JPH04500121A - 地中聴音システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 地中聴音装置 ［技術分野〕 本発明は電子処理回路を存する機械的変換器により構成される、特に地震波のよ うな機械的振動を測定するためのセンサに関するものである。

Ｃ背景技術］ 上記のセンサは加速度をディジタル出力信号に変換する。地震信号の測定のため には地震計あるいは地中聴音装置が利用される。これらの地中聴音装置は一般に 複数のグループにおいて直列に接続され、測定ステーションに接続された受動的 なアナログセンサである。地中聴音装置の振動により、永久磁石の磁界内に可動 的に支持されたコイル内に電圧を誘起する。高感度化を達成するために磁石の質 量は大きく、これによって地中聴音装置とこれが植設された大地との間の高周波 における結合に対して好ましくない影響を及はす。地中聴音装置と測定ステージ ョン間のアナログ接続は、外部電磁波による妨害に感応する。

測定ステーションにおいては、地中聴音装置のアナログ出力信号は増幅されサン プリングされてディジタル化される。解像度に対して課された高い要求のため、 アナログディジタルコンバータおよびこの目的に要求されるアンチアリアスフィ ルタは部品の許容度に対して極めて敏感なため、ＩＣ技術における製造はほとん ど不可能である。

適当に動作しない地中聴音装置によっては、収集された地震データは大きく損な われる。このデータにおける欠陥はデータ処理の間においてのみ明らかになる。

したがって、その段階における回復はもはや不可能になる。これを防止するため に地中聴音袋はフィールドで試験される。

ＵＳ−Ａ３４２９１８９　（エッチ、エフ、クラベ　Ｈ，Ｆ、Ｋｒａｂｂｅ）か ら加速度計はディジタル出力信号を発生することか知られている。このセンサ装 置は、慣性質量の位置を決定するセンサ素子と前記慣性質量の再配置を行う駆動 コイルから構成されている。センサ素子の出力値が正または負の値を越えた時、 パルス電流が駆動コイルを通って流れる。これによって慣性質量にローレンツ力 が作用するが、これは測定すべき加速度により生ずる力とは反対に作用する。慣 性質量の運動は再配置力によりほぼゼロに減少される。電流パルスの幅は短く一 定のため、電流パルスの絶景は平均ロレンツ力に比例し、従って加速度に比例す る。、ディジタルコンピュータにより加速度は計算できる。測定すべき機械的入 力信号の速度は出力信号の周波数に比例する。実際に周波数出力を有するセンサ はこのようにして得られる。

この加速度計はいくつかの欠点を有しておりこのため地震測定には適していない 。地震測定において要求されるような大きなダイナミックレンジを実現するため には閉ループゲインを非常に大きく選ぶ必要がある。このため、センサ装置の制 動が大きく減少して不安定となる。これはフィードバックループ内に微分回路網 を含ませることにより防止できる。位置検出素子と微分回路との組み合わせは従 って速度検知器を形成する。地震測定装置においては、地中聴音装置は水平ある いは垂直方向で使用できることが望ましい。このすでに知られた加速度計を位置 検出器とともに両方向に使用するためには、測定範囲は慣性質量の重力加速度を 補償できるように十分大きくなければならない。従って、地震測定に使用するた めには１ｍ／ｓ２が十分であるため、測定範囲を不必要に大きくする必要がある 。さらにこのすでに知られた加速度計は機械的入力信号によってのみ試験できる ため、沢山の植設された地中聴音装置に対しては好ましくない。

［発明の開示コ 本発明の目的はこれらの欠点を除去したディジタル地中聴音装置を提供すること にある。

本発明の地中聴音装置は特許請求の範囲により詳細に記載されているが次のよう な特徴を備えている。すなわち、ディジタル通信のためケーブルに対する妨害の 影響は小さく、また地中聴音装置と測定ステーション間の距離を大きくてきる。

アナログディジタルコンバータおよびアンチアリアスフィルタは部品の許容度に 対して敏感でないため、ＩＣ技術による製造が可能であり、従ってアナログディ ジタルコンバータおよびアンチアリアスフィルタは地中聴音装置内に含めること ができる。地中聴音装置のバンド幅は大きく、これはティジタルフィルタにより 決定されるため、大きな自由度をもたらす。慣性質量か小さいため、地中聴音装 置は小さな体積と共に小さな重量を有しこれによって良好な大地との結合を確保 できる。慣性質量の変動か小さいため、大きな横方向強度を有するスプリングを 使用できる。本発明の地中聴音装置はどのような位置においても使用でき、軸方 向の振動にのみ感応する。ディジタル試験信号により地中聴音装置の移動および 歪みが測定できる。

［図面の簡単な説明］ 以下、図面を参照して本発明をより詳細に説明する。

第１図は本発明の地中聴音装置の回路図である。第２図は第２のフィードバック ループにより改良された雑音抑制が行われるディジタル地中聴音装置の回路図で ある。第３図は高いサンプリング速度が可能な地中聴音装置の回路図である。

第４図は入力信号および試験信号の周波数特性と量子化ノイズの影響を示す図で ある。第５図は地中聴音装置に使用される機械的変換器を示す図である。第６図 は慣性質量に対する心力が強固な構造により吸収される、地中聴音装置に使用可 能な機械的変換器を示す図である。第７図は池中聴音装置を試験し、このために 高調波歪みを測定する回路の要素を示す図である。

［発明を実施するための最良の形態］ 第１図は本発明の地中聴音装置の回路図を示す。機械的信号は点線で、電気的信 号は実線で示されている。地中聴音装置は慣性質ｆｆ１２に力Ｆａを作用させる 入力加速度Ｘ　（ｓ）を受ける。この力Ｆａと以下に説明するローレンツ力Ｆ１ との結果として生ずる力がゼロにに等しくない場合は、質量スプリング装置３の 慣性質量２の運動を結果として生ずる。そしてこの運動は速度センサ４によって 検出される。速度センサ４の動作は第５図および第６図により、詳細に説明され る。

物理的な見地からセンサ素子４は出力電圧を有するが、それをＩＣ技術を用いて 実現する観点からは、この電圧はアナログ入力増幅段により出力電流に変換され る。センサ素子４の増幅段は増幅器５により増幅される。信号はクロック７の命 令ｒＨＯＬ　ＤＪに従ってサンプリング素子６によりサンプリングされる。クロ ック７は外部同期信号ｒＳＹＮＣＪより制御される。サンプリングされた信号は 、タロツク７の命令ｒＳＴＡＲＴＪに従ってアナログディジタルコンバータ８に よリディジタル信号に変換される。サンプリング周波数ｆｓは高く、少くもｉ量 スプリング装置３の共振周波数よりはるかに高い。アナログディジタルコンバー タ８の限定された解像度のため、コンバータ８はＩＣプロセスにより実現できる 。

ディジタル出力信号Ｙ　（ｓ）は、インバータ９により反転され、この結果フィ ードバック回路内の信号は入力信号と反対の位相になる。ディジタル加算器１０ はテスト信号Ｔ　（ｚ）を反転出力信号に加算する。測定期間中信号Ｔ　（ｚ） はゼロに等しい。センサ装置ユの試験は第７図を７照してより詳細に説明される 。加算器１０の加算信号はディジタルアナログコンバータ１１により電流１２に 変換される。力変換器１２は電流１２に比例するローレンツ力Ｆ１を慣性質量２ に作用させる。ローレンツ力により、慣性質、ｔ２の運動はほぼゼロになる。

池中聴音装置を地震測定に使用するために、池中聴音装置の試験が必要である。

ディジタル地中聴音装置の伝達関数はテスト信号Ｔ　（ｚ）により試験すること ができる。ディジタル加算器〕０により、テスト信号は反転された出力信号に加 算され、ディジタルアナログコンバータ１１により電流１２は変換器１２を介し て伝送される。慣性質ｊｉ１２は入力加速信号によるのと同様に励起される。地 震帯域においては伝達関数Ｙ　（ｚ）　／Ｔ　（ｚ）は周波数異存因子を除いて 伝達関数Ｙ（ｓ）Ｘ／　（ｓ）にほぼ等しい。試験装置の使用のためには、出力 信号とテスト信号は同期することが必要である。従ってｒＳＴＡＲ，ＴＪ命令が 外部同期信号の制御の下にクロックにより発生される。

導線の数を減らすため、地中聴音装置と測定ステー／シン間においては直列通信 か用いられる。従って、一群の地中聴音装置の出力信号を測定ステーノヨンと接 続する共通データ線と、直列通信を制御する制御信号が用いられる。制御信号は 各地中聴音装置に提供される符号化装置と特種コードを利用する。テスト信号と 同期信号は特殊なビット組み合わせにより制御信号内に収容される。かかる通信 装置はすてに知られているため、これ以上詳細な説明は省略する。

第２図はディジタル地中聴音装置の他の回路図である。速度検出素子４の出力電 流はここでは以下に述べる電流１２に加算され、増幅器５゛により増幅される。

増幅器５′は非常に高い利得とローパス伝達特性を有している。周波数特性のカ ットオフ点は非常に低いため、入力信号は積分される。ローパスフィルタ５′の 出力信号はサンプリング素子６により命令ｒｎ　ＯＬ　ＤＪに従ってサンプリン グされる。アナログディジタルコンバータ８は、電圧をディジタル出力信号Ｙ　 （ｚ）に変換し、インバータ９による反転の後、出力信号Ｙ　（ｚ）はテスト信 号Ｔ　（ｚ）に加算される。得られた加算信号はディジタルアナログコンバータ １１により、２つの出力電流１１および１２に変換される。電流１１は速度検出 素子４の出力１゛ｉ号ｆこ加算され、ローパスフィルタ５′により積分される。

力変換器１２は電流１２に比例するローレンツ力Ｆ１を慣性質ｊ１２に作用させ る。

ローパスフィルタ５−の利得は高く選定される。速度検出器４は慣性質！１２の 運動のみを検出できるため、センサ装置１における周波数ゼロの信号に対するフ ィードバックは遮断される。ローパスフィルタ５゛のオフセット電圧は出力端に おいては非常に高い利得て現れ、従ってセンサのダイナミックレンジを制限する 。

ＩＣ技術においてはオフセット補償の実現は困難であり、従って高価になる。電 ａｌｌに第２のフィードバック回路を提供することにより、この欠点は限定され る。ローパスフィルタ５−のオフセットは電流１１によりリセットされ、ローパ スフィルタ５゛の利得はダイナミックレンジを制限するオフセットなしにここで は非常に高く選定される。第２のフィードバック回路により量子化ノイズのさら に十分な抑制が可能となる。これについては以下にさらに詳細に説明する。

２つの出力電流を存するディジタルアナログコンバータ１１は複数の出力を有す るカレントミラーによりＩＣ技術において実現できる。

第３図は他の代替え回路図である。同図においては電流１１．１２は２つの別々 のディジタルアナログコンバータ１ユ、１１−により発生される。この回路図に よる装置により、ディジタル語が電流１１に変換されるサンプリング速度は、電 流１２を発生するサンプリング速度よりはるかに高く選ぶことができる。その利 点は、サンプリング速度が電ｉａ　ｉ　２の最大周波数により制限されず、従っ て駆動コイル１２の両端の電圧は供給電圧よりも低いことである。アナログディ ジタルコンバータ８およびディジタルアナログコンバータ１１′のサンプリング 周波数を非常に高く選定することにより、それらのために低い解像度を有する部 品を使用することかできる。演算ユニット１０−はここで反転出力信号Ｙ　（ｚ ）をテスト信号Ｔ　（ｚ）に加算し、加算信号を積分した後、回路７のクロック 信号に従って信号をディジタルアナログコンバータ〕１の方向に送る。演算ユニ ットＸＯ′のローパス特性によって得られる加算信号の積分はフィードバックさ れた信号の解像度を改善する。　第４図はセンサ装置の周波数特性を示す。質量 スプリング装置３は地震帯域幅内に存在する共振周波数を有しているが、高い開 ループ利得のためにセンサ装置１の地震帯域幅内での伝送は質量スプリング装置 ３の周波数特性の影響をほとんど受けない。地震帯域幅より高い周波数に対して は、質量スプリング装Ｗｔ３およびローパスフィルタ５′の低い伝達関数のため 、開ループ利得は小さい。センサ装置１の伝達関数Ｙ　（Ｓ）　／Ｘ　（ｓ）は 周波数の増加とともに減少する。速度検出素子４は慣性質ｊ１２の運動のみを検 出するため、センサ装置１の伝達関数は地震帯域幅より低い周波数においては低 い。

アナログディジタルコンバータ８の解像度は低く、量子化ノイズは圧力信号に加 算される。この量子化ノイズは周波数帯域全体に均一に分布するが、低周波域に おける高い開ループ利得のため量子化ノイズの出力信号に対する影響は小さい。

高周波域においては開ループ利得は低下し、量子化ノイズは最早抑圧出来ない。

第４図においては、量子化ノイズの出力信号に対する影響は囲われた領域で示さ れている。同図から地震帯域幅（周波数ｆｃまで）における量子化ノイズの影響 は強く抑圧されることが明らかである。非常に高いサンプリング速度あるいは複 数のフィードバックループの採用により、量子化ノイズを最大に抑圧することが できる。

ディジタルローパスフィルタの採用により、周波数ｆｃ以上の周波数も抑圧する ことか可能である。ディジタルフィルタの採用の結果、信号対雑音比は増加し、 ディジタル出力信号の解像度も改善される。地中聴音装置データを加算すること により一つのグループに属する複数個の地中聴音装置のディジタルフィルタを結 合することも可能である。ローパスフィルタの後にディジタル信号を再サンプリ ングすることにより、データ通信チャンネルおよびデータメモリの容量をより効 率的に使用することかできる。もしこのフィルタをＶＬＳＩで製造すれば、この フィルタは地中聴音装置の内部に収容することかできる。この技術はすでに良く 知られているため、これ以上詳細な説明は行わない。

第５図は機械的変換器１３を示す。この変換器１３は慣性質量２により構成され ており、この慣性質量２はさらに、マグネット１４、隔離ピース１５および複数 個の内部ポールピース１６とハウジング１７からなり、二のハウジング１７には 検出コイル１８、駆動コイル１９、補償コイル２０および中空ポールシュー２１ が含まれている。慣性質量２はスプリング２２によりハウジング１７内に支持さ れている。慣性質量２の運動は検出コイル１８内の磁束を変化させ、これによっ て電圧を誘起する。検出コイル１８は補償コイル２０に直列接続されており、ま た電子処理装置の入力端にも接続されている。マグネット１４により発生された 磁界は補償コイル２０のエアギャップ内ではゼロのため、慣性質量２の運動は補 償コイル２０内に電圧を誘起しない。駆動コイル１９は電子処理装置に接続され ており、またマグネット１４の磁界内に配置されている。もし電流が駆動コイル １９を通って流れると、ローレンツ力Ｆｌ−Ｂ−ｉ−１が慣性質量２に作用する 。磁束密度Ｂおよびコイル長１は一定のため、ローレンツ力Ｆ１は電流ｉに比例 する。さらに駆動コイルコ９を通って流れる電流は、駆動コイル１９と検出コイ ル１８間の相互誘導により誘導電圧を生ずる。電子処理装置がこの誘導電圧を慣 性質量２の運動と認識することを防止するため、補償コイル２０が設けられてい る。隔離ピース１５の相互透磁率の値はマグネット１４即ち空気の相互透磁率の 値に等しいため、補償コイル２０内に誘起される電圧は検出コイル１８における 誘起電圧に等しくなる。しかし２つのコイルの巻回方向は互いに逆方向になって いるため、これらのコイルを直列に接続することにより駆動コイル］９を通って 流れる電流により誘起される電圧はゼロになる。

これらのコイル間には容量結合が生ずる可能性がある。これを防止するために、 内部ボールンユ−１６はコア２３により、相互に結合され、さらに電子処理装置 の電子質量に結合されている。コア２３の材料は導電性を有するが磁気的には非 導磁性であり、例えば銅で構成される。コア２３はまたポールピ−ス６、マグネ ット１４および隔離ピース〕５をスプリング２２に機械的に設置するために用い られている。にかわ止めによる機械的な結合が可能ではあるが、耐衝撃性の観点 からは好ましいとは言えない。

第５図による機械的な構造は単純であるが、磁性材料により作られた外部ボール ンユー２１か内部ポールシュー１６およびマグネット１４により吸引されるとい う欠点かある。従ってスプリングはマグネット１４の吸引力を補償するのに十分 な心力を生成するために半径方向に十分な強度を有する必要かある。第６図には このような欠点を除去した機械的変換器１３′が示されている。慣性質量２゛は ここではマグネット１４、隔離ピース１５、内部ポールピース１６および外部ポ ールシュー２１゛で形成されている。ハウジング１７は検出コイル１８、駆動コ イル１９および補償コイル２０から構成されている。外部ポールシュー２１゛は スポーク２３′により内部ポールピース１６の外側に強固に固定されている。

内部ポールピース１６、マグネット１４および外部ポールシュ−２１′間の磁気 的吸引力は、ここでは強固な機械的結合により吸収される。慣性質量２゛はスプ リング２２によりハウジング１７内に支持されている。

第７図はセンサ１の歪レベルを測定する方法を示す。リードオンリーメモリ２４ はディジタル化された符号信号を含んでいる。スイッチ２５はリードオンリーメ モリ２４を読み出し、テスト信号Ｔ　（ｚ）を発生する。テスト信号Ｔ　（ｚ） の周期はクロックジェネレータ２６およびカウンタ２７により発生されたクロッ ク周波数により決定される。テスト信号の周波数は調整器ｎ１により変化される 。

テスト信号Ｔ　（ｚ）は慣性質量２を励起し、加速度入力信号Ｘ　（ｓ）をシミ ュレートする。出力信号Ｙ　（ｚ）はテスト信号Ｔ　（ｚ）および加速度信号Ｘ 　（ｓ）の応答を含んでいる。

同時に、第２のスイッチ２８は、クロックジェネレータ２６およびカウンタ２７ により決定される周期によりリードオンリーメモリ２６を読み出す。このテスト 信号は第１のテスト信号の周波数のｎ２／ｎ１倍の周波数で発生される。この信 号はマルチプライヤ３０により、センサ１の出力信号と乗算される。マルチプラ イヤ３０により形成された積は出力信号Ｙ　（ｚ）とこれよりｎ２／ｎ１倍の周 波数を６するテスト信号の和および差の周波数により構成されている。ｎ２／ｎ １倍の周波数を有する出力信号の高調波歪はマルチプライヤ３０の出力端におけ るゼロ周波数に関する差を測定することにより決定される。出力信号Ｖ　（ｚ） はテスト信号Ｔ　（ｚ）の周波数のｎ２／ｎ１倍の周波数を有する高調波歪であ る。

ローパスフィルタ３１はこの周波数をマルチプライヤ３０の信号からフィルタリ ングする。ローパスフィルタ３１のカットオフ周波数は、地震信号のスペクトラ ムにおけるフィルタの帯域幅を決定する。カットオフ周波数を低く選定するにし たがって、入力加速度の結果としての環境ノイズは減少する。信号Ｙ　（ｚ）お よび信号Ｔ　（ｚ）の語長は短いため、ディジタル回路の実現は簡単である。

補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成３年２月１２日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．機械的変換器および電子処理装置からなり、前記機械的変換器は慣性質量お よび力変換器からなり、前記慣性質量は入力加速度信号および前記力変換器によ り励起されるように構成されており、この励起はセンサ素子により検出され、前 記力変換器は前記電子処理装置により制御され、前記電子処理装置は前記センサ 素子により制御されるアナログディジタルコンバータにより構成されている地中 聴音装置であって、前記センサ素子（４）は前記慣性質量（２）の速度を検出し 、かつ、非常に高い利得を有する増幅器（５）によりアナログディジタルコンバ ータ（８）を制御し、前記アナログディジタルコンバータ（８）の出力はディジ タルアナログコンバータ（１１）の入力に接続されており、前記ディジタルアナ ログコンバータ（１１）の出力はカ変換器（１２）を制御することを特徴とする 地中聴音装置。 ２．前記増幅器（５′）はローバス特性を有し、この入力は、前記増幅器（５′ ）のオフセットの結果として生ずるアナログディジタルコンバータ（８）の制御 を制限し、かつ、量子化ノイズを抑圧するために、速度センサ素子の他に前記デ ィジタルアナログコンバータ（１１）の出力に接続されていることを特徴とする 請求項１に記載の地中聴音装置（第２図）。 ３．前記増幅器（５′）の入力は、センサ素子の他に前記ディジタルアナログコ ンバータ（１１′）の出力に接続されており、前記ディジタルアナログコンバー タ（１１′）の入力はインバータ（９）により制御され、このインバータ（９） はまた、演算ユニット（１０′）を制御し、この演算ユニット（１０′）はクロ ック（７）からの命令により他のディジタルアナログコンバータ（１１）を制御 し、前記演算ユニット（１０′）はディジタル信号を積分することを特徴とする 請求項２に記載の地中聴音装置（第３図）。 ４．ディジタルテスト信号（ｚ）が加算段（１０、１０′）において前記アナロ グディジタルコンバータ（８）の出力信号に加算され、この加算段（１０、１０ ′）の出力は前記ディジタルアナログコンバータ（１１）に接続され、これによ ってこのテスト信号に応じて、また力変換器（１２）により前記慣性質量（２） に力を作用させ、前記アナログディジタルコンバータに対する前記クロック信号 （７）はまた、前記テスト信号に対するクロック信号としても作用することを特 徴とする請求項１、２または３に記載の地中聴音装置（第１、２、３図）。 ５．中空のポールシュー内に同軸的に配置された検出コイルおよび駆動コイルを 含む同軸永久磁石装置および同軸コイル装置からなり、一方の装置は可動であり 他方の装置は静止し、これらの装置の間にスプリングが設けられた、特に地震波 のような機械的な振動を検出する変換器であって、前記磁石装置はその両側に２ つの内部ポールシュー（１６）を備えた永久磁石（１４）により構成され、前記 駆動コイル（１９）は前記内部ポールシュー（１６）の内の一つと外部ポールシ ュー（２１）の間の空隙に配置され、検出コイルは他の前記内部ポールシュー（ １６）と外部ポールシュー（２１）の間の空隙に配置され、補償コイル（２０） は前記磁石（１４）の碓界の外側で、かつ、前記外部ポールシュー（２１）の内 側に配置され、前記駆動コイル（１９）により前記補償コイル（２０）内に発生 された交番磁束により誘起された誘導電圧は検出コイル（１８）内の交番磁束に より誘起された誘導電圧にほぼ等しくなるように構成されていることを特徴とす る変換器（第５図）。 ６．前記外部ポールシュー（２１′）は２本のスポーク（２３′）により前記内 部ポールシュー（１６）に機械的に強固に結合されていることを特徴とする請求 項５に記載の変換器（第６図）。 ７．前記磁石装置は前記補償コイル（２０）の前にある第３の内部ポールシュー （１６）からなり、かつ、非磁性間隙（１５）により第１の内部ポールシュー（ １６）から分離されていることを特徴とする請求項５または６に記載の変換器（ 第５、６図）。 ８．前記内部ポールシュー（１６）は装置の軸方向に向けられた非導電性のコア （２３）により相互に結合されていることを特徴とする請求項５、６または７に 記載の変換器（第５、６図）。 ９．ディジタルテスト信号は地中聴音装置を制御するメモリに蓄えられた信号の 読み出しにより発生され、第２のディジタルテスト信号は前記メモリをｎ倍早い 速度で読み出すことにより発生され、ディジタル乗算器は前記第２のテスト信号 を出力信号と乗算し、ローパスフィルタは前記乗算器の出力信号から第ｎ次の高 調波歪を抽出することを特徴とする請求項１、２、３または４に記載の地中聴音 装置の試験方法（第７図）。