JPH0449814B2 - - Google Patents
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- JPH0449814B2 JPH0449814B2 JP1525885A JP1525885A JPH0449814B2 JP H0449814 B2 JPH0449814 B2 JP H0449814B2 JP 1525885 A JP1525885 A JP 1525885A JP 1525885 A JP1525885 A JP 1525885A JP H0449814 B2 JPH0449814 B2 JP H0449814B2
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 7
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 claims 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 4
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03127—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals using only passive components
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は多重経路に起因して伝搬障害が生じた
時に発生するデジタル信号スペクトルの１次及び
２次振幅ひずみを補正するデバイスに係る。
時に発生するデジタル信号スペクトルの１次及び
２次振幅ひずみを補正するデバイスに係る。
本発明は特に、デジタル信号を位相跳躍によつ
て変調し且つナイキスト帯域内で波するデジタ
ルヘルツ電波束送受信器用中間周波数増幅器の自
動補正フイルタの形成に使用される。
て変調し且つナイキスト帯域内で波するデジタ
ルヘルツ電波束送受信器用中間周波数増幅器の自
動補正フイルタの形成に使用される。
所定持続時間θをもつ信号からなる位相変調デ
ジタル信号の理論上無限に存続するスペクトルを
区切るために、郡伝搬時間のひずみが極めて小さ
く且つやはりナイキスト帯域と称する通過帯域が
１／2θに等しい剛性側面フイルタ（filtre a´flancs raides）を伝送系内に配置することは既に知ら
れている。
ジタル信号の理論上無限に存続するスペクトルを
区切るために、郡伝搬時間のひずみが極めて小さ
く且つやはりナイキスト帯域と称する通過帯域が
１／2θに等しい剛性側面フイルタ（filtre a´flancs raides）を伝送系内に配置することは既に知ら
れている。
伝搬に障害が生じると、得られた時間信号の過
度の振動がこれに続く記号に対応するθの倍数た
る時点で完全には消失しなくなり、記号間ひずみ
が発生する。
度の振動がこれに続く記号に対応するθの倍数た
る時点で完全には消失しなくなり、記号間ひずみ
が発生する。
この問題は、１＋γ／2θ［式中γは一般にロール
オフと呼ばれている単位より小さい係数］に等し
い周波数の帯域で波された記号の各スペクトル
線のエネルギ又は振幅を等化する補正素子を具備
すれば或る程度解消される。これら補正素子は各
スペクトル線の周波数ｆ＝ω／2πに応じてほぼ直線 形を示すスペクトル線１次振幅変化を補償せしめ
るか、又は該スペクトルの振幅曲線上に凹部もし
くは凸部を形成するほぼ放物線状の曲線を描くと
見なし得る２次振幅変化を補償せしめ、しかも群
伝搬時間変化ひずみの増加を伴わない。
い周波数の帯域で波された記号の各スペクトル
線のエネルギ又は振幅を等化する補正素子を具備
すれば或る程度解消される。これら補正素子は各
スペクトル線の周波数ｆ＝ω／2πに応じてほぼ直線 形を示すスペクトル線１次振幅変化を補償せしめ
るか、又は該スペクトルの振幅曲線上に凹部もし
くは凸部を形成するほぼ放物線状の曲線を描くと
見なし得る２次振幅変化を補償せしめ、しかも群
伝搬時間変化ひずみの増加を伴わない。
これら１次及び２次振幅ひずみを補正するに
は、２つの補正素子即ち１次振幅ひずみ補正素子
と２次振幅ひずみ補正素子とを直列接続して使用
する方法が知られている。１次振幅補正は前記第
１素子にA0（１＋acosωτ）形状の伝達関数Ｈ
（jω）を与え、第２素子のA′0（１＋a′cosωτ′）
の
形で表わされ得る伝達関数H′（jω）を与えること
によつて実施される。これら両素子は直列に接続
されるため、総合的伝達関数は第１素子の伝達関
数と第２素子の伝達関数との積に等しくなる。
は、２つの補正素子即ち１次振幅ひずみ補正素子
と２次振幅ひずみ補正素子とを直列接続して使用
する方法が知られている。１次振幅補正は前記第
１素子にA0（１＋acosωτ）形状の伝達関数Ｈ
（jω）を与え、第２素子のA′0（１＋a′cosωτ′）
の
形で表わされ得る伝達関数H′（jω）を与えること
によつて実施される。これら両素子は直列に接続
されるため、総合的伝達関数は第１素子の伝達関
数と第２素子の伝達関数との積に等しくなる。
この積は次式
Ｈ（jω）×H′（jω）＝A0A′0X（１＋ａ cosωτ
＋a′ cosωτ＋aa′ cosωτcosωτ′）
で表わし得る。
前記式中τ及びτ′の値は前記各素子の構成要素
に依存し、これらの値は中心作動周波数はfcの周
りで発生する振幅ひずみを補正せしめるよう選択
される。従つてτ及びτ′の値は前記中心周波数の
周りでこれら素子の周波数振幅レスポンスがほぼ
直線になるか、又は該中心作動周波数に頂点がお
かれる放物線にほぼ近い曲線を描くよう決定し得
る。
に依存し、これらの値は中心作動周波数はfcの周
りで発生する振幅ひずみを補正せしめるよう選択
される。従つてτ及びτ′の値は前記中心周波数の
周りでこれら素子の周波数振幅レスポンスがほぼ
直線になるか、又は該中心作動周波数に頂点がお
かれる放物線にほぼ近い曲線を描くよう決定し得
る。
しかしながらこの方法は、このようにして得ら
れる前記素子の総合的伝達関数が係数Ａ及び
A′の符号に応じて場合によつては所望の補正を
妨害し得るようなAA′ cosωτ cosωτ′に等しい寄
生項を含むという欠点を有する。
れる前記素子の総合的伝達関数が係数Ａ及び
A′の符号に応じて場合によつては所望の補正を
妨害し得るようなAA′ cosωτ cosωτ′に等しい寄
生項を含むという欠点を有する。
本発明の目的は前述の如き欠点を解消すること
にある。
にある。
そのために本発明では下記の特徴をもつデジタ
ル信号スペクトル１次及び２次振幅ひずみ補正テ
バイスを提供する。このテバイスの特徴の１つは
次式 Ｈ（jω）＝１＋acosωτ0＋a′ cosωτ′0 で示される総合的伝達関数Ｈ（jω）をもつフイル
タを含み、前記式中時定数τ及びτ′は関係式 τ0＝2K＋１／４×１／fc及びτ′0＝K′／２×１／f
c を満たすように決定され、ａ及びa′は定数であ
り、Ｋ及びK′は正の整数であり、fcはその周りで
補正が実施されることになる中心周波数を表わ
し、前記フイルタが３つの減衰器からなり、第１
減衰器が所定遅延定数τ0をもつ第１遅延線を介し
て該フイルタの入力及び出力間に結合され、第２
減衰器が第１遅延線の遅延定数τ0のほぼ２倍に等
しい遅延定数τ1をもち且つそれ自体の上で短絡さ
れる第２遅延線を介して該フイルタの入力及び出
力間に結合され、第３減衰器が互いに並列接続さ
れた第３及び第４遅延線を介して該フイルタの入
力及び出力間に結合されることにある。尚、前記
第３遅延線は第１遅延線の遅延定数と遅延定数
τ′0との差τ0−τ′0に等しい遅延定数τ2を有し、第
４遅延線は第１遅延線の遅延定数τ0と時定数τ′0
との和に等しい遅延定数τ3を有する。
ル信号スペクトル１次及び２次振幅ひずみ補正テ
バイスを提供する。このテバイスの特徴の１つは
次式 Ｈ（jω）＝１＋acosωτ0＋a′ cosωτ′0 で示される総合的伝達関数Ｈ（jω）をもつフイル
タを含み、前記式中時定数τ及びτ′は関係式 τ0＝2K＋１／４×１／fc及びτ′0＝K′／２×１／f
c を満たすように決定され、ａ及びa′は定数であ
り、Ｋ及びK′は正の整数であり、fcはその周りで
補正が実施されることになる中心周波数を表わ
し、前記フイルタが３つの減衰器からなり、第１
減衰器が所定遅延定数τ0をもつ第１遅延線を介し
て該フイルタの入力及び出力間に結合され、第２
減衰器が第１遅延線の遅延定数τ0のほぼ２倍に等
しい遅延定数τ1をもち且つそれ自体の上で短絡さ
れる第２遅延線を介して該フイルタの入力及び出
力間に結合され、第３減衰器が互いに並列接続さ
れた第３及び第４遅延線を介して該フイルタの入
力及び出力間に結合されることにある。尚、前記
第３遅延線は第１遅延線の遅延定数と遅延定数
τ′0との差τ0−τ′0に等しい遅延定数τ2を有し、第
４遅延線は第１遅延線の遅延定数τ0と時定数τ′0
との和に等しい遅延定数τ3を有する。
本発明の他の特徴及び利点は添付図面に基づく
以下の非限定的具体例の説明から明らかにされよ
う。
以下の非限定的具体例の説明から明らかにされよ
う。
第１図に示されているデジタル信号スペクトル
の１次及び２次振幅ひずみの補正デバイスは３つ
の減衰器、１，２及び３を含むトランスバースフ
イルタからなり、これら減衰器の入力は夫々遅延
定数τ0、τ1、τ2、及びτ3の遅延線４，５，６及び
７を介して該補正デバイスの入力Ｅに結合され、
出力はいずれも該デバイスの出力Ｓに接続されて
いる。遅延定数τ1をもつ遅延線５は導線８により
短絡される。
の１次及び２次振幅ひずみの補正デバイスは３つ
の減衰器、１，２及び３を含むトランスバースフ
イルタからなり、これら減衰器の入力は夫々遅延
定数τ0、τ1、τ2、及びτ3の遅延線４，５，６及び
７を介して該補正デバイスの入力Ｅに結合され、
出力はいずれも該デバイスの出力Ｓに接続されて
いる。遅延定数τ1をもつ遅延線５は導線８により
短絡される。
第１図のフイルタは次式
Ｈ（jω）＝A0E-j〓〓0＋A1Ej〓〓1＋A1＋A2E-j〓〓2
＋A2Ej〓〓3(1) 又は次式 Ｈ（jω）＝A0E-j〓〓0［１＋2A／Ａ1/0cosωτ0＋2A
／Ａ2/0cosωτ′0］(2) で示し得る伝達関数を有する。但し、式(1)のτ1、
τ2、及びτ3、は夫々下記の如き値を有するものと
する。
＋A2Ej〓〓3(1) 又は次式 Ｈ（jω）＝A0E-j〓〓0［１＋2A／Ａ1/0cosωτ0＋2A
／Ａ2/0cosωτ′0］(2) で示し得る伝達関数を有する。但し、式(1)のτ1、
τ2、及びτ3、は夫々下記の如き値を有するものと
する。
τ1＝2τ0 (3)
τ2＝τ0−τ′0 (4)
τ3＝τ0＋τ′0 (5)
式(2)で示される伝達関数Ｈ（jω）は係数A1又は
A2の値に応じて第２図の如く横座標軸に周波数
又はω・τの目盛をつけて周期１／τ0又は１／τ′0の
余 弦曲線で表わすことができる。
A2の値に応じて第２図の如く横座標軸に周波数
又はω・τの目盛をつけて周期１／τ0又は１／τ′0の
余 弦曲線で表わすことができる。
第２図のグラフではτ0及びτ′0の値を適切に選
択すれば、前記補正デバイスの中心作動周波数を
点P1、P3、P7…即ち表示の余弦曲線がゼロにな
つてほぼ直線状の振幅変化を示す時の中心となる
点、又は点P0、P2、P4、P6…即ち該余弦曲線が
最大振幅を通つて凹凸形の２次振幅補正を得る時
の中心となる点に配置することが可能である。
択すれば、前記補正デバイスの中心作動周波数を
点P1、P3、P7…即ち表示の余弦曲線がゼロにな
つてほぼ直線状の振幅変化を示す時の中心となる
点、又は点P0、P2、P4、P6…即ち該余弦曲線が
最大振幅を通つて凹凸形の２次振幅補正を得る時
の中心となる点に配置することが可能である。
中心周波数fcの周りで行なわれている１次補正
は、例えば次の関係式 ωτ0＝2πfcτ0＝（2K＋１）π／２ (6) が確認される毎に、整数Ｋが正の値であるかゼロ
であるかに拘らず実現される。方程式(6)の条件下
では定数τ0に与えるべき値は ωτ0＝2K＋１／４ １／fc (7) に等しい。
は、例えば次の関係式 ωτ0＝2πfcτ0＝（2K＋１）π／２ (6) が確認される毎に、整数Ｋが正の値であるかゼロ
であるかに拘らず実現される。方程式(6)の条件下
では定数τ0に与えるべき値は ωτ0＝2K＋１／４ １／fc (7) に等しい。
これに対し、中心周波数fcの周りで行なわれる
２次補正は係数τ′0を 次式 ωτ′0＝2πfcτ′0＝2K′π／２ (8) 又は次式 ωτ′0＝K′／２ １／fc (9) が確認されるよう選択することによつて実施され
る。但しK′は正の整数又はゼロである。
２次補正は係数τ′0を 次式 ωτ′0＝2πfcτ′0＝2K′π／２ (8) 又は次式 ωτ′0＝K′／２ １／fc (9) が確認されるよう選択することによつて実施され
る。但しK′は正の整数又はゼロである。
式(7)及び(9)のτ0及びτ′0の値を式(3)、(4)及び(5
)
で用いれば第１図に示した本発明のデバイスの遅
延線４〜７に与えるべき定数τ1、τ2、及びτ3の値
が算出される。これらの値は下記の如く示され
る。
)
で用いれば第１図に示した本発明のデバイスの遅
延線４〜７に与えるべき定数τ1、τ2、及びτ3の値
が算出される。これらの値は下記の如く示され
る。
τ0＝2K＋１／４ １／fc (10)
τ1＝2K＋１／２ １／fc (11)
τ2＝2K−2K′＋１／４ １／fc (12)
τ3＝2K＋2K′＋１／４ １／fc (13)
第３図は本発明の補正デバイスの変形例を示し
ている。
ている。
この変形例によるフイルタも第１図の場合と同
様に遅延線４，５，６及び７を介して該フイルタ
自体の入力Ｅに接続された減衰器１，２及び３を
含むが、相違点として第３図の場合はフイルタの
入力Ｅと遅延線４，５，６及び７との間にカツプ
ラ９，１０，１１が配置され、遅延線５と減衰器
２との間にカツプラ１２が、また遅延線６及び７
と減衰器３との間にカツプラ１３が配置される。
これらカツプラは本発明の補正デバイスを例えば
70MHzに近い高周波数で作動させる場合に必要と
される。カツプラ９はフイルタの入力Ｅを遅延線
４の入力とカツプラ１０及び１１の入力とに接続
する。カツプラ１０の一方の出力は遅延線５の入
力に、他方の出力はカツプラ１２の一方の入力に
つながる導線８に接続される。カツプラ１１は遅
延線６の入力に接続された第１出力と、遅延線７
の入力に接続された第２出力とを有する。カツプ
ラ１２は遅延線５の出力と導線８と減衰器２の入
力とを互いに接続する。またカツプラ１３は遅延
線６の出力と遅延線７の出力と減衰器３の入力と
を接続する。減衰器１，２及び３の出力は夫々加
算回路１４の入力に接続され、該回路１４はその
出力Ｓから補正されたデジタル信号を送出する。
様に遅延線４，５，６及び７を介して該フイルタ
自体の入力Ｅに接続された減衰器１，２及び３を
含むが、相違点として第３図の場合はフイルタの
入力Ｅと遅延線４，５，６及び７との間にカツプ
ラ９，１０，１１が配置され、遅延線５と減衰器
２との間にカツプラ１２が、また遅延線６及び７
と減衰器３との間にカツプラ１３が配置される。
これらカツプラは本発明の補正デバイスを例えば
70MHzに近い高周波数で作動させる場合に必要と
される。カツプラ９はフイルタの入力Ｅを遅延線
４の入力とカツプラ１０及び１１の入力とに接続
する。カツプラ１０の一方の出力は遅延線５の入
力に、他方の出力はカツプラ１２の一方の入力に
つながる導線８に接続される。カツプラ１１は遅
延線６の入力に接続された第１出力と、遅延線７
の入力に接続された第２出力とを有する。カツプ
ラ１２は遅延線５の出力と導線８と減衰器２の入
力とを互いに接続する。またカツプラ１３は遅延
線６の出力と遅延線７の出力と減衰器３の入力と
を接続する。減衰器１，２及び３の出力は夫々加
算回路１４の入力に接続され、該回路１４はその
出力Ｓから補正されたデジタル信号を送出する。
第１図は本発明によるデジタル信号スペクトル
の１次及び２次振幅ひずみの補正デバイスの原理
説明図、第２図は第１図のフイルタの周波数振幅
レスポンスを示すグラフ、第３図は本発明の補正
デバイスの一具体例を示す説明図である。 １，２，３……減衰器、４，５，６，７……遅
延線、８……導線、９〜１３……カツプラ、１４
……加算器。
の１次及び２次振幅ひずみの補正デバイスの原理
説明図、第２図は第１図のフイルタの周波数振幅
レスポンスを示すグラフ、第３図は本発明の補正
デバイスの一具体例を示す説明図である。 １，２，３……減衰器、４，５，６，７……遅
延線、８……導線、９〜１３……カツプラ、１４
……加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デジタル信号のスペクトルの１次及び２次振
幅ひずみを補正するデバイスであつて、式 Ｈ（jω）＝１＋acosωτ0＋a′cosωτ′0で示され
る
総合的伝達関数Ｈ（jω）をもつフイルタからな
り、時定数τ0及びτ′0がＫ及びK′を正の整数、fcを
補正が行なわれる時の中心となる周波数とした場
合に関係式 τ0＝2K＋１／４×１／fc及びτ′0＝K′／２×１／f
c を満たすよう決定され、前記フイルタが３つの減
衰器を有し、第１減衰器が所定の遅延時定数τ0を
もつ第１遅延線を介して該フイルタ自体の入力及
び出力間に結合され、第２減衰器が第１遅延線の
定数τ0の２倍に等しい遅延定数τ1を有しそれ自体
の上で短絡される第２遅延線を介して該フイルタ
の入力及び出力間に結合され、第３減衰器が互い
に並列接続された第３及び第４遅延線を介して該
フイルタの入力及び出力間に結合され、前記第３
遅延線の遅延定数τ3は第１遅延線の遅延定数と遅
延定数τ′0との差τ0−τ′0に等しく、第４遅延線の
遅延定数τ4は第１遅延線の遅延定数τ0と時定数τ′0
との和に等しいことを特徴とするデバイス。 ２ 第１減衰器の減衰比が一定であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載のデバイス。 ３ 前記諸減衰器が加算器を介してフイルタの出
力に接続されることを特徴とする特許請求の範囲
第１項又は第２項に記載のデバイス。 ４ 前記諸遅延線が高周波数結合回路を介してフ
イルタの入力に接続されることを特徴とする特許
請求の範囲第１項から第３項のいずれかに記載の
デバイス。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8401463A FR2559000B1 (fr) | 1984-01-31 | 1984-01-31 | Dispositif correcteur des distorsio |
| FR8401463 | 1984-01-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60180224A JPS60180224A (ja) | 1985-09-14 |
| JPH0449814B2 true JPH0449814B2 (ja) | 1992-08-12 |
Family
ID=9300622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1525885A Granted JPS60180224A (ja) | 1984-01-31 | 1985-01-29 | デジタル信号のスペクトルの１次及び２次振幅ひずみを補正するデバイス |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0151453B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60180224A (ja) |
| DE (1) | DE3565445D1 (ja) |
| FR (1) | FR2559000B1 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2444063A (en) * | 1944-12-07 | 1948-06-29 | Bell Telephone Labor Inc | Electric circuit equalization |
| GB630200A (en) * | 1946-06-05 | 1949-10-07 | Gen Electric Co Ltd | Improvements in and relating to radio signalling systems |
| US2579285A (en) * | 1949-08-13 | 1951-12-18 | Bell Telephone Labor Inc | Transmission line distortion corrector |
-
1984
- 1984-01-31 FR FR8401463A patent/FR2559000B1/fr not_active Expired
-
1985
- 1985-01-29 EP EP19850100879 patent/EP0151453B1/fr not_active Expired
- 1985-01-29 DE DE8585100879T patent/DE3565445D1/de not_active Expired
- 1985-01-29 JP JP1525885A patent/JPS60180224A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2559000A1 (fr) | 1985-08-02 |
| EP0151453A2 (fr) | 1985-08-14 |
| DE3565445D1 (en) | 1988-11-10 |
| FR2559000B1 (fr) | 1986-08-29 |
| JPS60180224A (ja) | 1985-09-14 |
| EP0151453A3 (en) | 1985-09-11 |
| EP0151453B1 (fr) | 1988-10-05 |
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