JPH0445029B2 - - Google Patents
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- JPH0445029B2 JPH0445029B2 JP61264913A JP26491386A JPH0445029B2 JP H0445029 B2 JPH0445029 B2 JP H0445029B2 JP 61264913 A JP61264913 A JP 61264913A JP 26491386 A JP26491386 A JP 26491386A JP H0445029 B2 JPH0445029 B2 JP H0445029B2
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- Japan
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- voltage
- capacitor
- amplifier
- circuit
- field deflection
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
- H03K4/60—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor
- H03K4/69—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as an amplifier
- H03K4/693—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as an amplifier operating in push-pull, e.g. class B
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
- Video Image Reproduction Devices For Color Tv Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、フイールド周波数ののこぎり波信号
を受信する入力端子と、フイールド偏向コイルと
分離コンデンサと負帰還抵抗の直列回路網に掃引
期間と帰線期間を有するのこぎり波偏向電流を供
給する出力端子とを有する増幅器と、前記負帰還
抵抗両端間の電圧を前記増幅器に帰還する手段と
を備えた画像表示装置用のフイールド偏向回路に
関するものである。
を受信する入力端子と、フイールド偏向コイルと
分離コンデンサと負帰還抵抗の直列回路網に掃引
期間と帰線期間を有するのこぎり波偏向電流を供
給する出力端子とを有する増幅器と、前記負帰還
抵抗両端間の電圧を前記増幅器に帰還する手段と
を備えた画像表示装置用のフイールド偏向回路に
関するものである。
フイールド偏向回路においては、増幅器は偏向
コイルが直流結合される定電位（例えば大地）に
対し正の電圧と負の電圧を供給する２重電源を有
するならば、直流結合出力増幅器、即ち分離コン
デンサを含まない出力増幅器を用いることができ
る。斯る２重電源は高価であると共に出力増幅器
の保護を困難にする。
コイルが直流結合される定電位（例えば大地）に
対し正の電圧と負の電圧を供給する２重電源を有
するならば、直流結合出力増幅器、即ち分離コン
デンサを含まない出力増幅器を用いることができ
る。斯る２重電源は高価であると共に出力増幅器
の保護を困難にする。
これがため交流結合出力増幅器、即ち偏向コイ
ルの直流分離用コンデンサを有する出力増幅器を
具えるフイールド偏向回路が一般に使用されてい
る。その一例はドイツ国特許第1462870号明細書
に開示されている。しかし、この回路は種々の欠
点がある。例えば偏向電流の直線性が悪いために
補正手段を回路に設ける必要がある。これら手段
は例えば、高い容量値を有するコンデンサを含み
多くの場合調整可能にする必要がある負帰還回路
である。前記ドイツ国特許明細書には更に、増幅
器の入力信号はパラボラ成分を含むようにすべき
であり、この成分を増幅器の前段で発生させる必
要がある旨記載されている。回路、特に負帰還回
路網の構成素子の周波数依存特性のために交流結
合増幅器は増幅すべき信号中に急速な遷移がある
場合に直流結合増幅器よりも悪い動作を示し、表
示画像の垂直方向の不安定が起り得る。また、増
幅器からの出力信号がコンデンサの高い容量値の
ために画像周波数成分を含むため飛越し走査が悪
化し得る。
ルの直流分離用コンデンサを有する出力増幅器を
具えるフイールド偏向回路が一般に使用されてい
る。その一例はドイツ国特許第1462870号明細書
に開示されている。しかし、この回路は種々の欠
点がある。例えば偏向電流の直線性が悪いために
補正手段を回路に設ける必要がある。これら手段
は例えば、高い容量値を有するコンデンサを含み
多くの場合調整可能にする必要がある負帰還回路
である。前記ドイツ国特許明細書には更に、増幅
器の入力信号はパラボラ成分を含むようにすべき
であり、この成分を増幅器の前段で発生させる必
要がある旨記載されている。回路、特に負帰還回
路網の構成素子の周波数依存特性のために交流結
合増幅器は増幅すべき信号中に急速な遷移がある
場合に直流結合増幅器よりも悪い動作を示し、表
示画像の垂直方向の不安定が起り得る。また、増
幅器からの出力信号がコンデンサの高い容量値の
ために画像周波数成分を含むため飛越し走査が悪
化し得る。
上述の欠点は既知であり、既知の方法で除去し
得るが、既知の方法は多くの回路素子を必要とし
回路を複雑にする。また、これら回路素子は老化
しや易く、不所望な特性変化を生じ得る。
得るが、既知の方法は多くの回路素子を必要とし
回路を複雑にする。また、これら回路素子は老化
しや易く、不所望な特性変化を生じ得る。
本発明の目的はこれらの欠点のない上述した種
類のフイールド偏向回路、即ち交流結合増幅器を
具えるフイールド偏向回路を提供することにあ
り、この目的のために本発明フイールド偏向回路
においては、前記分離コンデンサと並列に、掃引
期間中に該コンデンサの両端間に存在するパラボ
ラ電圧の最大値を略々一定値に設定するクランプ
回路を設け、該クランプ回路は掃引期間の前半部
において導通しその導通期間が掃引期間の略々中
心瞬時に終了するスイツチを具えることを特徴と
する。
類のフイールド偏向回路、即ち交流結合増幅器を
具えるフイールド偏向回路を提供することにあ
り、この目的のために本発明フイールド偏向回路
においては、前記分離コンデンサと並列に、掃引
期間中に該コンデンサの両端間に存在するパラボ
ラ電圧の最大値を略々一定値に設定するクランプ
回路を設け、該クランプ回路は掃引期間の前半部
において導通しその導通期間が掃引期間の略々中
心瞬時に終了するスイツチを具えることを特徴と
する。
本発明の手段によれば、増幅器の出力端子の電
圧の直流成分も略々一定の値を有するようにな
る。従つて、本発明フイールド偏向回路は２重電
源を必要とすることなく直流結合回路として動作
することになる。これがため、本発明回路は交流
結合回路の欠点を示さない。特に、本発明回路は
周波数依存負帰還回路網を必要としないため、垂
直方向の不安定が起らず、テレテキスト信号を受
信するときでも飛越し走査が満足なものとなる。
これらの好結果は極めて簡単な手段で得られる。
圧の直流成分も略々一定の値を有するようにな
る。従つて、本発明フイールド偏向回路は２重電
源を必要とすることなく直流結合回路として動作
することになる。これがため、本発明回路は交流
結合回路の欠点を示さない。特に、本発明回路は
周波数依存負帰還回路網を必要としないため、垂
直方向の不安定が起らず、テレテキスト信号を受
信するときでも飛越し走査が満足なものとなる。
これらの好結果は極めて簡単な手段で得られる。
フイリツプス社から市販されているテレビジヨ
ン受信機は分離コンデンサ両端間に存在する電圧
の直流成分を一定に維持する手段が設けられた交
流結合フイールド偏向回路を具えている
（“Service Manual，Colour Television，
Chassis K12”参照）。しかし、この回路では抵
抗の両端間電圧ではなく抵抗とコンデンサから成
る直列回路網の両端間電圧を増幅器に負帰還して
いる。この電圧はパラボラ成分を有し、その結果
増幅器の入力信号もパラボラ成分を有する必要が
あり、従つてこのパラボラ成分を発生させる必要
がある。
ン受信機は分離コンデンサ両端間に存在する電圧
の直流成分を一定に維持する手段が設けられた交
流結合フイールド偏向回路を具えている
（“Service Manual，Colour Television，
Chassis K12”参照）。しかし、この回路では抵
抗の両端間電圧ではなく抵抗とコンデンサから成
る直列回路網の両端間電圧を増幅器に負帰還して
いる。この電圧はパラボラ成分を有し、その結果
増幅器の入力信号もパラボラ成分を有する必要が
あり、従つてこのパラボラ成分を発生させる必要
がある。
本発明回路の極めて簡単な例では、前記分離コ
ンデンサと並列に設ける回路は略々一定の電圧降
下を有する素子を具えるものとする。
ンデンサと並列に設ける回路は略々一定の電圧降
下を有する素子を具えるものとする。
図面につき本発明を説明する。
第１図は本発明フイールド偏向回路の一例を示
し、この回路は表示管（図示せず）内に発生され
る電子ビームを垂直方向に偏向するフイールド偏
向コイル１を具えている。このコイル１と直列に
分離コンデンサ２と負帰還抵抗３が直列に配置さ
れ、これら素子１，２及び３から成る直列回路網
が出力増幅器４と大地との間に接続される。増幅
器４は例えば26Vの電源電圧VBを受け、電源の
負端子も接地される。フイールド周波数ののこぎ
り波電圧が入力増幅器５の反転入力端子に供給さ
れる。この電圧はのこぎり波発生器により大地に
対し既知の方法で発生される。増幅器５の非反転
入力端子は場合により抵抗を介してコンデンサ２
と抵抗３との接続点に接続される。増幅器５の出
力端子は増幅器４の反転入力端子に接続され、そ
の非反転入力端子は接地される。その反転入力端
子に存在する増幅されたのこぎり波電圧は増幅器
４によりコイル１を流れるフイールド偏向電流で
ある電流ｉに変換される。場合により入力増幅器
５は省略することができ、その場合には入力信号
を増幅器４の非反転入力端子に直接供給すると共
にその反転入力端子を素子２及び３の接続点に接
続すればよいこと明らかである。
し、この回路は表示管（図示せず）内に発生され
る電子ビームを垂直方向に偏向するフイールド偏
向コイル１を具えている。このコイル１と直列に
分離コンデンサ２と負帰還抵抗３が直列に配置さ
れ、これら素子１，２及び３から成る直列回路網
が出力増幅器４と大地との間に接続される。増幅
器４は例えば26Vの電源電圧VBを受け、電源の
負端子も接地される。フイールド周波数ののこぎ
り波電圧が入力増幅器５の反転入力端子に供給さ
れる。この電圧はのこぎり波発生器により大地に
対し既知の方法で発生される。増幅器５の非反転
入力端子は場合により抵抗を介してコンデンサ２
と抵抗３との接続点に接続される。増幅器５の出
力端子は増幅器４の反転入力端子に接続され、そ
の非反転入力端子は接地される。その反転入力端
子に存在する増幅されたのこぎり波電圧は増幅器
４によりコイル１を流れるフイールド偏向電流で
ある電流ｉに変換される。場合により入力増幅器
５は省略することができ、その場合には入力信号
を増幅器４の非反転入力端子に直接供給すると共
にその反転入力端子を素子２及び３の接続点に接
続すればよいこと明らかである。
第２図に電流ｉを時間の関数としてプロツトし
てある。フイールド周期Ｔの大部分、即ち掃引期
間中は電流ｉは略々直線的に減少する。掃引期間
は瞬時t1に開始し、20msの周期Ｔに対し約19ms
の接続時間を有する（ヨーロツパテレビジヨン規
格）。電流ｉは掃引期間の略々中心瞬時t2で零に
なり、斯る後にその方向を逆転する。掃引期間の
終了瞬時t3において電流ｉは最大負値になり、そ
の絶対値は瞬時t1における最大正値に略々等し
い。増幅器５からの入力信号の値が絶対値で瞬時
t1及びt3間において瞬時t2に対し対称であるもの
とすると、電流ｉも、特に負帰還により、対称に
なる。このことは、第２図において電流ｉを示す
線と零軸線で囲まれる区域の瞬時t1〜t2間に位置
する部分の面積と瞬時t2〜t3間に位置する部分の
面積が互に等しいことを意味する。
てある。フイールド周期Ｔの大部分、即ち掃引期
間中は電流ｉは略々直線的に減少する。掃引期間
は瞬時t1に開始し、20msの周期Ｔに対し約19ms
の接続時間を有する（ヨーロツパテレビジヨン規
格）。電流ｉは掃引期間の略々中心瞬時t2で零に
なり、斯る後にその方向を逆転する。掃引期間の
終了瞬時t3において電流ｉは最大負値になり、そ
の絶対値は瞬時t1における最大正値に略々等し
い。増幅器５からの入力信号の値が絶対値で瞬時
t1及びt3間において瞬時t2に対し対称であるもの
とすると、電流ｉも、特に負帰還により、対称に
なる。このことは、第２図において電流ｉを示す
線と零軸線で囲まれる区域の瞬時t1〜t2間に位置
する部分の面積と瞬時t2〜t3間に位置する部分の
面積が互に等しいことを意味する。
瞬時t3後、電流ｉは入力信号中の急速な遷移の
影響の下で極めて急速に増大する。これは直列回
路網１，２，３の両端間に存在する電圧が例えば
電源電圧の上昇により一時的に増大されるためで
ある。場合によつては斯る帰線発生器は必要な
い。全ての場合についてVBは掃引期間中の増幅
器４の電源電圧の値を示すものである。瞬時t4に
おいて電流ｉは再びその方向を逆転し、次いで最
大正値に到達する。瞬時t1から１周期Ｔ後の瞬時
t5において、入力信号が再びゆつくり減少するた
め次の掃引が始まる。帰線期間は瞬時t3とt5の間
の期間であり、約1msの持続時間を有する。この
期間中、回路は負帰還ループを構成しない。そし
て、実際上、掃引期間中略々オーム抵抗として動
作する偏向コイルはこのときインダクタンスとし
て動作するため、このコイルを流れる電流は入力
信号の変化に対しゆつくり応答する。従つて、電
流ｉを示す線と零軸線で囲まれる区域の瞬時t3〜
t4間に位置する部分の面積と瞬時t4〜t5間に位置
する部分の面積が等しくならない。これは、各フ
イールド周期中にこれら部分の面積の差に等しい
電荷がコンデンサ２に充電されることを意味す
る。その結果このコンデンサの蓄積電荷が増大
し、このコンデンサの両端間の電圧が電源電圧の
方向に増大する。従つて何の手段も講じないとこ
れにより偏向電流に重大な歪みが生ずる。
影響の下で極めて急速に増大する。これは直列回
路網１，２，３の両端間に存在する電圧が例えば
電源電圧の上昇により一時的に増大されるためで
ある。場合によつては斯る帰線発生器は必要な
い。全ての場合についてVBは掃引期間中の増幅
器４の電源電圧の値を示すものである。瞬時t4に
おいて電流ｉは再びその方向を逆転し、次いで最
大正値に到達する。瞬時t1から１周期Ｔ後の瞬時
t5において、入力信号が再びゆつくり減少するた
め次の掃引が始まる。帰線期間は瞬時t3とt5の間
の期間であり、約1msの持続時間を有する。この
期間中、回路は負帰還ループを構成しない。そし
て、実際上、掃引期間中略々オーム抵抗として動
作する偏向コイルはこのときインダクタンスとし
て動作するため、このコイルを流れる電流は入力
信号の変化に対しゆつくり応答する。従つて、電
流ｉを示す線と零軸線で囲まれる区域の瞬時t3〜
t4間に位置する部分の面積と瞬時t4〜t5間に位置
する部分の面積が等しくならない。これは、各フ
イールド周期中にこれら部分の面積の差に等しい
電荷がコンデンサ２に充電されることを意味す
る。その結果このコンデンサの蓄積電荷が増大
し、このコンデンサの両端間の電圧が電源電圧の
方向に増大する。従つて何の手段も講じないとこ
れにより偏向電流に重大な歪みが生ずる。
以上のことは当業者に公知である。従来技術に
よれば上述の欠点は入力信号を適当に補正するこ
とにより及び直列回路網１，２，３と入力端子、
例えば増幅器５の非反転入力端子との間に設けた
周波数依存負帰還回路網を用いることにより阻止
することができる。この負帰還回路網により得ら
れる周波数依存負帰還電圧は抵抗３による線形負
帰還回路網により得られる電圧に加えられる。
よれば上述の欠点は入力信号を適当に補正するこ
とにより及び直列回路網１，２，３と入力端子、
例えば増幅器５の非反転入力端子との間に設けた
周波数依存負帰還回路網を用いることにより阻止
することができる。この負帰還回路網により得ら
れる周波数依存負帰還電圧は抵抗３による線形負
帰還回路網により得られる電圧に加えられる。
第１図の回路は、第２図につき述べた影響を考
慮してこのような周波数依存負帰還回路網を設け
ること及び入力信号に補正成分、例えばパラボラ
成分を持たせることはしてない。第１図では電界
効果トランジスタ６のソース電極をコイル１とコ
ンデンサ２との接続点に接続し、そのドレイン電
極を限流抵抗７を経てコンデンサ２と抵抗３との
接続点に接続し、そのゲート電極を抵抗８を経て
直流電圧源９に接続する（電圧源９の他端は接地
する）。素子６〜９はクランプ回路を構成する。
掃引期間中、コンデンサ２の両端間には瞬時t2で
最大になるパラボラ電圧が存在する。定常状態で
は回路はトランジスタ６が瞬時t2の前の短時間導
通するようになる。コンデンサ２から発する偏向
電流ｉとは反対方向の電流がトランジスタ６を経
て流れるため、パラボラ電圧のピークが一定値に
クランプされる。電流ｉにより生ずる余分の充電
荷がトランジスタ６を流れる電流によりコンデン
サ２から除去され、このコンデンサを流れる総合
電流は零になる。瞬時t2において電流ｉがその方
向を逆転するためコンデンサ２の電荷が減少す
る。これがためトランジスタ６は導通を停止し、
コンデンサ２の両端間電圧がパラボラ状に減少す
る。
慮してこのような周波数依存負帰還回路網を設け
ること及び入力信号に補正成分、例えばパラボラ
成分を持たせることはしてない。第１図では電界
効果トランジスタ６のソース電極をコイル１とコ
ンデンサ２との接続点に接続し、そのドレイン電
極を限流抵抗７を経てコンデンサ２と抵抗３との
接続点に接続し、そのゲート電極を抵抗８を経て
直流電圧源９に接続する（電圧源９の他端は接地
する）。素子６〜９はクランプ回路を構成する。
掃引期間中、コンデンサ２の両端間には瞬時t2で
最大になるパラボラ電圧が存在する。定常状態で
は回路はトランジスタ６が瞬時t2の前の短時間導
通するようになる。コンデンサ２から発する偏向
電流ｉとは反対方向の電流がトランジスタ６を経
て流れるため、パラボラ電圧のピークが一定値に
クランプされる。電流ｉにより生ずる余分の充電
荷がトランジスタ６を流れる電流によりコンデン
サ２から除去され、このコンデンサを流れる総合
電流は零になる。瞬時t2において電流ｉがその方
向を逆転するためコンデンサ２の電荷が減少す
る。これがためトランジスタ６は導通を停止し、
コンデンサ２の両端間電圧がパラボラ状に減少す
る。
トランジスタ６が導通を開始する瞬時t6は第２
図の線影をつけた区域の零軸線より上の部分の面
積の１周期中の和、即ち瞬時t1〜t6間の部分と瞬
時t4〜t5間の部分の面積の和が線影区域の零軸線
より下の部分、即ち瞬時t2〜t4間の部分の面積に
等しくなるよう位置する。１周期中においてコン
デンサ２から除去されるのと同量の電荷がコンデ
ンサ２に供給され、このコンデンサ両端間の電圧
は増大しない。換言すれば、このコンデンサを流
れる電流は真の交流電流になる。瞬時t6とt2との
時間間隔中は電流はコイル１、トランジスタ６及
び抵抗７を経て流れる。この電流の１周期に亘る
平均値は電流ｉに対する小さな直流成分である。
この成分は垂直偏向に対するセンタリング電流で
ある。このセンタリング電流の所望の値は、増幅
器５からの入力信号に直流成分を付加して瞬時t6
の時間位置を調整することにより簡単に調整する
ことができる。トランジスタ６と抵抗７の付加は
偏向電流の波形に殆んど何の影響も与えない。そ
の理由は、この電流は電流源により負荷されるた
めである。
図の線影をつけた区域の零軸線より上の部分の面
積の１周期中の和、即ち瞬時t1〜t6間の部分と瞬
時t4〜t5間の部分の面積の和が線影区域の零軸線
より下の部分、即ち瞬時t2〜t4間の部分の面積に
等しくなるよう位置する。１周期中においてコン
デンサ２から除去されるのと同量の電荷がコンデ
ンサ２に供給され、このコンデンサ両端間の電圧
は増大しない。換言すれば、このコンデンサを流
れる電流は真の交流電流になる。瞬時t6とt2との
時間間隔中は電流はコイル１、トランジスタ６及
び抵抗７を経て流れる。この電流の１周期に亘る
平均値は電流ｉに対する小さな直流成分である。
この成分は垂直偏向に対するセンタリング電流で
ある。このセンタリング電流の所望の値は、増幅
器５からの入力信号に直流成分を付加して瞬時t6
の時間位置を調整することにより簡単に調整する
ことができる。トランジスタ６と抵抗７の付加は
偏向電流の波形に殆んど何の影響も与えない。そ
の理由は、この電流は電流源により負荷されるた
めである。
掃引期間中、増幅器４の出力端子に存在する電
圧Ｖはコイル１及び抵抗３の両端間に存在するの
こぎり波電圧とコンデンサ２の両端間に存在する
パラボラ電圧との和であある。瞬時t1において電
圧Ｖは電圧VBより僅かに低く、瞬時t3においてこ
の電圧は零より僅かに高い。増幅器４は例えばＢ
級出力段を具え、この出力段は既知のように掃引
期間の前半部導通するトランジスタと掃引期間の
後半部中導通するトランジスタの２個のトランジ
スタを有し、前者のトランジスタの両端間電圧は
瞬時t1に最小になり、後者のトランジスタの両端
間電圧は瞬時t3に最小になる。素子６〜９を具え
るクランプ回路の動作によりコンデンサ２の両端
間電圧は瞬時t2に略々一定の値になる。この値の
選択は、特に増幅器４内の出力段の構成及びコン
デンサ２の両端間のパラボラ電圧の増幅、従つて
このコンデンサの容量値を考慮して決定する。好
適な選択により、Ｂ級出力段が上述のように動作
するようにして良好な効率が得られるようにする
ことができる。もつと詳しく言うと、コンデンサ
２が高い容量値を有するためにパラボラ電圧が小
さい振幅を有する場合、電圧源９の電圧に対し約
12Vの値を選択して瞬時t2における電圧Ｖが電圧
VBの半分に略々等しい値を有するようにするこ
とができる。
圧Ｖはコイル１及び抵抗３の両端間に存在するの
こぎり波電圧とコンデンサ２の両端間に存在する
パラボラ電圧との和であある。瞬時t1において電
圧Ｖは電圧VBより僅かに低く、瞬時t3においてこ
の電圧は零より僅かに高い。増幅器４は例えばＢ
級出力段を具え、この出力段は既知のように掃引
期間の前半部導通するトランジスタと掃引期間の
後半部中導通するトランジスタの２個のトランジ
スタを有し、前者のトランジスタの両端間電圧は
瞬時t1に最小になり、後者のトランジスタの両端
間電圧は瞬時t3に最小になる。素子６〜９を具え
るクランプ回路の動作によりコンデンサ２の両端
間電圧は瞬時t2に略々一定の値になる。この値の
選択は、特に増幅器４内の出力段の構成及びコン
デンサ２の両端間のパラボラ電圧の増幅、従つて
このコンデンサの容量値を考慮して決定する。好
適な選択により、Ｂ級出力段が上述のように動作
するようにして良好な効率が得られるようにする
ことができる。もつと詳しく言うと、コンデンサ
２が高い容量値を有するためにパラボラ電圧が小
さい振幅を有する場合、電圧源９の電圧に対し約
12Vの値を選択して瞬時t2における電圧Ｖが電圧
VBの半分に略々等しい値を有するようにするこ
とができる。
以上では掃引期間中の電流ｉの変化は直線的で
あるものとした。実際にはこの電流は一般にＳ字
状で、これは負帰還回路網を用いることにより得
ることができる。偏向電流は第１図の回路を用い
て所望の形状にすることができ、そのためには増
幅器５に供給する入力信号を予め所望の形状にす
ればよい。もつと一般的に、偏向電流の直線性は
入力信号を低レベルに調整することにより補正す
ることができる。
あるものとした。実際にはこの電流は一般にＳ字
状で、これは負帰還回路網を用いることにより得
ることができる。偏向電流は第１図の回路を用い
て所望の形状にすることができ、そのためには増
幅器５に供給する入力信号を予め所望の形状にす
ればよい。もつと一般的に、偏向電流の直線性は
入力信号を低レベルに調整することにより補正す
ることができる。
第１図はクランプ回路の特定の例を示すもので
ある。この回路では抵抗７はトランジスタ６を流
れる電流を制限する作用をし、場合により省略す
ることができる。電圧源９は実際には電源電圧と
大地との間の抵抗分圧器で構成し、分圧抵抗の接
続点をコンデンサで大地に減結合し、このコンデ
ンサはトランジスタ６のゲートリード線内に存在
する高いインピーダンスのために比較的低い容量
値とすることができる。コンデンサ２の両端間の
掃引電圧の最大値及び従つて直流成分は素子６〜
９を具える回路により一定に固定される。この回
路は電界効果トランジスタ素子以外のスイツチ、
例えばダーリントン回路を含むことができ、また
この回路は、例えばアノードをコンデンサ２とコ
イル１との接続点に接続したダイオードと、直流
電圧源と、必要に応じ限流抵抗の直列接続回路網
を有するピーク整流器として構成してコンデンサ
２と並列に接続することもできる。そのダイオー
ドは瞬時t6〜t2の時間間隔中導通する。その直流
電圧源はRC並列回路網で構成することができる。
更に他の方法では、ツエナーダイオードをコンデ
ンサ２と並列に設け、そのアノードをコンデンサ
２と抵抗３との接続点に、そのカソードをコイル
１とコンデンサ２との接続点に接続することがで
きる。動作中、ツエナーダイオード両端間の電圧
は略々一定であるためコンデンサ２の両端間電圧
はこの値を越えることはできない。このツエナー
ダイオードと直列に限流抵抗を設けることもでき
る。このツエナーダイオードの代りに電圧依存抵
抗、或はアノードをコイル１とコンデンサ２との
接続点に、カソードをコンデンサ２と抵抗３との
接続点に接続した複数個のダイオードの直列回路
網を用いることもできる。
ある。この回路では抵抗７はトランジスタ６を流
れる電流を制限する作用をし、場合により省略す
ることができる。電圧源９は実際には電源電圧と
大地との間の抵抗分圧器で構成し、分圧抵抗の接
続点をコンデンサで大地に減結合し、このコンデ
ンサはトランジスタ６のゲートリード線内に存在
する高いインピーダンスのために比較的低い容量
値とすることができる。コンデンサ２の両端間の
掃引電圧の最大値及び従つて直流成分は素子６〜
９を具える回路により一定に固定される。この回
路は電界効果トランジスタ素子以外のスイツチ、
例えばダーリントン回路を含むことができ、また
この回路は、例えばアノードをコンデンサ２とコ
イル１との接続点に接続したダイオードと、直流
電圧源と、必要に応じ限流抵抗の直列接続回路網
を有するピーク整流器として構成してコンデンサ
２と並列に接続することもできる。そのダイオー
ドは瞬時t6〜t2の時間間隔中導通する。その直流
電圧源はRC並列回路網で構成することができる。
更に他の方法では、ツエナーダイオードをコンデ
ンサ２と並列に設け、そのアノードをコンデンサ
２と抵抗３との接続点に、そのカソードをコイル
１とコンデンサ２との接続点に接続することがで
きる。動作中、ツエナーダイオード両端間の電圧
は略々一定であるためコンデンサ２の両端間電圧
はこの値を越えることはできない。このツエナー
ダイオードと直列に限流抵抗を設けることもでき
る。このツエナーダイオードの代りに電圧依存抵
抗、或はアノードをコイル１とコンデンサ２との
接続点に、カソードをコンデンサ２と抵抗３との
接続点に接続した複数個のダイオードの直列回路
網を用いることもできる。
第１図は本発明フイールド偏向回路の一実施例
を示す回路図、第２図は第１図の回路に発生する
電流の波形図である。 １……フイールド偏向コイル、２……分離コン
デンサ、３……負帰還抵抗、４……出力増幅器、
５……入力増幅器、６……電界効果トランジス
タ、７……限流抵抗、８……抵抗、９……直流電
圧源。
を示す回路図、第２図は第１図の回路に発生する
電流の波形図である。 １……フイールド偏向コイル、２……分離コン
デンサ、３……負帰還抵抗、４……出力増幅器、
５……入力増幅器、６……電界効果トランジス
タ、７……限流抵抗、８……抵抗、９……直流電
圧源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ フイールド周波数ののこぎり波信号を受信す
る入力端子と、フイールド偏向コイルと分離コン
デンサと負帰還抵抗の直列回路網に掃引期間と帰
線期間を有するのこぎり波偏向電流を供給する出
力端子とを有する増幅器と、前記負帰還抵抗両端
間の電圧を前記増幅器に帰還する手段とを具えた
画像表示装置用のフイールド偏向回路において、
前記分離コンデンサと並列に、掃引期間中に該コ
ンデンサの両端間に存在するパラボラ電圧の最大
値を略々一定値に設定するクランプ回路を設け、
該クランプ回路は掃引期間の前半部において導通
しその導通期間が掃引期間の略々中心瞬時に終了
するスイツチを具えることを特徴とするフイール
ド変更回路。 ２ 前記スイツチは略々一定の電圧を有する直流
電圧源に接続してあることを特徴とする特許請求
の範囲１記載のフイールド偏向回路。 ３ 前記入力信号の信号源と、前記直列接続回路
網の前記増幅器に結合されない側の端子と前記直
流電圧源とを固定基準電位に接続してあることを
特徴とする特許請求の範囲２記載のフイールド偏
向回路。 ４ 前記クランプ回路は略々一定の電圧降下を有
する素子を具えていることを特徴とする特許請求
の範囲１記載のフイールド偏向回路。 ５ 前記スイツチ又は略々一定の電圧降下を有す
る前記素子と直列に限流抵抗を挿入してあること
を特徴とする特許請求の範囲４記載のフイールド
偏向回路。 ６ 前記のこぎり波入力信号はセンタリング用直
流成分を含んでいることを特徴とする特許請求の
範囲１記載のフイールド偏向回路。 ７ 前記のこぎり波入力信号は直線性補正成分を
含んでいることを特徴とする特許請求の範囲１記
載のフイールド偏向回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8503101 | 1985-11-12 | ||
| NL8503101A NL8503101A (nl) | 1985-11-12 | 1985-11-12 | Rasterafbuigschakeling voor toepassing in een beeldweergeefinrichting. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62117475A JPS62117475A (ja) | 1987-05-28 |
| JPH0445029B2 true JPH0445029B2 (ja) | 1992-07-23 |
Family
ID=19846847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61264913A Granted JPS62117475A (ja) | 1985-11-12 | 1986-11-08 | フイ−ルド偏向回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4755727A (ja) |
| EP (1) | EP0223292B1 (ja) |
| JP (1) | JPS62117475A (ja) |
| KR (1) | KR870005532A (ja) |
| CA (1) | CA1260156A (ja) |
| DE (1) | DE3677327D1 (ja) |
| NL (1) | NL8503101A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0296699B1 (en) * | 1987-04-16 | 1993-12-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Computer-based control system especially for a motor |
| JPH03121670A (ja) * | 1989-10-04 | 1991-05-23 | Toshiba Corp | 垂直偏向回路 |
| JP3776129B2 (ja) * | 1996-10-14 | 2006-05-17 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ダンピングインピーダンス補償付き偏向回路 |
| KR100658613B1 (ko) * | 2001-10-16 | 2006-12-15 | 삼성에스디아이 주식회사 | 벡터 스캔 방식 음극선관의 편향 자계 발생 회로 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1388893A (fr) * | 1963-12-31 | 1965-02-12 | Compteurs Comp D | Perfectionnements aux circuits de déviation à transistors |
| NL6516061A (ja) * | 1965-12-10 | 1967-06-12 | ||
| NL7314926A (nl) * | 1973-10-31 | 1975-05-02 | Philips Nv | Schakeling voor het opwekken van een rasteraf- buigstroom. |
| GB1449375A (en) * | 1974-05-13 | 1976-09-15 | Mullard Ltd | Television field deflection circuits |
| US4400652A (en) * | 1982-05-03 | 1983-08-23 | Squibb Vitatek, Inc. | Magnetic deflection sweep amplifier with intelligent flyback |
| JPS60153058U (ja) * | 1984-03-21 | 1985-10-12 | ソニー株式会社 | 垂直偏向回路 |
| US4590408A (en) * | 1984-05-08 | 1986-05-20 | Systems Research Laboratories, Inc. | Linear/resonant CRT beam deflection circuit |
-
1985
- 1985-11-12 NL NL8503101A patent/NL8503101A/nl not_active Application Discontinuation
-
1986
- 1986-11-06 CA CA000522387A patent/CA1260156A/en not_active Expired
- 1986-11-08 KR KR860009421A patent/KR870005532A/ko not_active Ceased
- 1986-11-08 JP JP61264913A patent/JPS62117475A/ja active Granted
- 1986-11-10 EP EP86201953A patent/EP0223292B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-10 DE DE8686201953T patent/DE3677327D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-11-12 US US06/929,938 patent/US4755727A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62117475A (ja) | 1987-05-28 |
| EP0223292A1 (en) | 1987-05-27 |
| KR870005532A (ko) | 1987-06-09 |
| US4755727A (en) | 1988-07-05 |
| NL8503101A (nl) | 1987-06-01 |
| EP0223292B1 (en) | 1991-01-30 |
| CA1260156A (en) | 1989-09-26 |
| DE3677327D1 (de) | 1991-03-07 |
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