホ
ール素子の各出力電圧間に差がある場合の電機子
コイルへの印加電圧波形を示す図、第１１図はホ
ール素子の出力電圧に第３次高調波成分が含まれ
ている場合の電機子コイルへの印加電圧波形を示
す図、第１２図はホール素子の出力電圧に直流オ
フセツトが含まれている場合の電機子コイルへの
印加電圧波形を示す図である。図において、２１〜２５は線形増幅回路、１１
１〜１１５はＵ、Ｖ、Ｗ、Ｙ、Ｚ相の電機子コイ
ル、３０１〜３０３，６０１〜６０５はＵ、Ｖ、
Ｗ、Ｙ、Ｚ相に流れる電流を検出するための抵抗
器、２０４は正電圧加算回路、２０５は負電圧加
算回路、２０３は加算基準電圧設定回路、２０７
は符合反転回路、２０８は制御信号変換回路、２
０９は偏差増幅回路、２０２は偏差加算回路、２
０１は電圧設定回路、２０６は補助出力段となる
線形増幅回路、α，β，γ，δ，εは位置センサ
を構成するホール素子である。なお図中同一符号
は同一又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】１多相電機子コイルの各相コイルに鎖交する磁
束と同相の電気信号を検出し出力する複数の位置
センサ、これらの位置センサからの出力をそれぞ
れ増幅し上記多相電機子コイルにモータ駆動電圧
を印加する複数の線形増幅回路、あらかじめ設定
された制御信号に対応して電源の中間電位より大
きい値を示す第１の基準値およびこの第１の基準
値とは所定の比率のレベルを有して電源の中間電
位に関して上記第１の基準値を折り返した値を示
す第２の基準値を出力する加算基準設定回路、上
記線形増幅回路の出力電圧あるいは上記多相電機
子コイルに流れる電流の電圧変換値のいずれか一
方を入力信号とし、この入力信号と上記第１の基
準値との差のうち正の成分を加算する正電圧加算
回路、上記入力信号と上記第２の基準値との差の
うち負の成分を加算する負電圧加算回路、上記正
電圧加算回路あるいは負電圧加算回路の一方の出
力の正、負を反転させる符号反転回路、この符号
反転回路の出力とこの符号反転回路に出力が接続
されない他方の上記正電圧加算回路あるいは負電
圧加算回路の出力との和および上記換算基準設定
回路からの上記第１の基準値出力を加算する正負
加算回路、この正負加算回路の出力と上記あらか
じめ設定された制御信号に応じた信号電圧との差
を増幅する偏差増幅回路、およびこの偏差増幅回
路の出力に応じ上記位置センサの出力電圧レベル
を調整する電圧設定回路を備えたトランジスタモ
ータの制御装置。２線形増幅器は、出力が対応する電機子コイル
に誘起する速度起電力と同相になるように所定の
電気角進相または遅相の関係になる位置に配設さ
れた複数の位置センサから入力信号を得るもので
あることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載のトランジスタモータの制御装置。