JPH0445040B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は特に耳の中に完全に挿入される超小型
補聴器、特にその増幅器に関するものである。

〔従来技術〕

近年補聴器および関連する電源電池および増幅
器は耳の中に完全に挿入される寸法まで次々に小
型化された。この構成の現在の技術水準による装
置に常についてまわる問題は歪による消費電力で
ある。更に詳細には通常のＡ級装置回路は特に低
レベルにおいて出力信号の歪が適当に低くなる様
に構成できるもので、歪の低い装置を作る事はで
きるが、しかしながらＡ級装置（および特にＡ級
出力段階）においては非常に低い電力効率は不可
能なので、この様な装置に付随する電池の消費は
非常に高い。即ち補聴器の電池をひんぱんに交換
しなければならない。系の全体の電力効率を改善
するために出力段階にＢ級の増幅回路を用いる事
が試みられた。その定義によりＢ級の増幅器はカ
ツトオフ状態で遊ぶので、その結果、簡単なＢ級
回路には信号の質を所望されない様にわるくする
歪が低い信号レベルにおいて生じる。

〔発明の解決しようとする技術問題〕

この問題を回避するために比較的複雑な平衡回
路が、高いおよび低い駆動レベルにおいて増幅器
回路の２つの成分の作動を均等にし、クロスオー
バーの特性を一様にするために必要である。実際
の場合には当業者には、熟知されている反転フイ
ードバツクが強く高いゲインの回路を要求する強
反転フイードバツクの使用が要求される。このた
めに発振が非常におこりやすいが、これ自体はし
ばしば大きなフイードバツク又は数μFの脱離キ
ヤパシターを用いる必要がある。

見かけは非常に魅力的であるが現在満足できる
様には完成されていない代替手段としてはパルス
増変調のＤ級増幅系を用いる事で、この際、超音
波の矩形波発生装置は補聴器のレシーバーから受
け取られるオーデイオ波形の瞬間的振幅に応答し
て連続的に調節されるデユーテイサイクルを有し
ている。その結果、生じる出力は元のオーデイオ
周波数の情報並びに超音波の領域のスイツチング
変調成分を含んでいる。この様な系の特徴は歪が
低く、かつ電力効率の良い事であるが、電池の電
力の相当な量が超音波のスイツチングの変調成分
に含まれる損失となる。更にこの様な系は通常単
純なＡ級又はＢ級の系よりも複雑となる。即ち発
振装置、スイツチング変調装置および回路を適当
に平衡させるために必要ないろいろな調節成分を
設ける必要がある。更に他の問題は1.5Vの系の
電池から電力を取る必要がある事である。

本願出願人の知る限りでは系の総ての要求を満
たし充分に小さな寸法で製造され耳の中に挿入さ
れる補聴器の製造を可能にする適当に小さい低出
力低歪のＤ級の増幅系は考案されていない。即ち
この様な増幅器はその特徴が電池の損失が少な
く、寸法が小さく、かつ歪が低いならば現在の技
術に対して有効、かつ新規な貢献となるであろ
う。

〔発明の技術構成および効果〕

本発明の特徴によりICのＤ級の補聴器の電力
増幅器は特にスイツチングモードで駆動される相
補金属酸化物半導体（CMOS）装置より作製さ
れる。本発明の特に望ましい実施態様において
は、所要のスイツチング発振装置はリング発振装
置として構成された３つの直列CMOSスイツチ
ング段階により作製され、それぞれの段階の個々
の充電時間により周波数を確定する全体の遅延が
得られる。総ての３つの段階は直列回路の中の調
節される負荷要素によつて実質的に同じ充電およ
び解放時間に集中的に制御され、総ての６つの直
列負荷要素が組になつた一対の電流鏡から駆動さ
れて低い電流損失の対称的な作動を維持する。発
振装置を所望のスイツチング周波数の２倍の周波
数で作動する様に構成し、発振装置の出力を２分
割装置によつて分割する事により発振出力波形の
完全な対称性がデユーテイサイクルを実質的に変
える事なく維持される。この様な電流鏡を用いて
総ての６つの直列負荷要素を制御する事により、
総ての充電電流、従つて発振周波数が単一のレジ
スターによつて制御される。他の発振装置回路に
おいてはCMOS駆動トランジスターが用いられ、
電流鏡によつて同様に制御されるが電流制限は電
源の弱化を制御する事により成される。

本発明の特徴により発振装置により発生した超
音波の矩形波はバイヤスされた積分装置を介して
供給され、その出力に三角波形を生じ軸交差は積
分装置にかけられたバイヤスにより制御され、バ
イヤスはマイクロフオンから取り出される入力波
形に応答して生じる。マイクロフオンから来るオ
ーデイオ周波数の信号を積分装置に加える目的は
無活動の対称状態から不平衡状態へ三角波形の軸
交差をシフトする事で、符号および大きさの不平
衡量はオーデイオ波形の振幅の連続的に変化する
関数である。

本発明の特徴により積分装置の出力波形の軸交
差はイヤホーントランスジユーサーを駆動する様
に接続された極反転平衡CMOSスイツチングド
ライバーの出力の時間および極性を制御するため
に用いられる。ドライバーによつて生じた正およ
び負のスイツチングパルスの長さは積分装置の出
力における軸交差の間の遅延時間に応じて変化
し、この際、パルス変調信号をイヤホーンの負荷
に提供し、同負荷はマイクロフオンによつて生じ
た波形の複写を有するオーデイオ帯域の周波数の
スペクトルを有する。

本発明の他の特徴によりスイツチングドライバ
ーの出力が、補足の直流バイヤス回路の中の単一
レジスターの値を制御する事により平衡されて零
のオーデイオ信号状態において零の直流出力電流
を出し、従つてイヤホーンの負荷がその間にブロ
ツキングキヤパシターを挿入する事なくスイツチ
ングドライバーの出力点に直接に結合される。こ
の事は製造過程中ICチツプ担持体の上に焼きつ
けられたレジスターとして補足の回路を形成する
事により有利に達せられる。調節は単一のレジス
ターをトリミングして行なう。

本発明の更に他の特徴により任意のリアクテイ
ブなフイルターがスイツチングドライバーの出力
とイヤホーンとの間に挿入され、フイルターはド
ライバー側から見てドライバーの負荷が、結果的
に超音波のスイツチング周波数において実質的に
純粋に誘導的になる様な特性を有し、この際、超
音波の周波数の成分によつて代表される総ての電
力スペクトルをレシーバーの中で消滅させ、全系
の電力損失を増すことなく、むしろ実質的に電力
供給電池に返還する。

本発明の系の両実施態様において増幅器とフイ
ルターの容量は単に0.0007立方インチである。低
レベルの全電流損失は約50μAであり、その低聴
音レベルにおけるオーデイオの質の特徴は高調波
の全歪の量が約0.5％である。500Hzで110dB音圧
レベルにおける歪は約５％である。

本発明の特に望ましい実施態様においては、増
幅器および任意のフイルターインダクターが両方
共レシーバーのハウジングのモーターの部屋の中
に設けられていて、増幅器およびフイルターに専
用の容積は全く必要がない。即ち完全に現在の技
術水準のトランスジユーサーのハウジングの中に
収容される。

本発明の更に他の特徴により、この様なパルス
幅変調（Ｄ級）の増幅器に特有な“レーシング”
不安定がμsおよびmsの領域の過度修正信号を導
入する事により実質的に大幅に減少し同信号はフ
イードバツクされてコンパレーターの決定電圧の
シフトを補償し、同シフトは出力ドライバーのス
イツチングに付随して増幅器の電力端にかかる電
池の供給電圧の変化により生じる。これらの過渡
現象の主要な原因は増幅器に給電する電池の内部
インピーダンスによる過渡電圧降下にある。本発
明の関連した特徴により特に好まれる実質態様に
見られる様に高い周波数の過渡現象は、発振装置
の矩形波形から三角波形を発生する積分キヤパシ
ターを対称的に接続する事により修正される。低
い周波数の領域においては電池の内部抵抗の定格
抵抗に、一般的に等しい値のレジスターを電池の
リードの１つと直流に挿入し、かつこのレジスタ
ーの中で電流により生じた電圧降下の複写を位相
の正しい修正信号としてコンパレーターの入力に
供給する事により修正される。

本発明の更に他の特徴により、正のフイードバ
ツクのラツチがコンパレーターの出力からその入
力に正のフイードバツクのかける事により、増幅
器にかけられて雑音除去手段およびレーシング退
去手段を提供するこのフイードバツクから生じる
コンパレーターの決定電圧の付随する分離から生
じる歪を抑制するために、超音波の矩形波の縮小
した複写がコンパレーターの入力に加えられて三
角波の交代２分の１サイクルの間のフイードバツ
クのラツチング動作を補償する。

〔実施例〕

以下本発明を添付の実施例に関する図面に基づ
き詳細に説明する。

本発明はいろいろな形で実施できるもので、本発
明の特に好まれる実施態様が図面に示されてお
り、かつ以下に詳細に説明されるが、それは本発
明の原理の一例を開示するにとどまり本発明の広
い趣旨を図示した実施態様に限定するものではな
い。

本発明はマイクロフオンの予備増幅器から来る
信号を増幅し、かつ同信号をイヤホーンの負荷に
導くための補聴器の電力増幅器に係る。第１図は
総体的な増幅器系のブロツク線図で本発明の電力
増幅器系が矩形PAの中に含まれている。マイク
ロフオンＭによつて集音され、予備増幅器PRに
よつて増幅されたオーデイオ信号は増幅器の入力
端“”に供給され増幅され、任意のフイルター
Ｆを介して出力端“ｅ”および“ｄ”に接続され
ている出力イヤホーンＥに送られ、この際、マイ
クロフオンＭおよび予備増幅器PRは従来の補聴
器のものである。イヤホーンＥはトランスジユー
サーモーターより成り同モーターはトランスジユ
ーサーのケーシングの中に含まれており、同ケー
シングは適当に担持されて耳管と連通する。本明
細書中用語“イヤホーン”、“トランスジユーサ
ー”、“レシーバー”は特記しない限り互換性を有
して用いられる第１図のイヤホーンＥと機能的に
等しい要素を含む。

1.2Vより1.5Vの電池ＢはBPの記号の付けられ
た系の正の母線およびBNの記号の付けられた系
の負の母線に給電する。第２図および第３図の２
つの実施態様に模式的に図示され、かつ以下詳細
に説明される発振装置Ｏは正および負の母線BP
およびBNからその電力をとり、その出力“ａ”
に超音波の周波数の対称矩形波を出力し、その電
圧は負の母線BNの電位から正の母線BPの電位
までに亙る。従つて、ほぼ1.2より1.5Vの振幅の
振りが点“ａ”において出力波の連続の中に表わ
れる。同様に第４図に模式的に図示され、以下詳
細に説明されるバイヤスされた積分装置Ｉは
“ａ”から受ける入力波形を処理してその出力点
“ｃ”に三角波形を出力する。

集音マイクロフオン“Ｍ”から来るオーデイオ
周波数の電圧のオーデイオ周波数のバイヤス信号
は容量C1を介してバイヤス点“ｂ”に結合され、
バイヤスされた積分装置Ｉの出力点“ｃ”におけ
る積分処理によつて出力された三角波形を更にシ
フトする。これを行なう回路が第４図に示されて
おり、以下に詳細に説明される。マイクロフオン
Ｍからの出力が無い場合には、“ｃ”におけるバ
イヤスされた積分装置Ｉから来る出力波形は“軸
交差”の周りで振幅が対称的に処理される。用語
“軸交差”は当座２つの母線BPおよびBNの中間
の電位の閾値、即ち負の母線に対して＋0.6Vを
通る波形のずれを指す。予備増幅器PRより受け
るオーデイオ周波数のバイヤス信号により“ｃ”
において見られる三角波形が同信号に呼応して上
下にシフトし軸交差の間の時間の間隔をシフトす
る。

同様に第４図に模式的に図示され、以下詳細に
説明される、系の母線BPおよびBNを通じて結
合され、同母線より電力を取るスイツチングドラ
イバーＤはその入力信号としてバイヤスされた積
分装置の出力点“ｃ”に出力される波形を取りス
イツチングによりその出力端“ｅ”および“ｄ”
を、正の軸交差の期間中、それぞれ正および負の
母線BPおよびBNに接続する。負の軸交差の期
間中は、点“ｅ”および“ｄ”の接続は逆であ
る。即ち出力点“ｅ”は負の母線BNに接続され
“ｄ”は正の母線BPに接続される。

マイクロフオンＭから来るバイヤス電圧が無い
場合には、スイツチングドライバーＤの入力はず
れの等しい、従つて軸交差の間の間隔と等しい三
角波で、その結果、電池の電圧の約２倍に等しい
大きさの“ｅ”および“ｄ”の間で生じる矩形波
電圧波形となる。この点に関してスイツチングド
ライバーは簡単な極変換スイツチとして作動する
ことが注目される。前記の如くマイクロフオンＭ
から来るオーデイオ周波数の信号により軸交差が
シフトされ、従つて“ｄ”および“ｅ”の間で出
る出力電圧が連続的にパルス変調され、この際、
パルス幅の変調はパルス時間の変調を構成する。
当業者によく知られている様に発振装置の周波数
が最も高いオーデイオ周波数成分の周波数の少な
くとも２倍であるならば、その結果生じる周波数
のスペクトルはマイクロフオンによつて生じる電
圧に類似したオーデイオ周波数部分並びに発振装
置Ｏにより生じるスイツチング動作により発生す
る超音波の周波数の成分を有する。

イヤホーンＥは中間に接続されたフイルターＦ
を介して出力点“ｄ”および“ｅ”に接続されて
おり、この際、フイルターＦは点“ｅ”および
“ｄ”にあらわれる超音波のスペクトルのもつと
も低い成分においてできる限り純粋に誘導性を有
し、かつオーデイオ周波数の領域において実質的
に透明であるか、又は高いオーデイオ周波数の
“仕立て”、例えばある種の難聴の場合に有効であ
るとして知られている高上された高周波オーデイ
オ応答性を提供するか、又は電圧源によつて駆動
される時の実質的に誘導性を有するイヤホーンの
負荷の高周波に対する応答の固有の低下を克服す
る様に構成されている。

スイツチングドライバーＤは母線BPおよび
BNと出力点“ｄ”および“ｅ”との間に非常に
低いスイツチングインピーダンスを有する様に構
成されており、その結果、“ｅ”および“ｄ”と
の間の出力負荷がスイツチングの頻度において純
粋に誘導的ならば、それぞれの半サイクルにおい
てフイルターＦに貯えられるエネルギーが系の電
池Ｂに返還されて電池からは最低の正味の系の電
力しか消耗されない。

以下、回路を更に詳細に考察する。第２図は第
１図においてＯで示されている発振装置回路の模
式図である。発振装置は３段リング発振装置とし
て構成されており、各段はPMOSおよびNMOS
トランジスターの２つの相補対のスイツチング極
より成りPMOSとして上方の半極P3およびP4お
よび下方の半極N3およびN4が設けられている。

上方の半極においてトランジスターＰ３のソー
スは正の母線BPに接続されており、そのドレー
ンはＰ４のソースに接続されている。同様に下方
の半極においてはN4のソースが負の母線BNに
接続されており、そのドレーンはＮ３のソースに
接続されている。Ｐ４およびＮ３のドレーンは相
互に接続されて段Ｐ０１の出力端を形成する。所
定の極の入力要素は、例えばトランジスターＰ４
およびトランジスターＮ３の相互に結合されたゲ
ートである。発振装置のこの変形および以下に考
察する総ての残りの回路における総てのトランジ
スターはPMOSかあるいはNMOSでそのチヤン
ネル電位の閾値は特に増強モードで作動する様に
調節されている。

この極の上半および下半に対する入力はＰ４お
よびＮ３のゲートに同時に加えられる駆動トラン
ジスターＰ４およびＮ３のドレーンの共通の相互
結合により駆動トランジスターＰ６およびＮ５の
次の段、即ちゲートの入力が駆動される。従つ
て、作動中、所定の段の上方の極および下方の極
が切換わる事により次の段のゲートのキヤパシタ
ンスが充電および放電する。第３の極P03の出力
は線Ｌを介して第１の極P01の入力にフイードバ
ツクされ、この構成はリング発振装置を含み、同
発振装置は各極の入力トランジスター、例えば極
P01のP4およびN3のゲートの個々の充電時間の
合計により制御され、上記の極自体は駆動段階よ
り非駆動ゲートに供給される充電電流、例えばI3
の大きさにより制御される。

実質的にこれ等の３つの段階P01−P03によつ
て電池から取られる全電流は個々の入力ゲートを
充電および放電するために必要な電流として示さ
れる。充電電流、従つて発振周波数はP3、P5、
P7、N4、N6およびN8の電流制限作用により制
御され、上記のトランジスターは、それぞれの駆
動トランジスターのソースと信号アース、即ち電
池の母線BPおよびBNとの間に挿入されている。
それぞれ上方および下方の半極電流を制御する有
効抵抗は線LPおよびLNによつて供給される共通
のゲートバイヤスによつて制御される。即ちこれ
等のバイヤスを調節する事により発振装置の周波
数が変更される。

以下に考察する様に発振装置の周波数が、イヤ
ホーンＥおよびフイルターＦによつて代表される
出力負荷の特性に応じて製造過程中にプリセツト
値に調節できる事が望ましい。第２図の回路にお
いて、２重電流鏡を用いて、それぞれのスイツチ
ング極の上半および下半におけるスイツチング電
流を実質的に等しい値に制御し、かつこの値を単
一な抵抗によつて制御し、この抵抗が製造過程中
に永久的な値に修正されて周波数が所定の値に設
定されると実質的に単純化される。

第２図の回路においては、上記の事はトランジ
スターＰ１，Ｐ２およびＮ１を用いた一対の電流
鏡によつて達せられる。第１の電流鏡はレジスタ
ーＲ１と共に作動するトランジスターＰ１および
Ｐ２より成る。トランジスターＰ１のソースは正
の母線BPに接続されており、そのゲートおよび
ドレインは相互に結合されてレジスターＲ１を介
して負の母線BNに帰つている。レジスターＲ１
の値を変える事により第１のトランジスターＰ１
を流れる電流I1が所定の値に設定される。即ちソ
ースが正の母線BPに接続され、ゲートがＰ１の
ゲートに接続されているトランジスターＰ２はＰ
１と同じゲートソースバイヤスを有しており、従
つて電流I1の値はＮ１のドレインにより代表され
る負荷に供給されるＩ２としてくり返され、トラ
ンジスターＮ１のゲートはそのドレインに接続さ
れ、そのソースは負の母線BNに接続されてい
て、第２の電流鏡として作動する。

上方の半極電流I3、I4およびI5に関してはＰ
３，Ｐ５およびＰ７のソースが正の母線BPに接
続されており、それ等のゲートが総てＰ２のゲー
トに接続されているので、それ等のゲートソース
バイヤスはＰ２のそれ等と等しく、かつ、それ等
のチヤンネル特性が実質的に等しい限り、これ等
の電流は充電過程中等しい。同様に下方の電流調
節器N4、N6およびN8のソースは総て負の母線
BNに接続されており、それ等のゲートはＮ１の
ゲートに接続されているので、それ等のゲート−
ソースバイヤスはＩ１によつて設定されてＮ１の
バイヤスと等しく、その結果、これ等の電流Ｉ２
と等しくなる。

Ｉ２はＩ１の複写であるので、その結果、上記
の制限内で各極の上半および下半を流れる充電電
流は相互に等しく、かつ実質的に総ての３つの段
階中同じとなる。レジスターＲ１を変える事によ
り総ての６つの電流が実質的に同じ値に維持さ
れ、この際、全体の系の振動周波数は１つのレジ
スターによつてのみ決定される。発振装置回路Ｄ
の入力に設けられた保護ダイオードＤ１およびＤ
２によつてゲートが更に静電的に保護される。

発振装置の出力はトランジスターＰ８およびＮ
７の相互に接続されたドレーンから取り出され、
ほぼ矩形波の形状である。

トランジスターＰ９およびＮ９は発振装置によ
り駆動される通常の相捕対スイツチングバツフア
回路を含み、通常の構成の２分割フリツプフロツ
プFFを駆動する。この様にして、たとえば電流
制御発振装置の出力が非対称的である場合にも、
ほぼ正確に50％のデユーテイサイクルが得られ
る。フリツプフロツプFFの出力は相捕対CMOS
バツフアトランジスターＰ１０およびＮ１０を駆
動して比較的低い出力インピーダンスを提供し、
かつ発振装置回路の出力（第１図、点“ａ”参
照）における立上りおよび立下り時間を最小にす
る。

発振装置回路の他の実施態様が第３図に示され
ている。解析的に見れば周波数を制御するための
制御されたソースを有する駆動トランジスターの
系である、第２図に示した発振装置に対して第３
図の回路は第２図と同様にCMOS3段リング発振
装置より成つているが、ここにおいては、それぞ
れの極は能動負荷要素を有する直列増幅器として
構成されている。この回路は、それぞれの極の入
力が駆動トランジスターＰ３−Ｎ４、Ｐ５−Ｎ６
およびＰ７−Ｎ８の共通相互接続であり、電力制
御バイヤス線LPおよびLNが、それぞれＰ４，Ｐ
６，Ｐ８およびＮ３，Ｎ５，Ｎ７のゲートに接続
されている事を除けば、第２図の回路と等しい。

即ち第３図においてＰ３はＰ４のソースを駆動
する接地ソース駆動装置である。線LPを介して
Ｐ４のゲートに加えられる制御されるバイヤスに
より次の段階のゲートの半極充電電流が制御され
る。同様な事が下方半極要素N3およびN4に関し
てもいわれる。この様な回路の主な利点は所定の
周波数において、充電電流、即ち電池の損失が低
い事である。Ｐ５およびＮ６のゲートによつて代
表される充電キヤパシタンスは駆動トランジスタ
ーＰ３およびＮ４の出力から有効に絶縁され、そ
の結果、フイードバツクによる影響が少なくＰ３
およびＮ４のゲートにおける入力キヤパシタンス
が増加しない。この事は、この様なフイードバツ
ク作用（ミラー効果）がソースの後退により生じ
るゲインの減少による単に部分的にしか相殺され
ない第２図の回路に対して対照的である。上述の
如く発振リングを構成する３つの極の主な電流損
失はゲートの充電電流であるので、その結果、所
定の周波数に対して直列発振装置は電流的に第２
図の回路よりも更に有効である。

電流鏡系により負荷トランジスター、例えば
P4およびN3のゲートが制御されて、前記の如く
トランジスターＰ１，Ｐ２およびＮ１を含む２重
電流鏡より取り出されバイヤス線LPおよびLNを
通る充電電流が制御される。

駆動トランジスターＰ３およびＮ４は切換えら
れて“on”状態において、それ等の負荷Ｐ４お
よびＮ３に比べて高い導通状態になるのでソース
−ドレイン降下は無視できるものであり、負荷ト
ランジスターのゲート−ソース電圧は、それぞれ
の電流調節装置P2およびN1の電圧を厳密に再現
し、その結果、総ての段階における半極電流も実
質的に等しくなりＲ１の値によつて制御される。

両発振装置回路において可調節周波数決定要素
が単一のレジスターであるので明らかに上記の原
理を更に一般的に応用する事により、第２図およ
び第３図のレジスターＲ１を調節可能な要素、例
えば第２図および第３図の２重電流鏡を変形した
第５図の部分回路に示されている様な電界効果ト
ランジスターＴによつて単に置換えるだけで電圧
制御発振器が作製される。ソース−ドレイン路を
設ける事により制御抵抗要素、抵抗、従つて発振
周波数がゲートに接続された点“ｇ”に加えられ
る電位によつて任意に変更される。しかしながら
補聴器に対しては、この要素に対して修正可能な
固定抵抗が特に用いられる。即ち周波数は一度設
定されると変更する必要がない。

第４図はバイヤスされた積分装置Ｉ、スイツチ
ングドライバーＤ、フイルターＦおよび第１図の
関連するイヤホーン負荷Ｅの模式図を示す。第１
図、第２図および第３図の相互接続点“ａ”、
“ｂ”、“ｃ”、“ｄ”、“ｅ”および“ｆ”は第４図
において同じ記号が付けられている。点“ａ”に
おける発振装置の矩形波出力はキヤパシターＣ２
に給電する抵抗Ｒ４によつて積分されるので、ほ
ぼ三角形の波形が点“ｃ”に現われる。CMOS
回路に対する利点は無負荷の“on”トランジス
ターにおける電圧効果が実質的に零である事であ
る。即ち点“ｄ”における発振装置のバツフアの
開回路電圧がアース（負の供給）からの正の供給
まで振れる。点“ａ”におけるほぼ三角形の波形
は従つて対称的で、ある平均値を有し同平均値
は、(1)２つのバツフアトランジスターＰ１０およ
びＮ１０（第２図および第３図参照）の出力抵抗
の整合が良好か又は積分抵抗Ｒ４によつて示され
る負荷抵抗に比べて小さい場合、(2)抵抗Ｒ２およ
びＲ３の整合が良好な場合および(3)点“ｂ”にオ
ーデイオ周波数の信号が存在しない場合には供給
電圧の２分の１の数mV以内である。

コンパレーターは、第２図および第３図発振装
置の出力バツフアＰ１０およびＮ１０と同じ様に
接続されているNMOSおよびPMOSトランジス
ターＰ２０およびＮ２０の相捕対によつて形成さ
れている。Ｐ２０およびＮ２０の閾値電圧が同じ
場合には、コンパレーターの入力“ｃ”における
“決定電圧”が供給電圧の２分の１に等しくなる。
これ等の条件のもとでは点“ｃ”における三角形
の波形は増幅され、加速CMOSスイツチングイ
ンバーターＰ２１−Ｐ２７およびＮ２１−Ｎ２７
によつて固定されたのち対称的な矩形波となり同
波の出力は点“ｅ”に相捕出力を有する点“ｄ”
における50％のデユーテイサイクルである。スイ
ツチングトランジスターＮ２１およびＰ２１の相
捕体より成るインバーター段階により点“ａ”の
出力電圧を有する位相から点“ｄ”における出力
電圧を作るに必要な反転が行なわれる。これ等の
２つの位相が反転されるので、その結果、点
“ｄ”と“ｅ”との間、即ち負荷の中で生じるピ
ーク−ピーク電圧が実質的に電池の電圧の２倍と
なる。

デユーテイサイクルが点“ｄ”および“ｅ”に
おいて50％なので、これ等の点のそれぞれにおけ
る平均電圧は上述の様に供給電圧の２分の１に等
しい。イヤホーンが点“ｄ”および“ｅ”に接続
されている２つの出力の間におかれているならば
イヤホーンを流れる正味の平均直流電流は零とな
る。

実際の場合には、PMOSおよびNMOSトラン
ジスターＰ２０およびＮ２０の閾値電圧が正確に
は等しくならないのでコンパレーターの決定電圧
は供給電圧の２分の１に等しくならない。上記の
回路においては、その結果、出力のデユーテイサ
イクルは50％に等しくならず、零のオーデイオ信
号条件のもとでは効率の低下をともなう所望され
ない大きな正味直流電流がイヤホーンＥの中に生
じる。しかしながらモノリシツクなCMOSチツ
プの製造中に最大のイールドが所望される場合に
は、供給電圧の３分の１から３分の２に亙る大き
さの範囲のコンパレーターの決定電圧を設ける事
が望ましい。この事は電力母線BPおよびBNを
介して接続されたＲ２およびＲ３により形成され
た補足入力バイヤス回路を調節して、それ等の結
合点“ｂ”に所定の直流電位を与える事により達
せられ、この電位は積分装置の出力端“ｃ”をレ
ジスターＲ５を介して所定の値にバイヤスするに
用いられ、これにより閾値電圧の製造中に生じる
変化を所望通りに調節する。レジスターＲ２、又
はＲ３が例えばレーザーにより修正されて適当な
バイヤスが得られる。

今オーデイオマイクロ信号が入力点“ｆ”に加
わると、この電圧は点“ｃ”における三角波電圧
に加わり“軸交差”をシフトし点“ｄ”および
“ｅ”における相捕矩形波出力はもはや50％のデ
ユーテイサイクルを有さない。オーデイオ信号が
無い場合に回路が零の直流信号出力に正確に調節
されている場合には点“ｆ”にこの様なオーデイ
オ信号を加えると点“ｄ”および“ｅ”における
矩形波出力のデユーテイサイクルを比例して変化
させ、その結果、点“ｄ”および“ｅ”の間の平
均の電圧差およびイヤホーンＥを流れる信号電流
が入力信号波形に線形的に関連し、この事はＤ級
増幅器の専門家の熟知するところである。この形
式のＤ級増幅器は小信号条件の元では本来線形
で、多くのＢ級増幅器を代表的に特徴づけるクロ
スオーバー歪を全く有しない。Ｄ級作動中に見ら
れる非線形性は通常信号が極端に大きい場合にし
か見られない事に注意すべきである。

イヤホーンＥが相補出力点“ｄ”および“ｅ”
の間に直接に接続されている場合にはスイツチン
グ頻度の交流電流がイヤホーンのコイルを通つて
流れる。これ等の点における負荷のインピーダン
スが純粋に誘導性で出力スイツチの“on”抵抗
が無視できる場合には、この交流電流による電池
の正味の消耗は零となるであろう。即ち波形の一
部分の期間でイヤホーンのコイルのインダクトタ
ンスに貯えられるエネルギーは次の部分の期間に
電池に返還される。

しかしながら実際の場合には関連して磁気構造
物の中に渦流損失が生じ、これ等の損失は周波数
を共に増加する。しかしながらフエライト又は粉
末心を有する追加の低損失インダクターがイヤホ
ーンと直列に挿入されている場合には、この様な
損失は実質的に低減し超音波要素を電池に返還し
て系の効率を上昇する。これは第１図に示され、
のちほど説明する第４図のＬおよびＣ３によつて
代表されるフイルターＦの主要な機能である。

実際の場合にはイヤホーンの入力によつて示さ
れるスイツチング周波数のインピーダンスはある
程度の損失を有し、コイルの線間キヤパシタンス
によつて分路されたインダクターのインピーダン
スで、従つて上記の理由によりスイツチング周波
数でイヤホーンのコイルに与えられたエネルギー
の一部分が電池に返還される。線間キヤパシタン
スに貯えられるエネルギーはスイツチングの度ご
とにほぼ瞬間的に貯えられるもので、出力トラン
ジスターの抵抗の中で消失する。幸いな事には低
インピーダンスイヤホーンにおいては線間キヤパ
シタンスは比較的に小さくする事ができ、従つて
一般には全エネルギーの無視できる程、小さなも
のである。

イヤホーンの有効直流抵抗が周波数に対して固
定された値であるならば、スイツチング周波数、
即ち発振装置の周波数を適当に高い値に増加する
と、イヤホーンはスイツチング周波数の上でドラ
イバーに対して更にほぼ誘導的な負荷となるであ
ろう。この様な試みから得られるであろう利点
は、ある程度限定されている。即ちイヤホーンの
入力インピーダンスの中の消失項は一定ではな
く、周波数の増加と共に増加する。この増加は一
般的に周波数と共に線形性が小さくなり、充分に
高い周波数においてはインピーダンスは実質的に
誘導的になる。負荷の損失より生じるバツテリー
の消耗は周波数を増加する事により低減される。

この低減はある程度相殺される総てのゲートの
キヤパシンタンスは周波数に比例したレートで充
電および放電するのでスイツチング周波数を増加
するとバツテリーの平均的な消耗を増やす事にな
る。実際の場合には市販のイヤホーンおよび通常
の６−７ミクロンのメタルゲートCMOS技術を
用いると約100KHzの周波数で、点“ｄ”および
“ｅ”を介して直接に接続された600Ωの補聴器の
イヤホーンで、第３図の発振装置によつて代表さ
れる回路および第４図の回路に対して約140μAの
アイドル電流が生じる。この構成においてはイヤ
ホーンの特性はフイルターとして働く。

このアイドル電流の値は図示された一連のイン
ダクターＬおよび分路キヤパシターＣ３よりなり
適当に構成されたリアクテイブなフイルターによ
り改善される。インダクターの巻線はCarlsonお
よびPyleに対して与えられた米国特許第3182384
号に開示された超小型低損失型である。インダク
ターの巻線はフエライトの心に担持されていて全
インダクターＬの容積は約0.0003立方インチであ
る。インダクタンスＬの値におかれた条件は、イ
ンダクターＬとイヤホーンＥが直列に組合せられ
た場合の所定の周波数におけるインピーダンスが
実質的に誘導的になる事である。分路キヤパシタ
ーＣ３はイヤホーンの周りのスイツチング高調波
およびその損失を制御する働きをする。この事に
より物理的に比較的小さなインダクターを用いる
事ができる。即ちスイツチング周波数における誘
導性リアクタンスを適当に減少する事ができる。

発振装置の所定の周波数において適当に寸法づ
けられたフイルターは、オーデイオ周波数におい
て許容される直列および分路挿入効果を有し、か
つスイツチング周波数およびその上の周波数にお
いて所望の誘導負荷を有する様に構成する事がで
きる。

Ｌに対して32mH、Ｃ３に対して0.1μF、低格
600Ωの小型イヤホーン40KHzの発振装置の周波
数で前述のフイルターを有しない100KHzの実施
態様に比較して50μA以下のアイドル電流が観察
される。これは更に補聴器用の安価な市販のＢ級
回路に通常見られる500μA又はそれ以上の代表的
なアイドル電流とも比較されるべきである。低い
聴音レベルにおけるＤ級の増幅器のオーデイオ質
の特徴は高調波の歪の含有量は約0.5％で500Hz
110dB音圧レベルで歪は約５％に上昇する。上記
の歪のレベルは会話および音楽の可聴度は充分で
あり、これは1979年ミシガン州ノースウエスタン
大学刊行のミード・シー・キリオン著「高感度補
聴器のデザインおよび性能」66頁〜75頁に記載さ
れている。即ちここに記載されたＤ級の増幅器の
再生された音声の可聴度を低下する事なくHi−
Fi補聴器に用いる事ができる。

インダクタンスＬおよびキヤパシタンスＣ３の
特別な値は約3KHzにおけるイヤホーンの応答を
適当に向上する様に選択された。スイツチングド
ライバーの出力は無視できる程小さいインピーダ
ンスの電圧源に近似しているので、前記のイヤホ
ーンのインピーダンスを周波数と共に増加させる
イヤホーンＥの誘導特性により、その音響出力は
高いオーデイオ周波数において低下する。

用いられたイヤホーンのインピーダンスは高い
オーデイオ周波数において数百オームの消費要素
と直列の約30mHのインダクタンスと近似され
る。約5KHzにおいてイヤホーンＥとフイルター
インダクターＬの並列組合せをキヤパシターＣ３
と共振させると、増加した駆動電流が回路のイヤ
ホーンの枝に供給され、その結果、高い周波数応
答を実質的に増加する。上記の値の結果、共振キ
ヤパシターＣ３を有しない同じ回路に比較して、
約3KHzにおいて約5dB出力が増加する。即ちフ
イルター回路はスイツチング高調波電力を電池に
返還する機能と、所定の周波数において負荷に整
合するインピーダンスを改善してオーデイオ応答
を仕立てる機能との２つの機能を果たす。

即ちＤ級の補聴器の通常のＢ級の系に比較して
低い信号レベルにおいてオーデイオ信号の歪を減
少するのみならず、低いアイドル電流で作動する
電力増幅回路が記載された。当業者には明白な様
に第１図、第２図、第３図および第４図に示され
た回路は、チツプ担持体の上に焼付けられたレジ
スターＲ１−Ｒ５を用いるよく知られた単チツプ
技術により製造され、修正されて上記の値となり
別個の成分としてはインダクターＬおよびキヤパ
シターＣ３しか有しない。更にイヤホーンとドラ
イバーとの間の直列ブロツキングキヤパシターの
必要性は通常Ｂ級の系の中にある高価な又は場所
を取る平衡回路を必要とする事がなくなる。任意
のフイルターインダクターＬを有する電力増幅器
の全体の容積は0.007立方インチで、フイルター
キヤパシターＣ３の容積はわずかである。

入力結合キヤパシターＣ１およびＬおよびＣ３
よりなる出力フイルターを除けば第２図、第３図
および第４図に示される様な総ての別個の要素Ｒ
１−Ｒ５およびＣ２は適当な値を有してモノシリ
ツクな集積回路に組込まれるか又は関連する担持
体の上に組込まれる。ある実施態様においては総
ての上記の別個の成分Ｒ１−Ｒ５およびＣ２は
“厚箔”技術を用いて0.005インチの厚みのセラミ
ツクの基板（チツプ担持体）の上に焼付けられ
る。キヤパシターＣ１は0.01μFの値を有シ0.018
インチ×0.050インチ×0.040インチのチツプキヤ
パシターとして容易に入手でき、イヤホーンのハ
ウジングの中に収容されるか又は補聴器の従来の
予備増幅器の部分として外の場所に含まれる。回
路の他の成分は市販のモノシリツクCMOSチツ
プの上に含まれる厚箔ハイブリツト回路に接着さ
れていた。１つのウエーフアよりなる多くのチツ
プは類似の決定電圧を有するので一般に任意の生
産ロツトにおいてＲ２又はＲ３のいずれかを調節
すれば充分であつた。

第６図はハウジング１０の中に収容された完全
な補聴器で現在の増幅器により改善される構成の
補聴器である。ハウジング１０は点線で示された
要素を含み、これ等の要素はマイクロフオン１
２、電池２４、マイクロフオンの予備増幅器１
４、電力増幅器１６、トランスジユーサー１８を
含むイヤホーン（レシーバー）、同イヤホーンの
出力点に接続された管２０を含み、同チユーブ自
体はハウジング１０が適当に挿入された場合に耳
管に連絡する様に設けられた補聴器の出口２２に
接続されている。第６図の要素は区別して示すた
めにハウジング１０に対して実質的に小さく示さ
れている。実際の場合には、それ等の成分は相互
に非常に近接して置かれており、ハウジング１０
の中の容積は実質的に全部占めている。特に電力
増幅器１６およびトランスジユーサー１８は実質
的な容積を占めている。

この様な補聴器の大体の寸法は第７図および第
８図に示されている様な米国ミネソタ州リニア・
テクノロジー・コーポレーシヨン社モデルLTI−
549の代表的なＢ級増幅器並びに第９図および第
１０図を参照すれば得られ、これ等の図はそれぞ
れのハウジングの中の現在のトランスジユーサー
の外郭を示している。この例は米国イリノイ州ノ
ールズ・エレクトロニクス社のモデルBK1600で
あり、米国特許第3588383号に開示されたレシー
バーの改良されたものである。第７図より第１６
図までの総ての図面は図面中の縮尺により示され
た共通の寸法により示されている。

特に第７図および第８図に関してはここに２４
で示されているＢ級の増幅器はチツプ担持体２６
に設けられ、同様にその上に設けられた２つのフ
イードバツクキヤパシター３０−３０を有する増
幅器のチツプ２８よりなる。Ｂ級の増幅器の一般
的な外側の寸法は約0.090″×0.250″×0.300″であ
る。キヤパシター３０−３０は増幅器の系２４の
実施的な容積を占める事は特に注目される事であ
るが、この増幅器は更に追加の予備増幅器を含
み、かつキヤパシターは全体の増幅系の安定化に
関連している事を認識すべきである。即ち第７図
および第８図に示されているＢ級の増幅器と第１
１図ないしは第１６図に示されている要素との間
の寸法の比較は単に参考のためのものである。

第７図および第８図のＢ級の増幅器は第９図お
よび第１０図に示したレシーバー３２と比較され
るもので、このレシーバーはレシーバーハウジン
グ３６、一般的に点線４０で示され関連して弾性
を有し、内部に設けられたトランスジユーサーを
含み、上記のハウジングは壁４６によつて上方お
よび下方の部屋５０および４８に分割されてい
る。信号入力が端３８に加わるとトランスジユー
サーモーター４０が作動しアマチユア４２を動か
し、このアマチユア４２は（図には示されていな
い）手段により結合されていて、壁４６の真上に
設けられた膜（図示せず）を作動して上方の部屋
５０の中で音響出力を発生し、この部屋は出口５
２を介してレシーバーの出力３４と通じている。

上述の様に第１１図および第１２図は第７図な
いしは第１０図と同じ縮尺で示されている。それ
等の図面はＤ級の増幅器を示し、一般的に５４で
示されており、その上面の上に指示されたチツプ
の担持体６０よりなり、CMOSチツプは点線６
２で示されており、カプセル５６の中に完全に包
まれている。外周のメタライズされた端５８はリ
ードアタツチメントである。レジスターＲ１−Ｒ
５およびキヤパシターＣ１はチツプの担持体６０
の上に作られた別個の要素でカプセル５６の下側
にあり、従つて目には見えない。このＤ級の増幅
器の全体の寸法は約0.30″×0.155″×0.095″であ
る。第１５図および第１６図は第１１図および第
１２図の増幅器５４の特に好まれる位置でレシー
バーのハウジング３６の内側に設けられており、
かつトランスジユーサーモーター装置４０の左手
の壁の上に取付けられている。

第１３図および第１４図は前述の米国特許に開
示された原理に基づき作られたインダクターの同
じ縮尺図である。インダクターは一般的に６４で
示されており閉鎖枠６６よりなり、同枠は巻線６
８を有し同巻線はそれの１つの脚の上に設けられ
ている。同様に第１５図および第１６図において
インダクター６４はレシーバーのハウジング３６
を有するアマチユア４２の片側に設けられる事が
示されている。更に第１５図および第１６図にお
いて追加の端３８′が２つの要素５４および６４
をレシーバーのハウジング３６の内側に取り付け
るために設けられている事に注目すべきである。
ここに記載の回路においては３つの端３８′しか
必要でなく、この内１つはバツテリーの電力用で
（１つはアースの働きをする）、１つは信号入力用
である。

即ち低レベルの小歪特性の、非常に低いアイド
ル電流の電力増幅器を提供する事ができる事が判
明したのみならず、更に現在の技術水準のイヤホ
ーンのハウジングの中に増幅器並びにエネルギー
保存型のインダクターを設ける事が可能な事も判
明した。前述の任意の追加フイルターエレメント
のキヤパシターＣ３は、第１５図において見られ
るようにアマチユア４２に対してインダクター６
４の共軛位置にそのまま設けられる。

通常は小さな電池である電源の中に内部抵抗が
存在すると前述の系の中に２つの型の歪が発生
し、１つは高いオーデイオ変調レベルで発生し、
他は端ｅおよびｄ（第１図参照）において行なわ
れる出力スイツチング動作に関連する過渡現象か
ら生じる。第１７図は第１図に基づく合成回路で
更に第４図の積分およびバイヤス回路を示す。更
に第１図のドライバーＤは２つの機能領域に分割
される。即ち第４図のトランスジスターＰ２０、
Ｎ２０の機能に対応する２つの相反転入力コンパ
レーターCP１およびCP２に分割され、それ等は
制御されて出力極性スイツチングブロツクＳを作
動してトランジスタＰ２１−Ｐ２７およびＮ２１
−Ｎ２７の作動を記号の型で複写する。第２のコ
ンパレーターCP２を設けた理由を以下に説明す
る。

第１７図の回路は更に点線でこれ等の歪を処理
するための回路の追加の修正を示す。即ち更に第
１７図の回路の修正に切断点PaおよびPb並びに
電池の置換えられた帰線RL、歪抑制レジスター
RB′、キヤパシターＣ２′、CffおよびCfbおよび
回路RD−CDを離脱する予備増幅器が追加されて
いる。これ等回路の修正の歪抑制機能は以下に解
析して述べられる。

第４図に示され、かつ第１７図の機能要素CP
１およびCP２に対応するコンパレータートラン
ジスターＰ２０およびＮ２０はCMOSの変形で、
ここにおいて２つのトランジスターは決定電圧、
即ちトリガー電圧の閾値がトランジスターＰ２０
の電源ＳとトランジスターＮ２０の電源Ｓとの間
にかかる全供給電圧の約２分の１に等しくなる様
に構成されている事を思い出すべきである。即ち
コンパレーターにかかる電力供給電圧の瞬間的な
降下により、この値の２分の１に非常に近い決定
電圧が降下する。即ち例えば正の母線BPの電位
が100mV降下すると、トリガー閾値、即ちコン
パレーターの決定電圧が50mV降下する。従つて
その結果、第１７図に示された回路において、コ
ンパレーターCP１の入力にかかる点ｃにおける
電圧が一度このコンパレーターをトリガーする点
に達すると、レジスターRBによる電圧降下に基
づいて続いておこる決定電圧の変化によりコンパ
レーターの決定が逆転する。

コンパレーターCP１にかかる電池電圧の変化
に付随して生じるコンパレーターの決定電圧のこ
のシフトにより“レーシング”として知られる爆
発的な発振の形の不安定事態が生じる。第１８図
ＡはマイクロフオンＭおよび予備増幅器PRによ
り発生するオーデイオ変調が全く存在しない場合
に、コンパレーターCPの入力端にかかる、発振
装置により発生する波形V_cを示す。第１８図Ｂ
は端ｄ−ｅに負荷が接続されていない場合の、広
領域出力MOSFETのキヤパシタンスに基づき出
力スイツチングの間に発生する尖頭電流にもつぱ
ら基づく正の母線BPに生じる対応過渡波形を示
す（ここにおいてこの母線電圧はV_ccで示されて
いる）。以下に記述する様に長時間継続する大き
な妨害過渡現象は出力ｄおよびｅに接続された負
荷が存在する場合に発生する。負荷が誘導である
場合には、オーデイオ出力が最大の場合に比較的
大きくなる正および負の妨害過渡現象が発生す
る。この後の条件はレーシングの問題を単に困難
にするだけであるが、この問題およびその解決は
無負荷の場合に充分に了解される。発振装置の電
圧が電池の電圧の２分の１、即ち約0.7Vに等し
い定格値を交差する度ごとに“レーシング”が無
い場合に出力がスイツチされる。

特にコンパレーターの入力電圧V_c（第１８図Ａ
参照）が下方に移動した場合にはコンパレーター
にかかる電池の電圧が、入力にかかるこの２分の
１サイクルの間コンパレーターをラツチされた状
態に維持すると同時に降下する事を注目すべきで
ある。即ち決定電圧はコンパレーターにかかる入
力電圧以下に降下し、その結果、コンパレーター
はトリガーして母線BP上に妨害過渡現象が存在
する期間中、逆のスイツチング状態となり、続い
て正規の値に戻る。コンパレーターのスイツチン
グと出力との間に典型的なタイムデイレイが存在
する場合には、この過程はコンパレーターにかか
る入力電圧V_cが充分に降下して母線BP上の妨害
過渡現象がもはやコンパレーターの決定電圧をシ
フトしてコンパレーターの状態を復帰する事がで
きなくなる前に数回くり返される。従つて突発的
な発振は日常予想される事である。即ちこの過程
は自己保持の傾向を有する。これにより重大な妨
害出力が発生する。

しかしながらこの発振はマイクロセカンドの範
囲に限定されており、積分過程を第１７図に示さ
れている様に２つのキヤパシターＣ２およびＣ
２′の間に分割する事により取り除く事ができる。
コンパレーターの入力における過渡現象はこれ等
の２つのキヤパシターが等しい場合には正の母線
BPおよび負の母線BNの間に発生する総ての過
渡電圧の反転が同じ極性でコンパレーターCPの
入力における値の２分の１の値で再現される。こ
の分圧作動によりコンパレーターの入力において
過渡現象が修正される。特に端ｃからコンパレー
ターの入力に加わる電圧がコンパレーターCPの
“定格”決定電圧以下であり、正および負の母線
BPおよびBNの間の電位が降下してコンパレー
ターを逆の状態に誤トリガーする場合には、母線
の電位の降下は減衰された状態で瞬間的に複写さ
れてコンパレーターの入力における電位を瞬間的
に低く駆動し、この際、コンパレーターは正規の
スイツチング状態に保持される。

レーシングの危険を減少させるために有効な方
法として見出された他の方法は、コンパレーター
の決定電圧の総ての又は非常に大きな変化を占め
るに充分な“死領域”を有してコンパレーターの
作動の中にヒステリシスを導入する事である。こ
の事はキヤパシターCpfを介してコンパレーター
CP２の出力から正のフイードバツクを行なう事
により第１７図に示した形により達せられる。こ
の正のフイードバツクは前の段階CP１に等しく
構成された第２の反転コンパレーターのCP２の
存在を要求する。コンパレーターの作動にこの様
な死領域を導入する事により最大出力の近くでオ
ーデイオ周波数の歪が発生するが、この問題に対
する解答が見出された。相殺電圧が第１７図に示
されたキヤパシターCffを介してフイードフオワ
ード信号の形の発振装置Ｏの矩形波出力から導入
され、このキヤパシターCffがキヤパシターCpf
と等しい値を有する場合にはオーデイオ周波数の
歪を更にふやす事なくコンパレーターにヒステリ
シスを導入する事が可能となる。

第１９図ないし第２２図はパルス期間歪を導入
する事なくコンパレーターのトリガーに適当なヒ
ステリシスを設けるためのフイードバツクおよび
フイードフオワード電圧の組合せを示す。これら
の目的のためにフイードバツクキヤパシターCpf
およびフイードフオワードキヤパシターCffから
コンパレーターの入力端Ｃ２に供給される電圧の
成分が、それぞれ0.1Vに等しいものと想定する。
第１９図Ａは0.7Vの平均値の周りに中心を持つ
三角波形を示す。正のフイードバツク電圧の位相
は、コンパレーターの入力電圧が0.7Vを超えた
場合には、この実施例において上記の入力電圧に
0.1Vを加え、三角波の下方の２分の１の期間中
は等しく、かつ逆の修正電圧を加える様に定めら
れている。即ちこのラツチ電圧V_L（第２０図参
照）はコンパレーターの入力電圧V_cが約0.7V以
上になつた場合には、常に0.1Vである。この事
は第１９図Ａに示した波形を0.1Vだけ、ただち
に上昇させ迷走雑音およびレーシング傾向に対し
て入力を積極的にラツチする一般的な降下を有す
る。雑音およびレーシングを取り除く、更に他の
方法はフイードバツク電圧の大きさを増加させる
事である。このラツチされた状態が第１９図Ａに
点線で示されている。コンパレーターCP１はそ
のピーク値より降下する時の三角波の引返し部分
に亙つてラツチされた状態にある。それはコンパ
レーターCP１が移行する時点を定める端ｃにか
かる前電圧なので、その結果、フイードバツクラ
ツチ動作によりこのコンパレーターは全電圧が
0.7Vに降下するまで点灯している。結果は第２
０図に破線で示されている遅延スイツチング時間
によつて示されている様にそれぞれのコンパレー
ターが遅れて移行する。スイツチング後、フイー
ドバツク電圧の符号が逆になり、第１９図Ａに示
されている三角波形を、ただちに0.2Vだけ降下
させ、その後サイクルがくり返され負の２分の１
サイクルの終端における移行を再び遅延させる。
即ちフイードバツクのラツチ動作によりパルスの
位置の歪が通常見られる。

ヒステリシスによつて生じるパルスの位置の歪
自体は全オーデイオ出力の近くで“ジヤンプ”型
の歪を導入する。第１９図Ｂの２つの条件を考察
する図面において近最大オーデイオ入力が破線に
よつて示されており、最大入力より大きい調節が
実線によつて示されている。入力信号の非常に小
さい変化によつてもデユーテイサイクルが急激に
減少する事に留意すべきである（図示された例に
おいて約20％の値から０％の値まで）。即ちヒス
テリシスが加わる事によりオーデイオ周波数の入
力−出力曲線が第１９図Ｃに実線で示した線形関
数から第１９図Ｃの破線で示したものに変化す
る。

正のフイードバツク相殺電圧およびラツチ動作
の利点を維持するために第２１図に示された発振
装置の矩形波の出力電圧V_Oと第１９図Ａに示さ
れた三角波形との間の位相の関係が利用され、上
記の三角波形は矩形波を積分する事により得られ
る。発振装置の電圧V_Oがフイードバツク電圧V_L
に等しく設定され同電圧に加えられると第２２図
に示した結果が得られる。

正のラツチされた状態においては第１９図Ａの
0.7Vより上昇する三角波が維持され追加の0.2V
がコンパレーターと共に正で三角波の上昇の初期
に亙つてラツチされた状態に維持される。波形の
ピークにおいて発振装置の電圧が反転してピーク
における波形の中で0.2V降下する。この事によ
り第１９図Ａに示した最初の三角波の残りの４分
の１サイクルが復活される。即ち0.7Vの決定レ
ベルの交差は適当な時間に正しい位置に復帰す
る。更に第２２図において0.7Vの決定閾値電圧
を続いて交差すると、コンパレーターのフイード
バツク信号が逆転して発振装置の電圧に負の方向
に加わり、ただちに端ｃにおける電圧を0.2V負
に駆動する。再びサイクルがくり返し発振装置の
電圧の符号を変化して三角波の負に進むピークに
おける波形の修正を逆転して再び軸交差時間を正
しい位置に復活させる。即ち振幅の等しい発振装
置およびフイードバツク電圧を適当に組合せる事
によりレーシングおよび回路の雑音に対してラツ
チングが取り除かれるが、この様なフイードバツ
ク系に通常付随するパルスの位置の歪が完全に抑
制される。発振装置ＯおよびコンパレーターCP
２が系の母線BPおよびBNの間にかかる全電圧
に等しいピーク−ピーク値の電圧波形を発生する
ので、それぞれの結合キヤパシターCffおよび
Cpfを等しくする事によりそれぞれの電源の負担
を等しくする事ができる。

回路２０のキヤパシターの代表的な値は C2＝C2′＝6.8pF.Cpf＝Cff＝0.68pF.である。回路
２０のレジスターの代表的な値はＲ４＝390kΩ，
Ｒ５＝180kΩ，Ｒ１＝Ｒ３＝390kΩである。

歪の他の原因は、端ｃ、即ちコンパレーター
CP１の入力において強いオーデイオ変調が行な
われる場合に電池Ｂから取り出される電流の実質
的なオーデイオ周波数成分によつてms、即ちオ
ーデイオ領域に生じる。

第１８図Ｃには高変調条件の状態が示されてお
り、コンパレーターCP１の入力に急に加えられ
た正の電圧のほぼ最大入力によつて生じるものと
想定される。この様な入力に対して発振装置の波
形は第１８図Ｃに示す様に閾値決定電圧の線にか
ろうじて接している事に留意すべきである。オー
デイオ周波数においては出力スイツチング段階Ｓ
の端ｅ−ｄ間にイヤホーンＥおよび任意フイルタ
ーＦによつて代表される負荷のインピーダンスは
100KHzのスイツチング周波数において、その間
に代表される誘導リアクタンスよりも実質的に小
さい事を想起すべきである。この様に高い変調状
態においては印加されたオーデイオ周波数によつ
て供給されるコンパレーターCP１の入力におけ
る電位が充分に正に維持されてコンパレーターを
トリガーしデユーテイサイクルの極度に短いサイ
クルを逆転する限り、負荷に供給される電流i_Lは
適当な時間に増加し、その波形は一般的に指数関
数的で、その時定数はほぼ関連するイヤホーン負
荷の抵抗に対するインダクタンスの比に等しい。
実際のオーデイオ周波数の磁気トランスジユーサ
ーにおいては、この時定数はmsの数分の１であ
る。即ち前述のμsの領域の過渡現象に対して第１
８図Ｄに示す様に電流i_Lの中に過渡現象の長時間
の形成が生じる。２つの母線BPおよびBNの間
の電位差における結果は、第１８図Ｅに示す様に
電池の抵抗RBによつて大きな電圧降下が生じ、
その最大値に達するまでmsの領域の時間を必要
とする。この場合における歪のメカニズムは、コ
ンパレーターの決定電圧が母線BPの妨害電圧の
２分の１に変化する点において、ある程度類似し
ている。決定電圧のこの変化のコンパレーターが
スイツチされる点に対する影響を防ぐために、補
償電圧変化が以下に記載するオーデイオ周波数の
入力電圧に重畳される。この様な補償電圧がない
場合には、二次高調波の歪がオーデイオ周波数の
出力に導入される事が見られる。

今全系は最大電力レベルの近くで作動している
ので実際電池Ｂから取り出される全電流は増幅器
を通つて流れる。この事実は容量型分圧器Ｃ２−
Ｃ２′によつて行なわれる補償に類似したmsの範
囲の決定電圧の補償を行なうために用いられる。
第１７図において電池の負の側は負の母線BNか
らはずされて、その代りに補償レジスターRB′を
通つて負の母線に帰つている事に留意すべきであ
る。RB′を流れる全電流はほぼ上記の理由により
電池を流れる全電流である。RB′の値は電流Ｂの
内部抵抗RBの値と見なされる。5Ωの定格値が代
表的である。即ちmsの領域の、例えば電池のレ
ジスターRBで100mVの電圧降下を生ぜしめる高
い電流条件において同じ電圧降下が補償レジスタ
ーRB′に生じコンパレーターCP１に給電する電
池電圧に200mVの電圧降下を生ぜしめる。即ち
コンパレーターCP１の決定電圧が100mVだけ降
下するが、これは補償されなければならない。

これを行なうために100mVの補償が、予備増
幅器の負の電力リードを図示された電池Ｂの負の
側に直接に接続する事により、予備増幅器の出力
を電池の負のリードに帰せしめて端ｃに加える。
予備増幅器PRに至る正の電力リードは離脱回路
RD−CDによつて安定化されているので、その結
果、この様な100mVの電圧降下は実質的にただ
ちに予備増幅器PRの出力に現われ、コンパレー
ターＣ１を介してコンパレーター回路の入力に印
加される。即ちコンパレーターの決定電圧の降下
は、それにかかるオーデイオ周波数の電圧に重畳
され、適当に同時に生じる電圧降下によつて補償
されており、その結果、二次高調波のオーデイオ
周波数の歪が実質的に減少する。

ある構成においては正のレールBP（第１７図参
照）が特に“系のアース”として扱われており、
この場合電流感知レジスターRB′は電池Ｂおよび
正の母線BPに直列に置かれている。予備増幅器
PRの離脱回路RD−CDはこの際、負の母線BN
の電位の変化から予備増幅器PRの負の供給端を
絶縁する様に設けられており、予備増幅器PRの
正の供給端はレジスターRB′の電池の側に接続さ
れている。この様な修正に必要な手段は当業者に
とつてただちに明らかな事である。

即ちいろいろな方法が、電池の内部インピーダ
ンスに不可避な電圧降下をもたらす必要な電流か
ら生じる供給電圧に主として認められる歪を抑制
するために用いられる事がわかる。補聴器の中の
容積が制限されており、特にトランスジユーサー
レシーバーのハウジングの中に電力増幅器を収め
る場合には、容積が更に制限されるので各段階の
間に離脱回路を設ける正規の手段は無効である。
即ちそれ等は余りにも多くの空間を占める。上記
の方法により所望された場合には、レシーバート
ランスジユーサーのハウジングの内部に直接に収
容される電力が適当でかつ歪が小さい増幅器が提
供される。

以上本発明は特に望ましい実施態様に就き説明
されたので、本発明の要旨を逸脱する事なくいろ
いろに変更する事ができ、同等の要素が交換でき
る事が当業者によつて容易に了解される。更にい
ろいろな修正が可能で、本発明の要旨を逸脱する
事なく特別な状況を本発明の主旨にあわせる事が
できる。本発明は実施するために最良なものとし
て開示された特別な実施態様に限定されるもので
はなく、特許請求の範囲の要旨に含まれる総ての
実施態様を含むものである。特にここに紹介した
特別な実施態様は補聴器に関連していたが、増幅
器およびフイルターのこの系の概念は所要電力が
著しく小さい、他の分野の増幅装置にも同様に良
好に用いられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は増幅器系の機能ブロツク図であり、特
に発振装置、バイヤスされた積分装置、スイツチ
ングドライバーおよび出力フイルターの内部接続
および機能を示す。第２図は第１図の発振装置の
回路の一形式の模式図である。第３図は別の発振
装置の回路の模式図である。第４図は第１図のバ
イヤスされた積分装置スイツチングドライバーお
よびフイルター回路の模式図である。第５図は電
圧制御発振装置の中で用いられる修正された電流
バイヤス回路の部分的模式図である。第６図は耳
に挿入される様に構成された代表的な補聴器の図
で、この補聴器は関連して点線で示されている様
に内部要素として、マイクロフオン、電池、マイ
クロフオン予備増幅器、電流増幅器および管を介
して耳の中に挿入される様に構成された出口結合
されたレシーバー（再生トランスジユーサー）を
有している。第７図および第８図は代表的な現在
の技術水準による小型Ｂ級電力増幅器の平面図で
ある。第９図は第５図に示した型の補聴器の中に
収められる様に構成された現在の技術水準による
レシーバーの平面図であり、点線でトランスジユ
ーサーおよびそれに関連するアマチユア用の内部
空間を示す。第１０図は第９図のレシーバーの側
面図で、さらに内部隔壁を示し同隔壁により下側
のモーター室が音響エネルギーを出力出口に出す
様に結合された上側の出力室から分離されてい
る。第１１図は本発明の完全な電力増幅器の平面
図で、カプセルに入れられチツプ担持体の上に取
り付けられたチツプよりなり、かつその外周に設
けられたリード付属物パツトを有している。第１
２図は第１１図の増幅器の側面図である。第１３
図は第１１図および第１２図の増幅器と共に用い
られる小型インダクターの平面図である。第１４
図は第１３図に示したインダクターの側面図であ
る。第１５図は第９図に示したレシーバーの平面
図で、第１１図および第１２図の増幅器、その中
に収められた第１３図および第１４図のインダク
ターを示し、この際、新しい成分は同様に点線で
示されている。第１６図は第１５図の新しく構成
されたレシーバーの側面図である。付記；第７図
ないしは第１６図までに示されている総ての要素
は図面の下端に示されている縮尺の寸法で示され
ている。第１７図は第１図および第４図の主要な
要素を組込んだ一般的な一般的な模式ブロツク図
で点線および切断点で追加の歪縮小回路を更に示
す。第１８図Ａは零のオーデイオ信号条件のもと
で第１７図のコンパレーターの入力に加えられる
三角波形である。第１８図Ｂは第１８図Ａの軸交
差によつて示されるコンパレーターのそれぞれの
移行に関連するスイツチング過渡現象を示す。第
１８図Ｃは高いオーデイオ変調状態を示し、寸法
は第１８図Ａに対して時間および振幅が縮小され
ている。第１８図Ｄは第１８図Ｃに示された変調
状態の開始に付随するオーデイオ周波数の電流成
分の形成を示す。第１８図Ｅは第１８図Ｄに示さ
れたオーデイオ周波数の電流の形成期間中の電池
の供給電圧の過渡変化を示す。第１９図Ａは零の
オーデイオ変調状態におけるコンパレーターの入
力電圧を示し、更に点線でコンパレーターの入力
にかけられた入力電圧に対する正のフイードバツ
クの効果を示す。第１９図Ｂはフイードバツクの
ラツチングにより生じるパルスの位置の歪を示
す。第１９図Ｃは第１９図Ｂのパルスの位置の歪
によりオーデイオ出力の歪を示す。第２０図は第
１９図Ａおよび第１９図Ｂに示したコンパレータ
ーの入力電圧を相殺する正のフイードバツクによ
り生じる電圧の変化を示す。第２１図はコンパレ
ーターのフイードバツクのラツチングにより生じ
るパルス期間の歪を補正するために用いられる矩
形波発振装置から取り出される電圧の位相であ
る。第２２図はコンパレーターの入力電圧の上に
フイードバツクのラツチングと供給矩形波電圧と
組合された結果を示し、この組合せにより第１９
図に示された入力三角波に対応する正しい軸交差
が復活する。 １０……ハウジング、１２……マイクロフオ
ン、１４……予備増幅器、１６……電力増幅器、
１８……トランスジユーサー、２０……管、２２
……出口、２４……電池、２６，６０……チツプ
担持体、２８……チツプ、３０……キヤパシタ
ー、３２……レシーバー、３６……レシーバーハ
ウジング、４０……トランスジユーサーモータ
ー、４２……アマチユア、４６……壁、４８，５
０……部屋、５２……出口、５６……カプセル、
６４……インダクター、６６……閉鎖枠、６８…
…巻線。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ マイクロフオン、電力増幅器および出力レシ
   ーバートランスジユーサーを有し、この際、上記
   の電力増幅器は直流電圧源に接続された正および
   負の供給端を有し、かつ上記のマイクロフオンの
   入力に応答して増幅器の出力端から上記のトラン
   スジユーサーを駆動するために上記のマイクロフ
   オンにより生じたオーデイオ周波数の入力信号を
   受ける様に結合された補聴器の改良において、パ
   ルス幅変調型の電力増幅器を含み、上記のマイク
   ロフオンからの入力信号が存在しない時に応答し
   て上記の電力増幅器が上記の出力端に超音波の周
   波数において実質的に零平均値の正および負の電
   気パルスの交流電気信号パルスの連続を提供し、
   この際、上記の増幅器が受けたオーデイオ周波数
   の入力信号に応答して上記の正および負の電気信
   号の継続時間を制御する事により、上記の入力信
   号のオーデイオ周波数の複写を上記の出力端に提
   供する手段を含み、上記の電力増幅器が上記の出
   力端に提供されるピーク−ピーク電圧を発生する
   ために該パルスの該継続時間によつて敏感に制御
   される出力極性スイツチング手段を含み、同電圧
   が所定の極性の場合には、上記の供給端を上記の
   出力端に接続して上記の正のパルスを発生し、逆
   の極性の場合には、上記の負のパルスを発生する
   事により上記の直流電圧の大きさよりも大となる
   事を特徴とする補聴器。 ２ 上記の入力信号の上記のオーデイオ周波数の
   複写を上記のトランスジユーサーに通すために、
   上記の電力増幅器の出力端と上記のトランスジユ
   ーサーとの間に電気的に挿入されたフイルター手
   段を含み、この際、上記のフイルター手段が上記
   の増幅器の出力端に上記の超音波の周波数および
   その主要な高調波において実質的に誘導的な特性
   を与え、超音波の周波数に含まれている電力の一
   部を上記の電池に返還して上記の電池から取り出
   される正味の電流を最小にし、かつ上記のフイル
   ター手段が上記の出力端の１つと上記のトランス
   ジユーサーとの間に電気的に挿入されたインダク
   ターを含む事を特徴とする特許請求の範囲第１項
   に記載の補聴器。 ３ 上記のピーク−ピーク値が上記の直流電圧の
   大きさの約２倍である事を特徴とする特許請求の
   範囲第１項に記載の補聴器。 ４ 上記の増幅器が信号の平均レベルで対称的な
   超音波の三角波形を発生するための発振装置手段
   を含み、コンパレーター手段が、上記の三角波形
   がコンパレーターの所定の閾値レベルのそれぞれ
   上又は下の場合に、第１および第２のコンパレー
   ターの出力信号状態を発生するための上記の発振
   装置手段に結合されたコンパレーターの入力端お
   よび上記の増幅器が上記のオーデイオ周波数の振
   幅に応答して上記の平均信号レベルと上記の閾値
   レベルとの間の差を変化させる手段を含み、上記
   の極性スイツチング手段が上記のコンパレーター
   の出力状態に応答して、それぞれのコンパレータ
   ーの出力状態が移行するたびに上記の出力端に供
   給される上記の電圧の極性を逆転させる様に結合
   されている事を特徴とする特許請求の範囲第１項
   に記載の補聴器。 ５ 上記の発振装置手段が上記の超音波の周波数
   において矩形波を発生するための手段および上記
   の矩形波から上記の三角波形を発生させるための
   積分装置手段を含み、上記の積分装置手段がオー
   デイオ周波数の率で上記のコンパレーターの閾値
   電圧の上又は下に上記の三角波の上記の平均値を
   シフトさせるために上記の入力オーデイオ信号に
   応答するバイヤス手段を含んでいる事を特徴とす
   る特許請求の範囲第４項に記載の補聴器。 ６ 上記のコンパレーター手段の上記の閾値電圧
   が上記の供給端の間の電圧から取り出されてその
   変化と共に変化した上記の増幅器が更に少なくと
   も１つの補償回路を含み、同回路が上記のトラン
   スジユーサーの励起に付随する直流電圧の上記の
   電源の内部インピーダンスにより生じる上記の供
   給端電圧の変化を結合する様に接続されていて、
   上記の三角波と上記のコンパレーターの閾値電圧
   との間に上記の供給端電圧の変化により発生する
   補償を少なくとも部分的に相殺する事を特徴とす
   る特許請求の範囲第４項に記載の補聴器。 ７ 上記の増幅器の上記の出力極性スイツチング
   手段が平衡CMOSスイツチングドライバーとし
   て構成されている事を特徴とする特許請求の範囲
   第４項に記載の補聴器。 ８ 上記の補償回路が少なくとも１つの補償キヤ
   パシターを含み、同キヤパシターが上記の供給端
   電圧の変化の一部分を上記のコンパレーター手段
   の入力に結合する様に接続されている事を特徴と
   する特許請求の範囲第６項に記載の補聴器。 ９ 上記の補償キヤパシターが上記のコンパレー
   ター手段の入力と上記の供給端の１つとの間に結
   合されている事を特徴とする特許請求の範囲第８
   項に記載の補聴器。 １０ 上記の発振装置手段が上記の超音波の周波
   数の矩形波を発生する手段および上記の矩形波か
   ら上記の三角波形を発生する積分装置手段を含
   み、上記の積分装置手段は、オーデイオ周波数の
   率で上記のコンパレーターの閾値電圧の上又は下
   に上記の三角波の上記の平均値をシフトするため
   に上記の入力オーデイオ信号に応答するバイヤス
   手段を含み、上記の積分装置手段が上記のコンパ
   レーターの入力端を介して結合されており上記の
   補償キヤパシターと共働して上記の波形を積分す
   る積分キヤパシターを含み、上記の補償キヤパシ
   ターが上記の積分キヤパシターと等しい容量を有
   する事を特徴とする特許請求の範囲第９項に記載
   の補聴器。 １１ 上記のコンパレーター手段が少なくとも１
   つのCMOSコンパレーターを含み、同コンパレ
   ーターが上記の供給端から給電される様に接続さ
   れている事を特徴とする特許請求の範囲第６項に
   記載の補聴器。 １２ 上記の補償回路が上記の供給端の１つと上
   記の直流電圧源との間に挿入された抵抗手段およ
   び上記のトランスジユーサーの励起に付随して上
   記の抵抗手段に生じる電圧変化を結合する修正回
   路手段を含み、上記の相殺補償を行なう事を特徴
   とする特許請求の範囲第６項に記載の補聴器。 １３ 上記の修正回路が重大な減衰をすることな
   く上記の電圧変化を上記のコンパレーターの入力
   手段に結合し、上記の抵抗手段の値が上記の直流
   電圧源の上記の内部インピーダンスと実質的に等
   しい事を特徴とする特許請求の範囲第１２項に記
   載の補聴器。 １４ 上記の電力増幅器が更にラツチング回路を
   含み、同回路がそれぞれのコンパレーターの移行
   に付随して上記のコンパレーター手段の出力信号
   を結合する正のフイードバツク信号を上記のコン
   パレーター手段の入力端に同じ位相で提供して、
   ラツチ状態で上記のコンパレーターの入力端を更
   にそれぞれの上記の移行を生ぜしめる方向に駆動
   し、かつ上記の発振装置手段が出力端を有し同出
   力端が上記の三角波のそれぞれの連続した極値と
   共に極性を反転する矩形波信号を提供し、上記の
   発振装置の出力端が上記のコンパレーター手段の
   入力端に結合されていて上記のフイードバツク信
   号と等しい大きさの上記の矩形波を提供し、その
   位相は、それぞれの極値から上記のコンパレータ
   ーの閾値電圧に上記の三角波形が引き返す度に上
   記のフイードバツク信号を対向して相殺する様に
   されている事を特徴とする特許請求の範囲第４項
   に記載の補聴器。 １５ 積分装置手段を含み、同手段が上記の発振
   装置手段の出力端と上記のコンパレーター手段の
   入力との間に結合されており、上記の発振装置手
   段により発生した上記の矩形波形を積分して上記
   の三角波形を提供する事を特徴とする特許請求の
   範囲第１４項に記載の補聴器。 １６ 上記の正のフイードバツク信号がフイード
   バツクキヤパシターによつて提供され、同キヤパ
   シターが上記のコンパレーター手段の出力を上記
   のコンパレーターの入力との間に結合されている
   事を特徴とする特許請求の範囲第１４項に記載の
   補聴器。 １７ 上記の発振装置手段が結合キヤパシターを
   含んでおり、同キヤパシターが上記の発振装置手
   段の出力端と上記のコンパレーター手段の入力と
   の間に接続されていて、これに対して上記の矩形
   波の減衰した形を提供する事を特徴とする特許請
   求の範囲第１４項に記載の補聴器。 １８ 上記のレシーバートランスジユーサーが上
   記の補聴器の中に設けられたハウジングを含み、
   かつ第１及び第２の音響的に励起される部屋をそ
   の中に定める壁、上記の第１の部屋の中に設けら
   れたトランスジユーサー、および第２の部屋の音
   響出力の出口を有し、この際、上記のトランスジ
   ユーサーモーターが上記の第２の部屋を音響的に
   駆動して励起させ、上記の出口を介して音響出力
   を出す様に結合されており、上記の電力増幅器が
   上記の第１の部屋の中に設けられている事を特徴
   とする特許請求の範囲第１項、第６項又は第１４
   項に記載の補聴器。 １９ 上記のレシーバーのハウジングが耳の中に
   取り付けられる補聴器装置の中に組込むために適
   している事を特徴とする特許請求の範囲第１８項
   に記載の補聴器。 ２０ 上記の補聴器に、耳の中に取付けられる様
   に構成され、かつ上記の電力増幅器を含んでいる
   補聴器のハウジングが設けられている事を特徴と
   する特許請求の範囲第１項に記載の補聴器。 ２１ フイルター手段を含み、同手段が上記の電
   力増幅器の出力端と上記のトランスジユーサーと
   の間に電気的に挿入されていて上記の入力信号の
   オーデイオ周波数の複写を上記のトランスジユー
   サーに通し、上記のフイルター手段が上記の増幅
   器の出力端に上記の超音波の周波数およびその主
   要な高調波の実質的に誘導的な特性を与え、この
   際、超音波の周波数に含まれている電力の一部を
   上記の電池に返還して上記の電池から取り出され
   る正味の電流を最小にし、上記のフイルター手段
   が上記の出力端の１つと上記のトランスジユーサ
   ーとの間に電気的に挿入されたインダクターを含
   み、上記のインダクターが上記の第１の部屋の中
   に設けられている事を特徴とする特許請求の範囲
   第１８項に記載の補聴器。 ２２ 超音波の周波数の矩形波を発生する上記の
   手段が、直列CMOSスイツチング段階を含み、
   リング発振装置として構成されたスイツチング発
   振装置および第１および第２の電流鏡を有し、各
   段階がそれぞれ段階の出力の上昇および降下時間
   を制御する第１および第２の電流制御要素を含
   み、上記の第１および第２の制御要素がそれぞれ
   上記の第１および第２の電流鏡に応答して制御さ
   れ、上記の発振装置が更に抵抗手段を含み、同手
   段は上記の第１の電流鏡によつて生じた電流を確
   定する様に接続されており、上記の第２の電流鏡
   が上記の第１の電流鏡に接続されていて、上記の
   第１の電流鏡によつて生じた電流の複写を提供
   し、この際、上記の上昇および降下時間は実質的
   に等しくて低い電流の消耗において対称的な作動
   をし、かつ振動周波数は上記の抵抗手段の値に応
   答して制御される事を特徴とする特許請求の範囲
   第５項に記載の補聴器。 ２３ 上記の発振数波数が所望のスイツチング周
   波数の倍数に選択されており、矩形波を発生する
   上記の手段が分周回路を含み、上記の倍数によつ
   て発振装置の出力を分割して発振装置の出力波形
   を対称的にする事を特徴とする特許請求の範囲第
   ２２項に記載の補聴器。 ２４ 上記の倍数が２に等しく設定されており、
   上記の分周回路がCMOS2分割マルチバイブレー
   ターを含む事を特徴とする特許請求の範囲第２３
   項に記載の補聴器。 ２５ 上記の発振装置段階が駆動トランジスター
   を含み、同トランジスターがそれぞれの電源にお
   いて、それぞれの電流制御要素の接続されてい
   て、上記の制御要素が電源の弱化を制御して電流
   制限作用を行なう事を特徴とする特許請求の範囲
   第２２項に記載の補聴器。 ２６ 上記の発振装置段階が駆動トランジスター
   を含み、同トランジスターがそれぞれのドレイン
   において、それぞれの電流制御要素に接続されて
   いて、上記の制御要素が電流制限作用を行なう事
   を特徴とする特許請求の範囲第２２項に記載の補
   聴器。