JPH0441849B2 - - Google Patents
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- JPH0441849B2 JPH0441849B2 JP60153338A JP15333885A JPH0441849B2 JP H0441849 B2 JPH0441849 B2 JP H0441849B2 JP 60153338 A JP60153338 A JP 60153338A JP 15333885 A JP15333885 A JP 15333885A JP H0441849 B2 JPH0441849 B2 JP H0441849B2
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- transistor
- circuit
- current
- transistors
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- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 5
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 5
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 1
- 239000013642 negative control Substances 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
- H03H9/25—Constructional features of resonators using surface acoustic waves
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/14—Modifications for compensating variations of physical values, e.g. of temperature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
- H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
- H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
- H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
- H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
- H03K17/9547—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable amplitude
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、入力回路に減衰可能な共振回路を接
続されているトランジスタ増幅器段と、トランジ
スタ増幅器段の出力回路から入力回路への正帰還
回路と、トランジスタ増幅器段の入力回路内の制
限枝路とを含んでいる誘導式近接スイツチ用発振
器／復調器回路装置に関する。
続されているトランジスタ増幅器段と、トランジ
スタ増幅器段の出力回路から入力回路への正帰還
回路と、トランジスタ増幅器段の入力回路内の制
限枝路とを含んでいる誘導式近接スイツチ用発振
器／復調器回路装置に関する。
このような回路装置はたとえば雑誌「エレクト
ロニケ エ マイクロエレクトロニケ インダス
トリーレ（Electronique et Microｅ′lectronique
Industrielle）」、1975年６月15日、第54〜56頁か
ら知られている。このような公知の回路装置の原
理は第７図に示されている。この回路装置は、エ
ミツタ抵抗REを有する１つのトランジスタT1に
より形成されたトランジスタ増幅器段と、トラン
ジスタT2およびT3により形成された電流ミラー
により実現されている正帰還回路とを含んでい
る。増幅器段のトランジスタT1のベース回路内
には、コンデンサＣおよびコイルＬにより形成さ
れた並列共振回路とこの共振回路に対して直列に
２つのダイオードD1およびD2の直列回路とが位
置している。共振回路のコイルは１つの開いた半
殻フエライトコアＫを有し、それにより生ずる電
磁場が破線により概略を示されている。コアＫに
金属板または金属羽根Ｍが近接すると、前記の場
の一部がこの金属板または金属羽根により吸収さ
れて、振動回路が相応に減衰される。それによつ
て、ループ利得が１よりも小さくなれば、振動の
振幅は減少し、または完全に消滅する。
ロニケ エ マイクロエレクトロニケ インダス
トリーレ（Electronique et Microｅ′lectronique
Industrielle）」、1975年６月15日、第54〜56頁か
ら知られている。このような公知の回路装置の原
理は第７図に示されている。この回路装置は、エ
ミツタ抵抗REを有する１つのトランジスタT1に
より形成されたトランジスタ増幅器段と、トラン
ジスタT2およびT3により形成された電流ミラー
により実現されている正帰還回路とを含んでい
る。増幅器段のトランジスタT1のベース回路内
には、コンデンサＣおよびコイルＬにより形成さ
れた並列共振回路とこの共振回路に対して直列に
２つのダイオードD1およびD2の直列回路とが位
置している。共振回路のコイルは１つの開いた半
殻フエライトコアＫを有し、それにより生ずる電
磁場が破線により概略を示されている。コアＫに
金属板または金属羽根Ｍが近接すると、前記の場
の一部がこの金属板または金属羽根により吸収さ
れて、振動回路が相応に減衰される。それによつ
て、ループ利得が１よりも小さくなれば、振動の
振幅は減少し、または完全に消滅する。
１つの近接スイツチ用の回路装置では、前記発
振器の後に１つの復調器および１つの積分器が接
続されている。これらは、ここで詳細に説明する
必要はないので、第７図中に単にブロツクで示さ
れている。
振器の後に１つの復調器および１つの積分器が接
続されている。これらは、ここで詳細に説明する
必要はないので、第７図中に単にブロツクで示さ
れている。
前記の発振器内でダイオードD1およびD2は参
照電圧発生の役割をする。その際、ダイオードの
一方は増幅器段のトランジスタT1のベース−エ
ミツタ間しきい電圧の補償の役割をし、他方のダ
イオードはエミツタ抵抗REにおける電圧降下、
従つてまたエミツタ電流を決定する。コイルＬの
巻線における直流電圧降下は無視し得るので、エ
ミツタ電流は、トランジスタT1のエミツタ抵抗
における電圧降下とベース−エミツタ電圧との和
がこのトランジスタのベースに与えられている参
照電圧に等しくなるまでしか上昇し得ない。すな
わち発振器の振動振幅はピーク値として１つのダ
イオード順電圧の参照電圧を有する。
照電圧発生の役割をする。その際、ダイオードの
一方は増幅器段のトランジスタT1のベース−エ
ミツタ間しきい電圧の補償の役割をし、他方のダ
イオードはエミツタ抵抗REにおける電圧降下、
従つてまたエミツタ電流を決定する。コイルＬの
巻線における直流電圧降下は無視し得るので、エ
ミツタ電流は、トランジスタT1のエミツタ抵抗
における電圧降下とベース−エミツタ電圧との和
がこのトランジスタのベースに与えられている参
照電圧に等しくなるまでしか上昇し得ない。すな
わち発振器の振動振幅はピーク値として１つのダ
イオード順電圧の参照電圧を有する。
従つて、この参照電圧の温度の影響は振動振幅
にも入る。
にも入る。
さらに、振動振幅は接地電位に対して、ダイオ
ード順電圧に相応して、正のほうに最大0.7V、
次いで振動回路Ｌ，Ｃにおける共振振動のビルド
アツプにより負のほうに−0.7Vの両符号を有す
る。
ード順電圧に相応して、正のほうに最大0.7V、
次いで振動回路Ｌ，Ｃにおける共振振動のビルド
アツプにより負のほうに−0.7Vの両符号を有す
る。
集積回路ではトランジスタは通常１つの基板上
の１つのエピタキシヤル層内の絶縁凹部のなかに
実現されているので、基板（接地または負端子）
とコレクタ凹部との間に0.6ないし0.7Vよりも大
きい負の電圧が与えられていれば、コレクタ凹部
および基板により形成されるダイオードは導通す
る。従つて、互いに絶縁され脱係合されているべ
き凹部の間に結合の危険が生ずる。
の１つのエピタキシヤル層内の絶縁凹部のなかに
実現されているので、基板（接地または負端子）
とコレクタ凹部との間に0.6ないし0.7Vよりも大
きい負の電圧が与えられていれば、コレクタ凹部
および基板により形成されるダイオードは導通す
る。従つて、互いに絶縁され脱係合されているべ
き凹部の間に結合の危険が生ずる。
さらに、振動の負の半波が前記基板ダイオード
により制限され、それにより再び発振器の質が制
限される。
により制限され、それにより再び発振器の質が制
限される。
本発明の目的は、冒頭に記載した書類の回路装
置であつて、温度に対して安定であり且つ基板ダ
イオード効果がほとんど生じない回路装置を提供
することである。
置であつて、温度に対して安定であり且つ基板ダ
イオード効果がほとんど生じない回路装置を提供
することである。
この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲
第１項に記載の回路装置により達成される。
第１項に記載の回路装置により達成される。
本発明の好ましい実施態様は特許請求の範囲第
２項ないし第８項に示されている。
２項ないし第８項に示されている。
以下、第１図ないし第６図に示されている実施
例により本発明を一層詳細に説明する。
例により本発明を一層詳細に説明する。
第１図による回路装置で要素T1ないしT3，RE
ならびにＬ，Ｃは第７図による公知の回路装置の
既に説明した要素に相当する。本発明による回路
装置は特に集積回路技術で実現されるので、入力
端子１０は外部に並列共振回路Ｌ，Ｃを接続する
ための外部接続端子として示されている。端子１
１，１２および１３も外部接続端子である。端子
１１の外部には１つの抵抗RAが接続され、この
抵抗はそれ自体は公知の仕方で本発明による発振
器／復調器回路装置を含む誘導式近接スイツチの
開閉間隔（近接スイツチが開閉する金属板または
金属羽根Ｍの間隔）ならびに開閉間隔ヒステリシ
スの設定の役割をする。その詳細は第７図による
公知の回路装置が説明されている前記文献を参照
されたい。
ならびにＬ，Ｃは第７図による公知の回路装置の
既に説明した要素に相当する。本発明による回路
装置は特に集積回路技術で実現されるので、入力
端子１０は外部に並列共振回路Ｌ，Ｃを接続する
ための外部接続端子として示されている。端子１
１，１２および１３も外部接続端子である。端子
１１の外部には１つの抵抗RAが接続され、この
抵抗はそれ自体は公知の仕方で本発明による発振
器／復調器回路装置を含む誘導式近接スイツチの
開閉間隔（近接スイツチが開閉する金属板または
金属羽根Ｍの間隔）ならびに開閉間隔ヒステリシ
スの設定の役割をする。その詳細は第７図による
公知の回路装置が説明されている前記文献を参照
されたい。
端子１２の外部には積分コンデンサC1が接続
されるが、その作用の仕方は、本発明の要部をな
すものではないので、ここで詳細に説明する必要
はない。
されるが、その作用の仕方は、本発明の要部をな
すものではないので、ここで詳細に説明する必要
はない。
端子１３から回路装置に供給電圧UVが与えら
れる。
れる。
第１図による回路装置はさらに、ダイオードと
して接続されており電流源Ｉにより給電される１
つのトランジスタT10を含んでおり、このトラン
ジスタは一方では、発振器／復調器の増幅器段を
形成するトランジスタT1のベース−エミツタ間
しきい電圧に対する補償要素として作用する。そ
のかぎりでは、ダイオードとして接続されたこの
トランジスタT10の作用の仕方は第７図による公
知の回路装置内のダイオードの１つの作用の仕方
に相当する。しかし以下になお詳細に説明するよ
うに、ダイオードとして接続されたこのトランジ
スタT10の機能は第７図による公知の回路装置内
の相応のダイオードの機能を越えており、従つて
その作用の仕方はもはや完全には合致しない。
して接続されており電流源Ｉにより給電される１
つのトランジスタT10を含んでおり、このトラン
ジスタは一方では、発振器／復調器の増幅器段を
形成するトランジスタT1のベース−エミツタ間
しきい電圧に対する補償要素として作用する。そ
のかぎりでは、ダイオードとして接続されたこの
トランジスタT10の作用の仕方は第７図による公
知の回路装置内のダイオードの１つの作用の仕方
に相当する。しかし以下になお詳細に説明するよ
うに、ダイオードとして接続されたこのトランジ
スタT10の機能は第７図による公知の回路装置内
の相応のダイオードの機能を越えており、従つて
その作用の仕方はもはや完全には合致しない。
本発明による第１図の回路装置では、ダイオー
ドとして接続されたトランジスタT10が、エミツ
タ枝路でそれぞれ１つの抵抗R11またはR12を介
して接地点に接続されている他の２つのトランジ
スタT11およびT12と共に第１の電流ミラーを形
成しており、ダイオードとして接続されておりこ
の第１の電流ミラーに対する基準要素として用い
られているトランジスタT10とそれぞれエミツタ
抵抗R11，R12を有する両トランジスタT11および
T12とはそれらのベースで共通に駆動される。ダ
イオードとして接続されており基準要素として用
いられているトランジスタT10のベースと第１の
電流ミラーのトランジスタT11およびT12のベー
スと増幅器段を形成するトランジスタT1のベー
スとは互いに接続されている。この接続は以下で
“ベースバス”とも呼ばれる。
ドとして接続されたトランジスタT10が、エミツ
タ枝路でそれぞれ１つの抵抗R11またはR12を介
して接地点に接続されている他の２つのトランジ
スタT11およびT12と共に第１の電流ミラーを形
成しており、ダイオードとして接続されておりこ
の第１の電流ミラーに対する基準要素として用い
られているトランジスタT10とそれぞれエミツタ
抵抗R11，R12を有する両トランジスタT11および
T12とはそれらのベースで共通に駆動される。ダ
イオードとして接続されており基準要素として用
いられているトランジスタT10のベースと第１の
電流ミラーのトランジスタT11およびT12のベー
スと増幅器段を形成するトランジスタT1のベー
スとは互いに接続されている。この接続は以下で
“ベースバス”とも呼ばれる。
本発明による第１図の回路装置はさらに、ダイ
オードとして接続された１つのトランジスタT13
とエミツタ枝路内の抵抗R14を介して供給電圧に
接続された１つのトランジスタT14とにより形成
された第２の電流ミラーをも含んでいる。この第
２の電流ミラー内で、ダイオードとして接続され
たトランジスタT13はトランジスタT14を制御す
る１つの基準要素を形成する。両電流ミラー内で
トランジスタT11およびT13またはT12およびT14
は直列に接続されている。第１の電流ミラーのト
ランジスタT10，T11，T12は第２の電流ミラーの
トランジスタT13，T14と反対の伝導形式を有す
る。さらに、第１の電流ミラーの制御されるトラ
ンジスタT11，T12のエミツタ枝路内の抵抗R11，
R12は第２の電流ミラー内の制御されるトランジ
スタT14のエミツタ枝路内の抵抗R14よりも大き
い。
オードとして接続された１つのトランジスタT13
とエミツタ枝路内の抵抗R14を介して供給電圧に
接続された１つのトランジスタT14とにより形成
された第２の電流ミラーをも含んでいる。この第
２の電流ミラー内で、ダイオードとして接続され
たトランジスタT13はトランジスタT14を制御す
る１つの基準要素を形成する。両電流ミラー内で
トランジスタT11およびT13またはT12およびT14
は直列に接続されている。第１の電流ミラーのト
ランジスタT10，T11，T12は第２の電流ミラーの
トランジスタT13，T14と反対の伝導形式を有す
る。さらに、第１の電流ミラーの制御されるトラ
ンジスタT11，T12のエミツタ枝路内の抵抗R11，
R12は第２の電流ミラー内の制御されるトランジ
スタT14のエミツタ枝路内の抵抗R14よりも大き
い。
トランジスタT12およびT14のコレクタの接続
点は本発明による発振器／復調器回路装置の１つ
の出力端１４に接続されている。
点は本発明による発振器／復調器回路装置の１つ
の出力端１４に接続されている。
前記両電流ミラーはトランジスタ増幅器段T1
の入力回路内で有効な１つの二重電流ミラーを形
成し、それらから供給される電流、すなわちトラ
ンジスタT12およびT14のコレクタ電流は回路出
力端１４において差し引かれる。
の入力回路内で有効な１つの二重電流ミラーを形
成し、それらから供給される電流、すなわちトラ
ンジスタT12およびT14のコレクタ電流は回路出
力端１４において差し引かれる。
本発明による発振器／復調器回路装置が誘導式
近接スイツチ内の後続の段に電流を供給しなけれ
ばならないことを示すため、第１図にはさらに１
つのシユミツトトリガ回路２０が概略を示されて
いる。このシユミツトトリガ回路はそれ自体は公
知であり、詳細に説明する必要はないので、入力
トランジスタT20しか詳細に示されていない。重
要なことは、発振器／復調器回路装置が、第２図
ないし第６図により一層詳細に説明されるよう
に、シユミツトトリガ回路内のトランジスタT20
を制御するための出力電流を供給しなければなら
ないことだけである。
近接スイツチ内の後続の段に電流を供給しなけれ
ばならないことを示すため、第１図にはさらに１
つのシユミツトトリガ回路２０が概略を示されて
いる。このシユミツトトリガ回路はそれ自体は公
知であり、詳細に説明する必要はないので、入力
トランジスタT20しか詳細に示されていない。重
要なことは、発振器／復調器回路装置が、第２図
ないし第６図により一層詳細に説明されるよう
に、シユミツトトリガ回路内のトランジスタT20
を制御するための出力電流を供給しなければなら
ないことだけである。
本発明による回路装置を説明するため、第２図
では端子１０に接続されている第１図中の共振回
路Ｌ，Ｃが可変の定電圧源Ｅとして示されてい
る。以下の説明では先ず、ダイオードとして接続
されたトランジスタT10が常に電流源Ｉから供給
されるたとえば10μAの一定電流を流されるもの
とする。標準的構造ではこのダイオードとして接
続されたトランジスタT10で620mVの順電圧が測
定される。さらに、ダイオードとして接続された
トランジスタT10ならびにトランジスタT11，T12
およびT1は同一の構造を有するものとする。
では端子１０に接続されている第１図中の共振回
路Ｌ，Ｃが可変の定電圧源Ｅとして示されてい
る。以下の説明では先ず、ダイオードとして接続
されたトランジスタT10が常に電流源Ｉから供給
されるたとえば10μAの一定電流を流されるもの
とする。標準的構造ではこのダイオードとして接
続されたトランジスタT10で620mVの順電圧が測
定される。さらに、ダイオードとして接続された
トランジスタT10ならびにトランジスタT11，T12
およびT1は同一の構造を有するものとする。
定電圧源Ｅから供給される電圧が零に等しけれ
ば、トランジスタT11，T12およびT1は、それぞ
れのエミツタ抵抗R11，R12およびR1が無効であ
るかぎりは、同一の電流を通す。
ば、トランジスタT11，T12およびT1は、それぞ
れのエミツタ抵抗R11，R12およびR1が無効であ
るかぎりは、同一の電流を通す。
第５図に示されているように、定電圧源Ｅから
供給される電圧をたとえば−150mVから＋
150mVまで変化させると、前記トランジスタの
コレクタ電流はトランジスタのベース−エミツタ
間パスのそれ自体は公知のダイオード式に従つて
変化する。この関係が、縦軸にコレクタ電流ICを
対数でとつた第５図中に１つの直線ａとして記入
されている。
供給される電圧をたとえば−150mVから＋
150mVまで変化させると、前記トランジスタの
コレクタ電流はトランジスタのベース−エミツタ
間パスのそれ自体は公知のダイオード式に従つて
変化する。この関係が、縦軸にコレクタ電流ICを
対数でとつた第５図中に１つの直線ａとして記入
されている。
しかし、エミツタ抵抗が有効であると、コレク
タ電流と電圧Ｅとの関係は元の曲線ａの下側の曲
線ｂのようになる。エミツタ抵抗における電圧降
下が約10mVよりもじゆうぶん小さい値にとどま
るかぎり、曲線ａからの偏差はほとんど認められ
ない。前記の対数的なダイオード法則に基づい
て、1mVのベース−エミツタ制御電圧の上昇は
常に４％のコレクタ電流の上昇を意味する。しか
しながら、エミツタ抵抗における電圧降下が大き
くなるほど、曲線ａからの偏差は著しくなる。
タ電流と電圧Ｅとの関係は元の曲線ａの下側の曲
線ｂのようになる。エミツタ抵抗における電圧降
下が約10mVよりもじゆうぶん小さい値にとどま
るかぎり、曲線ａからの偏差はほとんど認められ
ない。前記の対数的なダイオード法則に基づい
て、1mVのベース−エミツタ制御電圧の上昇は
常に４％のコレクタ電流の上昇を意味する。しか
しながら、エミツタ抵抗における電圧降下が大き
くなるほど、曲線ａからの偏差は著しくなる。
１つの電流ミラー内の制御されるトランジスタ
のエミツタ面積がたとえば係数ｍだけ大きい場合
には、１つのエミツタ抵抗が無効であるかぎり、
コレクタ電流もまさにこの係数ｍだけ大きい。こ
の場合が第５図中に曲線ｃにより示されている。
この曲線ｃは間隔ｍをおいて正確に曲線ａと平行
に延びている。エミツタ抵抗が有効である場合に
は、曲線ａおよびｂの場合と同じく直線からの偏
差が生じ、このことが曲線d1およびd2により示さ
れている。この両曲線はエミツタ抵抗の種々の値
に対してあてはまる。面積比ｍが特に４である場
合には、基準構造と比較して同一のコレクタ電流
に対して約36mVだけ小さいベース−エミツタ制
御電圧が必要である。必要なベース−エミツタ制
御電圧が一層小さいことに相応して、同一のコレ
クタ電流に対してエミツタ抵抗における電圧降下
は一層大きくてよい。その結果、エミツタ抵抗の
種々の値に対する曲線d1およびd2は曲線ｃから、
曲線ａからの曲線ｂの湾曲よりも強く湾曲する。
のエミツタ面積がたとえば係数ｍだけ大きい場合
には、１つのエミツタ抵抗が無効であるかぎり、
コレクタ電流もまさにこの係数ｍだけ大きい。こ
の場合が第５図中に曲線ｃにより示されている。
この曲線ｃは間隔ｍをおいて正確に曲線ａと平行
に延びている。エミツタ抵抗が有効である場合に
は、曲線ａおよびｂの場合と同じく直線からの偏
差が生じ、このことが曲線d1およびd2により示さ
れている。この両曲線はエミツタ抵抗の種々の値
に対してあてはまる。面積比ｍが特に４である場
合には、基準構造と比較して同一のコレクタ電流
に対して約36mVだけ小さいベース−エミツタ制
御電圧が必要である。必要なベース−エミツタ制
御電圧が一層小さいことに相応して、同一のコレ
クタ電流に対してエミツタ抵抗における電圧降下
は一層大きくてよい。その結果、エミツタ抵抗の
種々の値に対する曲線d1およびd2は曲線ｃから、
曲線ａからの曲線ｂの湾曲よりも強く湾曲する。
曲線ａまたはｂに示されている関係は第２図に
よる１つの電流ミラーまたは電流ミラーT10，
T11，T12およびT1（以下では“電流バンク”とも
呼ばれる）に相当する。
よる１つの電流ミラーまたは電流ミラーT10，
T11，T12およびT1（以下では“電流バンク”とも
呼ばれる）に相当する。
曲線ｃまたはd1，d2により示されている関係
は、第２図ないし第４図中にIC1で示されている
トランジスタT11のコレクタ電流により駆動され
る第３図による電流ミラーまたは電流ミラー
T13，T14，R14に相当する。
は、第２図ないし第４図中にIC1で示されている
トランジスタT11のコレクタ電流により駆動され
る第３図による電流ミラーまたは電流ミラー
T13，T14，R14に相当する。
出力端１４に流れる差電流はほぼ第５図による
曲線ｂおよびd1，d2の差に相当する。このことと
は第４図中に、トランジスタT14およびT12のコ
レクタの間の接続が断たれているものとみなさ
れ、それぞれ参照符号IC2またはIC3を付されてい
るコレクタ電流の差が測定計器Ｓにより測定され
るものとして示されている。差IC2−IC3は第６図
中に第５図によるそれぞれの曲線d1またはd2に対
して曲線g1またはg2の形で示されている。電流
IC3およびIC2は第６図中に曲線ｅならびにf1およ
びf2により示されており、曲線f1およびf2は第５
図による曲線d1およびd2に相応して再びエミツタ
抵抗の種々の値に対しあてはまる。第６図でも電
流が縦軸に対数でとられている。
曲線ｂおよびd1，d2の差に相当する。このことと
は第４図中に、トランジスタT14およびT12のコ
レクタの間の接続が断たれているものとみなさ
れ、それぞれ参照符号IC2またはIC3を付されてい
るコレクタ電流の差が測定計器Ｓにより測定され
るものとして示されている。差IC2−IC3は第６図
中に第５図によるそれぞれの曲線d1またはd2に対
して曲線g1またはg2の形で示されている。電流
IC3およびIC2は第６図中に曲線ｅならびにf1およ
びf2により示されており、曲線f1およびf2は第５
図による曲線d1およびd2に相応して再びエミツタ
抵抗の種々の値に対しあてはまる。第６図でも電
流が縦軸に対数でとられている。
第６図に示されているように、曲線g1，g2によ
る差電流IC2−IC3は曲線f1，f2およびｅのそれぞれ
の交点から左の紙面内の全範囲内で正である。す
なわち、pnpトランジスタT14から到来する電流
IC2はnpnトランジスタT12のコレクタ電流IC3より
も大きい。この範囲内で第１図によるシユミツト
トリガ２０は能動化される。それから上側または
右側では、差電流が急峻に低下して最後に符号を
反転し、従つて第１図によるシユミツトトリガ２
０は非能動化される。
る差電流IC2−IC3は曲線f1，f2およびｅのそれぞれ
の交点から左の紙面内の全範囲内で正である。す
なわち、pnpトランジスタT14から到来する電流
IC2はnpnトランジスタT12のコレクタ電流IC3より
も大きい。この範囲内で第１図によるシユミツト
トリガ２０は能動化される。それから上側または
右側では、差電流が急峻に低下して最後に符号を
反転し、従つて第１図によるシユミツトトリガ２
０は非能動化される。
差電流曲線g1またはg2は実際上１つの整流特性
を示す。第２図ないし第４図による定電圧源Ｅか
ら供給される制御電圧がそれぞれ前記の交点を越
えて上昇すると、npnトランジスタT12は飽和す
る。その後は、ベース電流がコレクタ電流と電流
増幅率との比に等しいという関係はもはや成り立
たない。ベース電流が著しく上昇し、従つて電流
バンクは無効となる。
を示す。第２図ないし第４図による定電圧源Ｅか
ら供給される制御電圧がそれぞれ前記の交点を越
えて上昇すると、npnトランジスタT12は飽和す
る。その後は、ベース電流がコレクタ電流と電流
増幅率との比に等しいという関係はもはや成り立
たない。ベース電流が著しく上昇し、従つて電流
バンクは無効となる。
トランジスタT11，T12およびT1の互いに接続
されたベースにより形成されるベースバスにおけ
るインピーダンスは予め非常に高い（エミツタ抵
抗および電流増幅率の値の積にほぼ等しい）値で
あつたが、それは第６図による前記交点に相当す
る電圧よりも大きい制御電圧に対しては電流増幅
率の係数だけ小さくなる。
されたベースにより形成されるベースバスにおけ
るインピーダンスは予め非常に高い（エミツタ抵
抗および電流増幅率の値の積にほぼ等しい）値で
あつたが、それは第６図による前記交点に相当す
る電圧よりも大きい制御電圧に対しては電流増幅
率の係数だけ小さくなる。
第１図による発振器／減衰回路装置の帰還路は
発振器増幅器を形成するトランジスタT1および
電流ミラーT2，T3，R3により閉じられる。入力
端子１０には、説明の目的で第２図ないし第４図
に示した制御信号源Ｅの代わりに、冒頭に記載し
た１つの近接スイツチの並列共振回路Ｌ，Ｃが接
続されている。この共振回路における電圧の上昇
はトランジスタT1を通る電流を上昇させる。こ
の電流は電流ミラーT2，T3，R3を介して鏡像化
されて、共振回路に帰還される（その際にR3は
特定の安定化作用のみを有する）。この電流は同
じく上昇する。共振回路のインピーダンスにおい
てこのことは再び電圧の上昇に通じ、その際にこ
のレリーズの作用は整流されている。すなわち、
各振動のレリーズのために必要な正帰還である。
発振器増幅器を形成するトランジスタT1および
電流ミラーT2，T3，R3により閉じられる。入力
端子１０には、説明の目的で第２図ないし第４図
に示した制御信号源Ｅの代わりに、冒頭に記載し
た１つの近接スイツチの並列共振回路Ｌ，Ｃが接
続されている。この共振回路における電圧の上昇
はトランジスタT1を通る電流を上昇させる。こ
の電流は電流ミラーT2，T3，R3を介して鏡像化
されて、共振回路に帰還される（その際にR3は
特定の安定化作用のみを有する）。この電流は同
じく上昇する。共振回路のインピーダンスにおい
てこのことは再び電圧の上昇に通じ、その際にこ
のレリーズの作用は整流されている。すなわち、
各振動のレリーズのために必要な正帰還である。
第１図による回路装置は前記の意味で、共通に
入力端子１０における制御電圧により制御される
複数個の電流源または電流シンクを含んでいる。
その際に第２の電流ミラーのトランジスタT13，
T14は種々のエミツタ面積比を有し、基準要素と
して作用するトランジスタT13と制御されるトラ
ンジスタT14とのエミツタ面積比は１：４に等し
い。第１の電流ミラー内のトランジスタT10，
T11およびT12は同一または１と著しくは異なら
ないエミツタ面積比を有する。特に第１の電流ミ
ラー内の制御されるトランジスタT11，T12のエ
ミツタ枝路内の抵抗R11，R12は第２の電流ミラ
ー内の制御されるトランジスタT14のエミツタ枝
路内の抵抗R14よりも大きい。
入力端子１０における制御電圧により制御される
複数個の電流源または電流シンクを含んでいる。
その際に第２の電流ミラーのトランジスタT13，
T14は種々のエミツタ面積比を有し、基準要素と
して作用するトランジスタT13と制御されるトラ
ンジスタT14とのエミツタ面積比は１：４に等し
い。第１の電流ミラー内のトランジスタT10，
T11およびT12は同一または１と著しくは異なら
ないエミツタ面積比を有する。特に第１の電流ミ
ラー内の制御されるトランジスタT11，T12のエ
ミツタ枝路内の抵抗R11，R12は第２の電流ミラ
ー内の制御されるトランジスタT14のエミツタ枝
路内の抵抗R14よりも大きい。
トランジスタT10およびT11（同一の面積比を有
する）により形成される電流シンク（第２図）を
通つて、制御電圧が零の間（エミツタ抵抗R11が
無効である際）は、ダイオードT10に流される電
流と等しい電流が流れる。入力制御電圧の関数と
しての出力電流IC1（第２図）の変化は第５図中の
曲線ｂに相当する。
する）により形成される電流シンク（第２図）を
通つて、制御電圧が零の間（エミツタ抵抗R11が
無効である際）は、ダイオードT10に流される電
流と等しい電流が流れる。入力制御電圧の関数と
しての出力電流IC1（第２図）の変化は第５図中の
曲線ｂに相当する。
この電流IC1は第３図のようにpnpトランジスタ
T13，T14（異なる面積比を有する）により構成さ
れた電流源内を流れる。この電流源から供給れれ
る電流I′C2は、トランジスタT14のエミツタ面積が
トランジスタT13のエミツタ面積よりも係数ｍだ
け大きいものとして、電流IC1よりも係数ｍだけ
大きい。このことは、相応のエミツタ抵抗R14に
おいて無視し得る小さい電圧降下しか生じないか
ぎり成り立つ。しかし、この電流源の電流IC2は、
大きい電流に対しては電圧降下が大きいために、
第４図による電流シンクを形成するトランジスタ
T12内の電流IC3と比較してわずかしか上昇しな
い。このことは第６図に抵抗R14の異なる値に対
して、第５図の曲線d1，d2に相当するそれぞれの
曲線f1またはf2に示されている。
T13，T14（異なる面積比を有する）により構成さ
れた電流源内を流れる。この電流源から供給れれ
る電流I′C2は、トランジスタT14のエミツタ面積が
トランジスタT13のエミツタ面積よりも係数ｍだ
け大きいものとして、電流IC1よりも係数ｍだけ
大きい。このことは、相応のエミツタ抵抗R14に
おいて無視し得る小さい電圧降下しか生じないか
ぎり成り立つ。しかし、この電流源の電流IC2は、
大きい電流に対しては電圧降下が大きいために、
第４図による電流シンクを形成するトランジスタ
T12内の電流IC3と比較してわずかしか上昇しな
い。このことは第６図に抵抗R14の異なる値に対
して、第５図の曲線d1，d2に相当するそれぞれの
曲線f1またはf2に示されている。
第１図によるシユミツトトリガ２０の形態の後
続の回路は出力端子１４により、すなわちトラン
ジスタT14およびT12のコレクタの接続点により
駆動される。すなわち、これらの両コレクタ電流
IC2およびIC3の差がシユミツトトリガ２０の入力
トランジスタT20の駆動のために利用される。既
に第５図および第６図により説明したように、電
流源T14のコレクタ電流IC2は小さい電流に対して
は（すなわち制御電圧Ｅの負の値に対しては）常
に電流シンクT12の電流IC3よりも大きい。すなわ
ち、電流差IC2−IC3は負の制御電圧Ｅに対しては
常に正である。しかし、電流源を形成するトラン
ジスタT14のコレクタ電流は大きな電流では弱く
しか上昇せず、従つて電流IC3が制御電圧の１つ
の特定の値からは優勢であり、また理論的に負の
電流差を生ずる。共振回路Ｌ，Ｃにおける電圧上
昇は、電流シンクとして作用するトランジスタ
T12の前記飽和が開始すれば、制限され、その際
に共振回路Ｌ，Ｃは劇的に（係数100を越えて）
強く負荷され、また利得は低下する。振動回路の
振幅は、この制限の際に最大値に到達した後に、
先に上昇した際と同一の仕方で低下する。振動回
路内に蓄積されたエネルギーは、振幅が負の方向
に正の方向と正確に同一の大きさになるようにす
る（直流成分すなわち非対称性は振動回路におい
て可能でない）。
続の回路は出力端子１４により、すなわちトラン
ジスタT14およびT12のコレクタの接続点により
駆動される。すなわち、これらの両コレクタ電流
IC2およびIC3の差がシユミツトトリガ２０の入力
トランジスタT20の駆動のために利用される。既
に第５図および第６図により説明したように、電
流源T14のコレクタ電流IC2は小さい電流に対して
は（すなわち制御電圧Ｅの負の値に対しては）常
に電流シンクT12の電流IC3よりも大きい。すなわ
ち、電流差IC2−IC3は負の制御電圧Ｅに対しては
常に正である。しかし、電流源を形成するトラン
ジスタT14のコレクタ電流は大きな電流では弱く
しか上昇せず、従つて電流IC3が制御電圧の１つ
の特定の値からは優勢であり、また理論的に負の
電流差を生ずる。共振回路Ｌ，Ｃにおける電圧上
昇は、電流シンクとして作用するトランジスタ
T12の前記飽和が開始すれば、制限され、その際
に共振回路Ｌ，Ｃは劇的に（係数100を越えて）
強く負荷され、また利得は低下する。振動回路の
振幅は、この制限の際に最大値に到達した後に、
先に上昇した際と同一の仕方で低下する。振動回
路内に蓄積されたエネルギーは、振幅が負の方向
に正の方向と正確に同一の大きさになるようにす
る（直流成分すなわち非対称性は振動回路におい
て可能でない）。
制限の高さは、電流差IC2−IC3が符号を変化す
る制御電圧により与えられている。この制御電圧
はエミツタ抵抗R11，R12，R14の選定ならびに前
記の意味でのエミツタ面積比の選定により定めら
れる。
る制御電圧により与えられている。この制御電圧
はエミツタ抵抗R11，R12，R14の選定ならびに前
記の意味でのエミツタ面積比の選定により定めら
れる。
上記の実施例から明らかなように、本発明によ
る二重電流ミラーは第６図の曲線g1，g2による制
限作用に基づいて同時に復調器として作用する。
る二重電流ミラーは第６図の曲線g1，g2による制
限作用に基づいて同時に復調器として作用する。
上記の説明に関して指摘すべきこととして、
“電流ミラー”という用語は通常の意味ですべて
の枝路内の電流の正確な比例性が得られることを
意味している。比例性は使用された電流ミラーに
おいて小さな電流に対して同じく満足されている
（第５図中の曲線ａおよびｃ）。エミツタ回路内の
意図的な非対称により殊更に、もはや直線関係を
示さない（第５図中の曲線ｂおよびｄ）伝達関数
が達成される。本発明の意味では“電流ミラー”
という用語はこのことをも含んでいる。
“電流ミラー”という用語は通常の意味ですべて
の枝路内の電流の正確な比例性が得られることを
意味している。比例性は使用された電流ミラーに
おいて小さな電流に対して同じく満足されている
（第５図中の曲線ａおよびｃ）。エミツタ回路内の
意図的な非対称により殊更に、もはや直線関係を
示さない（第５図中の曲線ｂおよびｄ）伝達関数
が達成される。本発明の意味では“電流ミラー”
という用語はこのことをも含んでいる。
発振器／復調器回路装置内の二重電流ミラーを
本発明により構成することによつて、一連の利点
が得られる。制限（第６図参照）は温度に対して
安定であり、また約200mVピーク−ピーク値以
下の値である。さらに、ループ利得が大きく、ま
たばらつきがわずかである。
本発明により構成することによつて、一連の利点
が得られる。制限（第６図参照）は温度に対して
安定であり、また約200mVピーク−ピーク値以
下の値である。さらに、ループ利得が大きく、ま
たばらつきがわずかである。
調整端子１１におけるインピーダンス（第１図
中の外部抵抗RA）は低く選定され得るし、また
第７図の回路の場合よりもばらつきがわずかなあ
る。最後に、同時に得られる復調機能も、別のダ
イオード温度係数は考慮に入れられる必要がない
ので、温度に対して安定である。復調特性曲線は
急峻に延びており、このことは高い利得に相当す
る。
中の外部抵抗RA）は低く選定され得るし、また
第７図の回路の場合よりもばらつきがわずかなあ
る。最後に、同時に得られる復調機能も、別のダ
イオード温度係数は考慮に入れられる必要がない
ので、温度に対して安定である。復調特性曲線は
急峻に延びており、このことは高い利得に相当す
る。
第１図は本発明による発振器／復調器回路装置
の回路図、第２図ないし第４図は第１図による回
路装置の作動の仕方を説明するための部分回路
図、第５図および第６図は同じく第１図による回
路装置の作動の仕方を説明するための電流−電圧
関係のグラフ、第７図は公知の発振器／復調器回
路装置の回路図である。 Ｃ……共振回路コンデンサ、Ｄ……ダイオー
ド、Ｅ……定電圧源、Ｉ……定電流源、Ｋ……フ
エライトコア、Ｌ……共振回路コイル、Ｒ……抵
抗、Ｔ……トランジスタ、１０……入力端子、１
１〜１３……端子。
の回路図、第２図ないし第４図は第１図による回
路装置の作動の仕方を説明するための部分回路
図、第５図および第６図は同じく第１図による回
路装置の作動の仕方を説明するための電流−電圧
関係のグラフ、第７図は公知の発振器／復調器回
路装置の回路図である。 Ｃ……共振回路コンデンサ、Ｄ……ダイオー
ド、Ｅ……定電圧源、Ｉ……定電流源、Ｋ……フ
エライトコア、Ｌ……共振回路コイル、Ｒ……抵
抗、Ｔ……トランジスタ、１０……入力端子、１
１〜１３……端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力回路に減衰可能な共振回路Ｌ，Ｃを接続
されているトランジスタ増幅器段T1，RE；T1，
RE，RAと、トランジスタ増幅器段T1，RE；T1，
RE，RAの出力回路から入力回路への正帰還回路
T2，T3，R3と、トランジスタ増幅器段T1，REの
入力回路内の制限枝路T10，T12とを含んでいる
誘導式近接スイツチ用回路装置において、第１の
電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12および第２
の電流ミラーT13，T14，R14よりなり、それらか
ら供給される電流IC2，IC3が回路出力端１４にお
いて差し引かれるように互いに接続されている二
重電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12；T13，
T14，R14を含んでおり、第１の電流ミラーT10，
T11，T12，R11，R12内のトランジスタT10，T11，
T12のエミツタ面積比と比較して第２の電流ミラ
ーT13，T14，R14内のトランジスタT13，T14のエ
ミツタ面積比が大きく、第１の電流ミラーT10，
T11，T12，R11，R12がトランジスタ増幅器段T1，
REの入力回路内に位置しており、また第２の電
流ミラーT13，T14，R14が第１の電流ミラーT10，
T11，T12，R11，R12により駆動されるようにな
つており、第１の電流ミラーT10，T11，T12，
R11，R12がその構成要素として、ダイオードと
して接続され第１の電流ミラーに対する基準要素
として且つトランジスタ増幅器段T1，REのベー
ス・エミツタ間のしきい電圧に対する補償要素と
して作用するトランジスタT10と、ダイオードと
して接続されているトランジスタT10により共通
に制御される２つのトランジスタT11，T12と、
制御されるトランジスタT11，T12のエミツタ枝
路内に位置するそれぞれ１つの抵抗R11，R12と
を含んでおり、第２の電流ミラー（T13，T14，
R14）が、ダイオードとして接続され基準要素と
して作用するトランジスタT13と、これにより制
御されるトランジスタT14と、制御されるトラン
ジスタT14のエミツタ枝路内に位置する抵抗R14
とを有し、第２の電流ミラーT13，T14，R14が第
１の電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12の制御
されるトランジスタT11により制御されるように
なつていることを特徴とする誘導式近接スイツチ
用回路装置。 ２ 第１の電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12
の制御されるトランジスタT10，T11，T12のエミ
ツタ枝路内の抵抗R11，R12の値が等しいことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の回路装
置。 ３ 第１および第２の電流ミラーT10，T11，
T12，R11，R12またはT13，T14，R14の出力端が
回路出力端１４に一緒に接続されていることを特
徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載
の回路装置。 ４ 第１の電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12
のトランジスタT10，T11，T12が第２の電流ミラ
ーT13，T14，R14のトランジスタT13，T14と反対
の伝導形式を有することを特徴とする特許請求の
範囲第１項ないし第３項のいずれか１項に記載の
回路装置。 ５ 第１の電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12
のトランジスタT10，T11，T12が同一または１か
ら甚だしくは異ならないエミツタ面積比を有する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第
４項のいずれか１項に記載の回路装置。 ６ 第２の電流ミラーT13，T14，R14の制御され
るトランジスタT14のエミツタ面積が、基準要素
として作用するトランジスタT13のエミツタ面積
にくらべて大きいことを特徴とする特許請求の範
囲第１項ないし第５項のいずれか１項に記載の回
路装置。 ７ 第２の電流ミラーT13，T14，R14内の基準要
素として作用するトランジスタT13のエミツタ面
積と制御されるトランジスタT14とのエミツタ面
積との比が１：４に等しいことを特徴とする特許
請求の範囲第１項ないし第６項のいずれか１項に
記載の回路装置。 ８ 第１の電流ミラーT10，T11，T12，R11，R12
の制御されるトランジスタT11，T12のエミツタ
枝路内の抵抗R11，R12が第２の電流ミラーT13，
T14，R14の制御されるトランジスタT14のエミツ
タ枝路内の抵抗R14よりも大きいことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれか
１項に記載の回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3425937.6 | 1984-07-13 | ||
| DE3425937 | 1984-07-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6135624A JPS6135624A (ja) | 1986-02-20 |
| JPH0441849B2 true JPH0441849B2 (ja) | 1992-07-09 |
Family
ID=6240613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15333885A Granted JPS6135624A (ja) | 1984-07-13 | 1985-07-11 | 誘導式近接スイツチ用回路装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4609882A (ja) |
| EP (1) | EP0172393B2 (ja) |
| JP (1) | JPS6135624A (ja) |
| KR (1) | KR930007761B1 (ja) |
| AT (1) | ATE57589T1 (ja) |
| DE (1) | DE3580138D1 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6168531U (ja) * | 1984-10-08 | 1986-05-10 | ||
| JPS61295719A (ja) * | 1985-06-20 | 1986-12-26 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | 誘導式近接スイツチ用回路装置 |
| JPS62114540U (ja) * | 1986-01-10 | 1987-07-21 | ||
| DE59010177D1 (de) * | 1990-06-19 | 1996-04-11 | Siemens Ag | Induktiver Annäherungsschalter mit geringer Temperaturabhängigkeit |
| FR2669481B1 (fr) * | 1990-11-16 | 1994-04-15 | Thomson Composants Microondes | Systeme d'echanges de donnees par ondes electromagnetiques. |
| DE4118647A1 (de) * | 1991-06-04 | 1992-12-17 | Mikroelektronik Und Technologi | Initiatorschaltung |
| DE4317359A1 (de) * | 1993-05-25 | 1994-12-01 | Balluff Gebhard Feinmech | Sensor |
| DE4320685C2 (de) * | 1993-06-22 | 2002-08-01 | Infineon Technologies Ag | Oszillator-Demodulator-Anordnung für einen induktiven Näherungsschalter mit mehreren Schaltpunkten |
| DE4424833C2 (de) * | 1994-07-14 | 1998-12-17 | Mannesmann Vdo Ag | Schaltungsanordnung zur Messung des Widerstandes eines Feuchtesensors |
| DE19907135A1 (de) * | 1999-02-19 | 2000-09-14 | Siemens Ag | Empfänger- und Demodulationsvorrichtung |
| WO2006002535A1 (en) * | 2004-06-30 | 2006-01-12 | Universite De Sherbrooke | Sensor arrays based on electronic oscillators |
| DE102013202573B3 (de) * | 2013-02-18 | 2014-04-17 | Ifm Electronic Gmbh | Induktiver Näherungsschalter |
| DE102014202793A1 (de) | 2014-02-17 | 2015-08-20 | Ifm Electronic Gmbh | Induktiver Näherungsschalter |
| TWI804237B (zh) * | 2022-03-16 | 2023-06-01 | 友達光電股份有限公司 | 參考電壓產生電路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4001718A (en) * | 1975-05-12 | 1977-01-04 | Electro Corporation | Linear oscillator for proximity sensor |
| DE3016821C2 (de) * | 1980-05-02 | 1982-08-12 | Honeywell Gmbh, 6000 Frankfurt | Elektronischer Näherungsschalter |
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-
1985
- 1985-06-10 KR KR8504064A patent/KR930007761B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1985-07-11 JP JP15333885A patent/JPS6135624A/ja active Granted
- 1985-07-12 EP EP85108738A patent/EP0172393B2/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-07-12 US US06/754,869 patent/US4609882A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-07-12 AT AT85108738T patent/ATE57589T1/de active
- 1985-07-12 DE DE8585108738T patent/DE3580138D1/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0172393B2 (de) | 1996-02-28 |
| JPS6135624A (ja) | 1986-02-20 |
| EP0172393B1 (de) | 1990-10-17 |
| KR860001636A (ko) | 1986-03-20 |
| DE3580138D1 (de) | 1990-11-22 |
| ATE57589T1 (de) | 1990-11-15 |
| US4609882A (en) | 1986-09-02 |
| KR930007761B1 (en) | 1993-08-18 |
| EP0172393A1 (de) | 1986-02-26 |
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