JPH044814B2 - - Google Patents
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- JPH044814B2 JPH044814B2 JP58016323A JP1632383A JPH044814B2 JP H044814 B2 JPH044814 B2 JP H044814B2 JP 58016323 A JP58016323 A JP 58016323A JP 1632383 A JP1632383 A JP 1632383A JP H044814 B2 JPH044814 B2 JP H044814B2
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- branch
- series
- voltage
- harmonic
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1716—Comprising foot-point elements
- H03H7/1733—Element between different shunt or branch paths
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1758—Series LC in shunt or branch path
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1775—Parallel LC in shunt or branch path
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- Filters And Equalizers (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の関連する技術分野
この発明は、交流回路網中の共振高調波電圧成
分または電流成分を減衰させるために大電力用共
振フイルタと一緒に働き、特に交流回路網へ適用
された静止型無効電力発生器と一緒に使用される
大電力用共振減衰器（resonance dampener）に
関するものである。
分または電流成分を減衰させるために大電力用共
振フイルタと一緒に働き、特に交流回路網へ適用
された静止型無効電力発生器と一緒に使用される
大電力用共振減衰器（resonance dampener）に
関するものである。
従来技術
力率の補正または系統の安定性を計るために交
流回路網に静止型無効電力発生器を使用すると、
コンデンサと交流供給ラインの共振のせいで時に
は高調波電流が増大することになる。共振状態で
は、共振高調波成分（電圧または電流）の大きさ
は正常な値の高調波成分の数倍にもなるかもしれ
ない。この過大な高調波電圧や高調波電流は交流
回路網中の電気機器をひどく破損させることにな
る。
流回路網に静止型無効電力発生器を使用すると、
コンデンサと交流供給ラインの共振のせいで時に
は高調波電流が増大することになる。共振状態で
は、共振高調波成分（電圧または電流）の大きさ
は正常な値の高調波成分の数倍にもなるかもしれ
ない。この過大な高調波電圧や高調波電流は交流
回路網中の電気機器をひどく破損させることにな
る。
慣用のフイルタは、通常、電力線の両端間に接
された直列共振枝路から成る。フイルタおよび残
りの交流系統は、直並列回路網の共振が起こる周
波数で“ゼロ（zeros）”（低インピーダンス）お
よび“ポール（poles）”（高インピーダンス）で
特徴付けられるLCR回路網を形成する。優勢な
“ゼロ”の位置は、ろ波されるべき主要な高調波
（第２、第３、第４そして第５の高調波）に応じ
て設計で設定され、かつフイルタ枝路の直列共振
によつて決定される。“ポール”は、フイルタお
よび交流系統に依存し、かつ中間周波数で起き
る。インピーダンス“ポール”の大きさは“ポー
ル”周波数での回路網抵抗（損失）で決定され
る。
された直列共振枝路から成る。フイルタおよび残
りの交流系統は、直並列回路網の共振が起こる周
波数で“ゼロ（zeros）”（低インピーダンス）お
よび“ポール（poles）”（高インピーダンス）で
特徴付けられるLCR回路網を形成する。優勢な
“ゼロ”の位置は、ろ波されるべき主要な高調波
（第２、第３、第４そして第５の高調波）に応じ
て設計で設定され、かつフイルタ枝路の直列共振
によつて決定される。“ポール”は、フイルタお
よび交流系統に依存し、かつ中間周波数で起き
る。インピーダンス“ポール”の大きさは“ポー
ル”周波数での回路網抵抗（損失）で決定され
る。
系統の過度外乱が“ポール”周波数で弱く減衰
させられた共振を起こさせるのを防止するために
は、インピーダンス“ポール”の値が低いことが
一般に望ましい。この発振はフイルタ回路網およ
び交流系統に流れる振動電流で発振自体を明らか
にするが、対応する電圧は使用母線に現れる。使
用母線に現れる振動電圧は、電源母線から給電さ
れる消費者に光のチラツキやその他の電気的外乱
を与える。大きな静止型無効電力発生装置では、
発振を減衰させ従つてフイルタ回路網中で使用さ
れるコンデンサの定格を最小にするために、イン
ピーダンス“ポール”が低いことも重要である。
させられた共振を起こさせるのを防止するために
は、インピーダンス“ポール”の値が低いことが
一般に望ましい。この発振はフイルタ回路網およ
び交流系統に流れる振動電流で発振自体を明らか
にするが、対応する電圧は使用母線に現れる。使
用母線に現れる振動電圧は、電源母線から給電さ
れる消費者に光のチラツキやその他の電気的外乱
を与える。大きな静止型無効電力発生装置では、
発振を減衰させ従つてフイルタ回路網中で使用さ
れるコンデンサの定格を最小にするために、イン
ピーダンス“ポール”が低いことも重要である。
インピーダンス“ポール”の値は、通常、枝路
インダクタと直列または並列に接続される減衰用
抵抗を付加することによつて小さくできる。しか
し、そのために、２〜３、不所望な影響も出る。
すなわち(1)枝路の“ゼロ”インピーダンスは増大
され、これにより所望の高調波電圧の減衰を少な
くする、そして(2)別な損失が導入される。この損
失は、基本波の電流成分および減衰用抵抗に流れ
る並列共振“ポール”周波数で生じた電流成分の
せいである。
インダクタと直列または並列に接続される減衰用
抵抗を付加することによつて小さくできる。しか
し、そのために、２〜３、不所望な影響も出る。
すなわち(1)枝路の“ゼロ”インピーダンスは増大
され、これにより所望の高調波電圧の減衰を少な
くする、そして(2)別な損失が導入される。この損
失は、基本波の電流成分および減衰用抵抗に流れ
る並列共振“ポール”周波数で生じた電流成分の
せいである。
減衰用抵抗で生じた損失の基本成分は特に厄介
である。その理由は、それが“ポール”インピー
ダンスの低減に何も寄与しないが利用系統からの
実電力（このために操作機器が充電される）を消
費するためである。高次の高調波枝路（第４高調
波以上）では、減衰用抵抗で基本波を過度に消散
させることなく、“ポール”インピーダンスを多
くもなく少なくもなく中位低減できる。しかし、
低次の高調波枝路では、妥当な減衰でも極めて大
きい損失が生じる。
である。その理由は、それが“ポール”インピー
ダンスの低減に何も寄与しないが利用系統からの
実電力（このために操作機器が充電される）を消
費するためである。高次の高調波枝路（第４高調
波以上）では、減衰用抵抗で基本波を過度に消散
させることなく、“ポール”インピーダンスを多
くもなく少なくもなく中位低減できる。しかし、
低次の高調波枝路では、妥当な減衰でも極めて大
きい損失が生じる。
フイルタ枝路の低い“ゼロ”インピーダンスを
維持しながら減衰用抵抗での損失の基本波成分を
低減するために多数の技術を使用できる。これら
の技術は、第１図に示したような減衰用抵抗R2
と並列に接続された付加的な直列共進回路CN−
LNおよびCFN−LFNを概して用い、(1)電流の基本
波成分IFをバイパスすることによつて減衰用抵抗
R2の損失の基本波成分を除去しかつ(2)高調波電
流I2をバイパスすることによつて損失を更に低減
するとともに枝路の“ゼロ”インピーダンスを低
下させる。これらの技術は、損失を少なくしてろ
波作用を改善するが、付加的なCL回路が必要な
ので特に大電力用としては高価である。
維持しながら減衰用抵抗での損失の基本波成分を
低減するために多数の技術を使用できる。これら
の技術は、第１図に示したような減衰用抵抗R2
と並列に接続された付加的な直列共進回路CN−
LNおよびCFN−LFNを概して用い、(1)電流の基本
波成分IFをバイパスすることによつて減衰用抵抗
R2の損失の基本波成分を除去しかつ(2)高調波電
流I2をバイパスすることによつて損失を更に低減
するとともに枝路の“ゼロ”インピーダンスを低
下させる。これらの技術は、損失を少なくしてろ
波作用を改善するが、付加的なCL回路が必要な
ので特に大電力用としては高価である。
発明の開示
この発明によれば、直列接続された容量性素子
および誘導性素子を有する第１の共振枝路と、直
列接続された容量性素子および誘導性素子を有す
る第２の共振枝路と、前記第１の共振枝路中の容
量性素子と誘導性素子の接続点に接続されるとと
もに前記第２の共振枝路中の容量性素子と誘導性
素子の接続点に接続された抵抗素子を有する減衰
用抵抗枝路とを備え、前記第１の共振枝路および
前記第２の共振枝路は、共振減衰回路網を形成す
るために２つの共結点を有しかつ交流電力回路網
へのコモン端子を有する大電力用共振減衰器が提
供される。
および誘導性素子を有する第１の共振枝路と、直
列接続された容量性素子および誘導性素子を有す
る第２の共振枝路と、前記第１の共振枝路中の容
量性素子と誘導性素子の接続点に接続されるとと
もに前記第２の共振枝路中の容量性素子と誘導性
素子の接続点に接続された抵抗素子を有する減衰
用抵抗枝路とを備え、前記第１の共振枝路および
前記第２の共振枝路は、共振減衰回路網を形成す
るために２つの共結点を有しかつ交流電力回路網
へのコモン端子を有する大電力用共振減衰器が提
供される。
２つの直列共振フイルタ枝路間に接続された単
一の抵抗素子は、都合の良いことには、インピー
ダンス“ポール”を低減しながら基本波周波数の
損失を少なくする。
一の抵抗素子は、都合の良いことには、インピー
ダンス“ポール”を低減しながら基本波周波数の
損失を少なくする。
この発明を添付図面に示した実施例について詳
しく説明する。
しく説明する。
第１の実施例（第２図）
この発明の第１の実施例は第２図に示されてお
り、直列接続された容量性素子C2および誘導性
素子L2を有する第１の共振枝路すなわち第２高
調波枝路と、直列接続された容量性素子C3およ
び誘導性素子L3を有する第２の共振枝路すなわ
ち第３高調波枝路との間には、抵抗素子Ｒを有す
る減衰用抵抗枝路が接続点ＡとＢで接続されてい
る。この構成では、抵抗素子Ｒを流れる電流の基
本波成分は、接続点Ｂに現れる電圧の基本波成分
のために、抵抗がL2と直列接続される慣用の場
合（第１図）におけるよりも小さい。第２高調波
枝路および第３高調波枝路へ適用した時に、これ
はＲの両端間の基本波電圧を38％低減させかつ同
一Ｒに対して基本波損失を62％低減させることに
なる。第２図に示した構成は第２高調波枝路およ
び第３高調波枝路へ適用されたが、この技術はど
んな２フイルタ枝路にも適用できる。
り、直列接続された容量性素子C2および誘導性
素子L2を有する第１の共振枝路すなわち第２高
調波枝路と、直列接続された容量性素子C3およ
び誘導性素子L3を有する第２の共振枝路すなわ
ち第３高調波枝路との間には、抵抗素子Ｒを有す
る減衰用抵抗枝路が接続点ＡとＢで接続されてい
る。この構成では、抵抗素子Ｒを流れる電流の基
本波成分は、接続点Ｂに現れる電圧の基本波成分
のために、抵抗がL2と直列接続される慣用の場
合（第１図）におけるよりも小さい。第２高調波
枝路および第３高調波枝路へ適用した時に、これ
はＲの両端間の基本波電圧を38％低減させかつ同
一Ｒに対して基本波損失を62％低減させることに
なる。第２図に示した構成は第２高調波枝路およ
び第３高調波枝路へ適用されたが、この技術はど
んな２フイルタ枝路にも適用できる。
定性的には、第２高調波および第３高調波の
“ゼロ”に隣接するインピーダンス“ポール”に
及ぶ減衰効果は次のようにして得られる。減衰用
抵抗がL2と直列または並列に置かれる慣用の構
成では、それぞれ抵抗の両端間の電圧による最大
電流はその枝路が同調される共振周波数で起き
る。従つて、慣用の技術は、“ゼロ”直列共振周
波数での減衰に最大の影響を及ぼす。
“ゼロ”に隣接するインピーダンス“ポール”に
及ぶ減衰効果は次のようにして得られる。減衰用
抵抗がL2と直列または並列に置かれる慣用の構
成では、それぞれ抵抗の両端間の電圧による最大
電流はその枝路が同調される共振周波数で起き
る。従つて、慣用の技術は、“ゼロ”直列共振周
波数での減衰に最大の影響を及ぼす。
この発明の構成では、減衰用抵抗は第２高調波
と第３高調波の間にある中間ポールに多大の影響
を及ぼし、第２高調波よりも低くかつ第３高調波
よりも高いインピーダンス“ポール”も影響を受
ける。これが起きるのは第２高調波よりも低いが
第３高調波よりも高い周波数に対してＲの両端間
の電圧が数値的にV2−V3に等しいためである反
面、第２高調波と第３高調波の間の周波数に対し
てＲの両端間の電圧は位相変化のためにV2＋V3
まで増大する。これは中間“ポール”周波数での
減衰のために有効な電力を増大する。
と第３高調波の間にある中間ポールに多大の影響
を及ぼし、第２高調波よりも低くかつ第３高調波
よりも高いインピーダンス“ポール”も影響を受
ける。これが起きるのは第２高調波よりも低いが
第３高調波よりも高い周波数に対してＲの両端間
の電圧が数値的にV2−V3に等しいためである反
面、第２高調波と第３高調波の間の周波数に対し
てＲの両端間の電圧は位相変化のためにV2＋V3
まで増大する。これは中間“ポール”周波数での
減衰のために有効な電力を増大する。
第６図は、第２高調波枝路、第３高調波枝路を
それぞれ周波数f1，f2に同調させた場合に、これ
ら周波数の間の周波数でＲのためインピーダンス
のピークが低下する状態を示す。
それぞれ周波数f1，f2に同調させた場合に、これ
ら周波数の間の周波数でＲのためインピーダンス
のピークが低下する状態を示す。
電力網に接続された１組のフイルタは、これら
フイルタおよび電力網の等価インピーダンスが周
波数の関数として計算できる周波数走査技術によ
り周波数領域において解析できる。このような計
算の結果が、第６図に示されている。この第６図
は、インピーダンスの２つの最小値（周波数f1お
よびf2にある）と、それらの間の周波数にある１
つの最大値とを有する曲線を示す。より高い周波
数およびより低い周波数において、最小値または
最大値の異なる形態が起こり得る。最大値は並列
共振の結果であり、最小値は直列共振の結果であ
る。本明細書において、最大値（並列共振）はポ
ールと呼ばれ、最小値（直列共振）はゼロと呼ば
れる。これは、電力技術の分野では頻繁には用い
られないが、一ぱ的なフイルタ理論においては普
通の述語である。また、中間ポールという表現は
２つのフイルタの間の並列共振に用いられ、イン
ピーダンスポールはどんな並列共振に対しても一
般的な表記として用いられる。ゼロはフイルタ同
調周波数の所にあり、電力網のどこかに生じた高
調波のために低いインピーダンス路を与える。こ
れはフイルタの望ましい効果であるが、フイルタ
は同調された周波数の間のどこかに望ましくない
並列共振を常に与える。この並列共振はこの発明
によつて減衰させられる。
フイルタおよび電力網の等価インピーダンスが周
波数の関数として計算できる周波数走査技術によ
り周波数領域において解析できる。このような計
算の結果が、第６図に示されている。この第６図
は、インピーダンスの２つの最小値（周波数f1お
よびf2にある）と、それらの間の周波数にある１
つの最大値とを有する曲線を示す。より高い周波
数およびより低い周波数において、最小値または
最大値の異なる形態が起こり得る。最大値は並列
共振の結果であり、最小値は直列共振の結果であ
る。本明細書において、最大値（並列共振）はポ
ールと呼ばれ、最小値（直列共振）はゼロと呼ば
れる。これは、電力技術の分野では頻繁には用い
られないが、一ぱ的なフイルタ理論においては普
通の述語である。また、中間ポールという表現は
２つのフイルタの間の並列共振に用いられ、イン
ピーダンスポールはどんな並列共振に対しても一
般的な表記として用いられる。ゼロはフイルタ同
調周波数の所にあり、電力網のどこかに生じた高
調波のために低いインピーダンス路を与える。こ
れはフイルタの望ましい効果であるが、フイルタ
は同調された周波数の間のどこかに望ましくない
並列共振を常に与える。この並列共振はこの発明
によつて減衰させられる。
減衰を得る通常の方法は、フイルタ回路に抵抗
を接続することである。一つの例は、通常の直列
LCフイルタのリアクトルと並列に抵抗を接続す
ることである。抵抗の両端間の電圧は、このため
リアクトルの両端間の電圧と等しくなる。この発
明では、そのかわりに、２つのフイルタの間に抵
抗素子を接続する。この抵抗素子の両端間の電圧
は、２つの接続点の間の電位差に等しくなる。こ
れらの２点の間の基本周波数電圧は低く、従つて
損失も小さくなる。
を接続することである。一つの例は、通常の直列
LCフイルタのリアクトルと並列に抵抗を接続す
ることである。抵抗の両端間の電圧は、このため
リアクトルの両端間の電圧と等しくなる。この発
明では、そのかわりに、２つのフイルタの間に抵
抗素子を接続する。この抵抗素子の両端間の電圧
は、２つの接続点の間の電位差に等しくなる。こ
れらの２点の間の基本周波数電圧は低く、従つて
損失も小さくなる。
第２図に示した基本構成では、電圧の基本波成
分は減衰用抵抗の両端間にまだ存在するので、実
電力は使用系統（utility system）からまだ消費
される。大電力用では、実電力を消費する電力条
件付け機器に使用系統によつてしばしば不利な条
件が課せられる。基本構成を少し変更することに
より、減衰用抵抗の両端間の電圧の基本波成分従
つて基本波成分における抵抗の損失は完全に除け
る。２つのそのような構成を第３図と第４図に示
す。それらでも、第２高調波枝路と第３高調波枝
路の間に減衰用抵抗枝路を接続するが、これらは
どんな２つの直列共振枝路間に適用しても良い。
分は減衰用抵抗の両端間にまだ存在するので、実
電力は使用系統（utility system）からまだ消費
される。大電力用では、実電力を消費する電力条
件付け機器に使用系統によつてしばしば不利な条
件が課せられる。基本構成を少し変更することに
より、減衰用抵抗の両端間の電圧の基本波成分従
つて基本波成分における抵抗の損失は完全に除け
る。２つのそのような構成を第３図と第４図に示
す。それらでも、第２高調波枝路と第３高調波枝
路の間に減衰用抵抗枝路を接続するが、これらは
どんな２つの直列共振枝路間に適用しても良い。
第２の実施例（第３図）
第３図では、(1)L2＝L21＋L22が第２高調波周波
数で容量性素子C2と共振しかつ(2)Ｒの両側に現
れる電圧の基本波成分が同じであつて基本波電圧
をゼロまで低減するように、第１の共振枝路中の
誘導性素子L2は２個の誘導性素子L21とL22に分割
される。
数で容量性素子C2と共振しかつ(2)Ｒの両側に現
れる電圧の基本波成分が同じであつて基本波電圧
をゼロまで低減するように、第１の共振枝路中の
誘導性素子L2は２個の誘導性素子L21とL22に分割
される。
第３の実施例（第４図）
第４図でも同様に、Ｒでの損失の基本波成分は
容量性素子C2を２個の容量性素子C21とC22に分割
することによつて完全に除かれる。従つて、(1)
C2＝C21・C22／（C21＋C22）は第２高調波周波数
で誘導性素子L2と共振しかつ(2)Ｒの両端間の電
圧を基本波成分はゼロである。
容量性素子C2を２個の容量性素子C21とC22に分割
することによつて完全に除かれる。従つて、(1)
C2＝C21・C22／（C21＋C22）は第２高調波周波数
で誘導性素子L2と共振しかつ(2)Ｒの両端間の電
圧を基本波成分はゼロである。
第３図および第４図に示した構成では、２つの
フイルタ枝路間に接続された減衰用抵抗がその両
端間の電圧の基本波成分を受けないようにL2ま
たはC2が２個の構成素子に分割される。この方
法では付加的な素子が必要であるが、電力定格従
つて２個の構成素子のコストは単一に構成素子の
それに匹敵し得る。必要の減衰および損失の度合
いに応じて、特定の用途で余計な費用と実電力消
費の節約とが釣り合うかどうかを決める必要があ
る。
フイルタ枝路間に接続された減衰用抵抗がその両
端間の電圧の基本波成分を受けないようにL2ま
たはC2が２個の構成素子に分割される。この方
法では付加的な素子が必要であるが、電力定格従
つて２個の構成素子のコストは単一に構成素子の
それに匹敵し得る。必要の減衰および損失の度合
いに応じて、特定の用途で余計な費用と実電力消
費の節約とが釣り合うかどうかを決める必要があ
る。
第４の実施例（第５図）
減衰用抵抗での基本波成分の損失を低減する別
な方法は、第５図に示したように基本波周波数で
共振するLCタンク回路をＲと直列に挿入するこ
とである。このLCタンク回路は、基本波周波数
で高インピーダンスを呈し、減衰用抵抗の両端間
の電圧を低減し、これによりその基本波成分での
損失を低減することである。
な方法は、第５図に示したように基本波周波数で
共振するLCタンク回路をＲと直列に挿入するこ
とである。このLCタンク回路は、基本波周波数
で高インピーダンスを呈し、減衰用抵抗の両端間
の電圧を低減し、これによりその基本波成分での
損失を低減することである。
第３図〜第５図に示した実施例は、第２図に示
したものの小さな変形である。これらの解決法の
裏にある考え方は、抵抗素子の接続点の間の電圧
をほとんど０にするということである。第２図の
接続点は間の電圧は、リアクトルの両端間の電圧
が同調によるため、２つのフイルタの同調周波数
によつて決められる。第３図および第４図におい
ては、同調によらずに抵抗素子の両端間の電圧を
ほとんど０にするように、接続点が変えられてい
る。第５図においては、基本周波数電流に高イン
ピーダンス路を与えるために、並列共振回路が抵
抗素子に加えられている。
したものの小さな変形である。これらの解決法の
裏にある考え方は、抵抗素子の接続点の間の電圧
をほとんど０にするということである。第２図の
接続点は間の電圧は、リアクトルの両端間の電圧
が同調によるため、２つのフイルタの同調周波数
によつて決められる。第３図および第４図におい
ては、同調によらずに抵抗素子の両端間の電圧を
ほとんど０にするように、接続点が変えられてい
る。第５図においては、基本周波数電流に高イン
ピーダンス路を与えるために、並列共振回路が抵
抗素子に加えられている。
なお、減衰器は２つのフイルタの間に電気的に
接続される。それ自身、物理的には１つの装置で
あり、また金属のチユーブあるいは線を介してフ
イルタに接続される。フイルタは、高圧変電所の
バスワーク（buswork）に直接、分岐接続され
る。
接続される。それ自身、物理的には１つの装置で
あり、また金属のチユーブあるいは線を介してフ
イルタに接続される。フイルタは、高圧変電所の
バスワーク（buswork）に直接、分岐接続され
る。
発明の効果
この発明により、基本周波数での損失を低減し
ながら電流および電圧の共振発振成分を低減する
新規な大電力用共振減衰器が提供される。
ながら電流および電圧の共振発振成分を低減する
新規な大電力用共振減衰器が提供される。
第１図は低減用抵抗を利用して低い“ゼロ”枝
路インピーダンスを持つ慣用の減衰器の回路図、
第２図は２つの直列共振枝路間に接続された単一
の抵抗素子を使用するこの発明の大電力用共振減
衰器の第１の実施例を示す回路図、第３図は分割
インダクタを利用する第２の実施例の回路図、第
４図は分割コンデンサを利用する第３の実施例の
回路図、第５図は抵抗素子と直列にLCタンク回
路を利用する第４の実施例の回路図、第６図は抵
抗素子の有無による影響を説明するグラフ図であ
る。 C2とC21とC22とC3は容量性素子、L2とL21とL22
とL3は誘導性素子、ＬとＣはタンク回路、Ｒは
抵抗素子である。
路インピーダンスを持つ慣用の減衰器の回路図、
第２図は２つの直列共振枝路間に接続された単一
の抵抗素子を使用するこの発明の大電力用共振減
衰器の第１の実施例を示す回路図、第３図は分割
インダクタを利用する第２の実施例の回路図、第
４図は分割コンデンサを利用する第３の実施例の
回路図、第５図は抵抗素子と直列にLCタンク回
路を利用する第４の実施例の回路図、第６図は抵
抗素子の有無による影響を説明するグラフ図であ
る。 C2とC21とC22とC3は容量性素子、L2とL21とL22
とL3は誘導性素子、ＬとＣはタンク回路、Ｒは
抵抗素子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直列接続された容量性素子および誘導性素子
を有する第１の共振枝路と、直列接続された容量
性素子および誘導性素子を有する第２の共振枝路
と、前記第１の共振枝路中の容量性素子と誘導性
素子の接続点に接続されるとともに前記第２の共
振枝路中の容量性素子と誘導性素子の接続点に接
続された抵抗素子を有する減衰用抵抗枝路とを備
え、前記第１の共振枝路および前記第２の共振枝
路は、共振減衰回路網を形成するために２つの共
結点を有しかつ交流電力回路網へのコモン端子を
有する大電力用共振減衰器。 ２ 第１の共振枝路は、直列接続された容量性素
子および２個の誘導性素子を有し、減衰用抵抗枝
路は、その一端が前記２個の誘導性素子の接続点
に接続された特許請求の範囲第１項記載の大電力
用共振減衰器。 ３ 第１の共振枝路は、直列接続された２個の容
量性素子および誘導性素子を有し、減衰用抵抗枝
路は、その一端が前記２個の容量性素子の接続点
に接続された特許請求の範囲第１項記載の大電力
用共振減衰器。 ４ 減衰用抵抗枝路は、抵抗素子と直列接続され
るとともに互いに並列接続された容量性素子およ
び誘導性素子を有する特許請求の範囲第１項ない
し第３項のいずれか記載の大電力用共振減衰器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/345,849 US4406991A (en) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | High power resonance filters |
| US345849 | 2003-01-16 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58144536A JPS58144536A (ja) | 1983-08-27 |
| JPH044814B2 true JPH044814B2 (ja) | 1992-01-29 |
Family
ID=23356741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58016323A Granted JPS58144536A (ja) | 1982-02-04 | 1983-02-04 | 大電力用共振減衰器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4406991A (ja) |
| JP (1) | JPS58144536A (ja) |
| BE (1) | BE895823A (ja) |
| CA (1) | CA1190617A (ja) |
| IN (1) | IN157853B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2024203860A1 (ja) * | 2023-03-29 | 2024-10-03 | ヌヴォトンテクノロジージャパン株式会社 | 高周波増幅器 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4939421A (en) * | 1986-06-23 | 1990-07-03 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reducing interference from light sources |
| ATE73967T1 (de) * | 1987-12-04 | 1992-04-15 | Siemens Ag | Hochpass einer filteranordnung fuer eine mit stromrichtern verbundene leitung. |
| US5864185A (en) * | 1996-03-28 | 1999-01-26 | General Electric Company | Sub-synchronous resonance filters for series capacitors |
| US9780007B2 (en) * | 2012-01-04 | 2017-10-03 | Globalfoundries Inc. | LCR test circuit structure for detecting metal gate defect conditions |
| EP3361634B1 (en) | 2017-02-13 | 2019-09-18 | NXP USA, Inc. | Harmonic filter for rf amplifier |
| CA3062707C (en) * | 2017-06-05 | 2023-03-14 | Cutsforth, Inc. | Monitoring system for grounding apparatus |
| US9941697B1 (en) | 2017-07-28 | 2018-04-10 | Wilsun Xu | System using a subcircuit shared between capacitors for providing reactive power |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3038134A (en) * | 1958-01-18 | 1962-06-05 | Asea Ab | Means for reducing the harmonic currents in a static converter plant |
| US2982928A (en) * | 1958-04-29 | 1961-05-02 | Albert R Kall | Electric filter |
| US3849677A (en) * | 1973-06-26 | 1974-11-19 | Westinghouse Electric Corp | Hybrid power filters employing both active and passive elements |
| US3859542A (en) * | 1973-09-12 | 1975-01-07 | Inductotherm Corp | Harmonic and power factor compensation means and method for power systems controlled by a non-linear device |
-
1982
- 1982-02-04 US US06/345,849 patent/US4406991A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-01-10 IN IN32/CAL/83A patent/IN157853B/en unknown
- 1983-01-17 CA CA000419616A patent/CA1190617A/en not_active Expired
- 1983-02-04 JP JP58016323A patent/JPS58144536A/ja active Granted
- 1983-02-04 BE BE0/210059A patent/BE895823A/fr unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2024203860A1 (ja) * | 2023-03-29 | 2024-10-03 | ヌヴォトンテクノロジージャパン株式会社 | 高周波増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4406991A (en) | 1983-09-27 |
| JPS58144536A (ja) | 1983-08-27 |
| IN157853B (ja) | 1986-07-05 |
| BE895823A (fr) | 1983-08-04 |
| CA1190617A (en) | 1985-07-16 |
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