JPH04500558A - 適応波形レーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 適応波形レーダ 発明の分野 本発明はレーダシステムに関し、さらに詳しくは、レーダおよび同一周波数帯に おける狭帯域の通信型エミッタを動作させるための技術および装置に関している 。本発明によって、レーダの送信機と受信機に良好な信号検出能力と、最適化さ れた分解能、および曖昧さのない動作を具備せしめることができる。

発明の背景 レーダパルスの波形設計の当業者にとって、レーダ目標の分解能はレーダ波形の バンド幅に逆比例し、ているという事実はよく知られている。最適な理論的検出 動作は、どのようなレーダシステムであっても、パルスの波形エネルギーと受信 機ノイズの形状にのみ依存しているということもまたよく知られている。せん頭 重力が限定されたレーダ発信機を用いて波形エネルギーを増大させるために、長 い持続時間のパルス、一定のエンベロープ（ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｅｎｖｅｌｏｐ ｅ）　％および広いバンド幅の信号を用いることが試みられている。これらの試 みは次の文献に明らかである：ハットマンのドイツ特許出願ＮＯ，７８８，０８ ８；コーエルのドイツ特許Ｎｏ、　８９２．７７２；スプロール等の英国特許出 願Ｎｏ、　８０４．４２９；デ（−／ヶの合衆国特許ＮＯ，２６２４，８７６； およびダーリントンノ合衆国特許Ｎｏ、　１．６７８，９９９゜ 一般に、上記に述べたシステムにおける長いそして高エネルギーのレーダパルス は位相（または周波数）変調（またはコード化）されていて、そのパルス幅のみ によって予想されるよりもはるかに大きな値のバンド幅を実現する。そして、シ ステムの受信機が、受信したエコーを処理する時に、除去されなければならない のがこの位相（または周波数）変調（またはコード化）である。そうするために 、受信した長いパルスは、受信機によって、狭いそして高い振幅のパルスに圧縮 される。多くの慣用のシステムにあって、この圧縮は固定のアナログ分散型遅延 線の中で実施される。サーミナニ等によって８願され、出願係属中の°ＦＭ　Ｍ ｏｄｕｒａｔｌｏｎ　Ｔｅｃｈｕｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　Ｐｒ。

ｄｕｃｉｎｇ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ　Ｂａｎｄｓ−周波数 排除バンド生成のためのＦＭ変調技術°という名称の特許出願（合衆国特許出願 Ｎｏ、　１９８．５７９　）　、およびシュライバー等による同じく出願係属中 の“Ｎａｒｒｏｗ　Ｂａｎｄ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　５ｕｐｐｒｅｓｓｏ ｒ　ｆｏｒ　Ｐｕ１ｓｅ　ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｒａｄａｒ−パルス圧縮レ ーダのための狭いバンドの妨害抑制器”という名称の特許出願（合衆国特許出願 Ｎｏ、　１９６．５７８　、両出願とも本発明の譲受人が譲受している）には、 前記圧縮は、リアルタイムのプログラム可能な離散的フーリエ変換／逆フーリエ 変換デバイスを使用して、ディジタル的に実施しうろことが開示されている。受 信した時間波形のフーリエ変換はリアルタイムで行なわれ、共役位相の重み付が されて位相変調（またはコード化）をキャンセルし、振幅の重み付けがされてテ ンポラルサイドローブまたは曖昧さが制御され、そして次に時間ドメインに再び 変換される。

しかしながら、そのようなレーダシステムは電磁環境下で使用しなければならな いが、該環境下では、パルス圧縮レーダと同じバンド幅内の種々の周波数におい て作用する狭いバンド幅の高電力の妨害源があるので、もし受信した妨害信号と 所望の小さなエコー信号が、従来のように、アナログ分散型遅延線によって処理 されるならば、結果として生ずる圧縮された時間パルスは、より大きな妨害の存 在のために歪められてしまいそして検出不能になる可能性がある。

この問題を解決する一つの方法は、パルスの再圧縮の前に、レーダ受信機に狭い 、固定バンド幅の、バンド除去フィルタを装備する事によって、不要の妨害周波 数を、受信した信号が分散型遅延線を通過する前に、減衰させることであるが、 にもかかわらず、該妨害の中心周波数とバンド幅は、時間とレーダの方位角の関 数として変化するので、狭バンド除去フィルタは妨害を追尾しなければならない 。その結果、レーダは環境のスペクトル分析を行はなければならない、すなわち 、レーダの動作バンド内の妨害エミッタを正確に捉え、望ましくないエミッタの 中心周波数にバンド除去フィルタを同調させなければならない。

しかしながら、実際問題として、狭い、固定バンド幅の、バンド除去フィルタは 、妨害およびノイズの如何にかかわらず、信号それ自身を減衰させるので、信号 ／ノイズ比の重大な損失が起る。このことは、特に、複合狭バンドキャンセラが 複合バンド内妨害を除去するために必要とする場合に著しい。信号処理の分野で よく知られているように、このことは、受信機の変換機能が伝達された信号に対 して“マツチドフィルタ”でないという事実に起因している；すなわち、ミスマ ツチフィルタ損失のために、検出後の信号／ノイズ比が低下することに起因する 。

検出後の信号／ノイズ比の低下にもかかわらず、狭められた、固定バンド幅の、 バンド除去フィルタは圧縮パルスのテンポラルサイドローブの許容し難い増大を もたらす。信号分析の分野でよく知られているように、圧縮パルスのテンポラル サイドローブのこの増大は、受信機変換機能が再圧縮パルスの“ベアドエコー（ Ｐａｌｒｄ　Ｅｃｈ。

）”歪みを起こすという事実からくる。換言すれば、ベアドエコーの振幅がバン ド除去フィルタの相対バンド幅に比例しており、そして信号の主パルスに関連し たそれらのタイムロケーションが、原信号の中心周波数からのそれらの変位によ って決定されるという事実に起因している。

しばしば、主ローブ／サイドローブ比のこの増大は、曖昧さと呼ばれる、という のは、この増大によって、実際には目標が一つしかないのに、多くの目標がある ように見えるからである。従って、従来のシステムは妨害バンドの回避のために は伝達された信号に適合しておらず、妨害除去の上で、単に不適合受信信号を濾 過しているだけである。その結果、検出性の損失と信号の歪みをもたらし、分解 能の低下と曖昧さを増大させる。

発明の詳細な説明 本発明は、レーダが、多くの、同時発生的な、インバンドおよびアウトオブバン ドの狭いバンド幅の妨害を含んでいる電磁環境下で動作することが要求されてい る場合に、該レーダの検出機能を回復し、レーダ分解能を最適化し、そして曖昧 さの無い動作を回復するための方法およびその装置に関している。

特に、本発明はレーダシステムの電磁環境をサンプリングする自動チャンネルモ ニタを使用することに一つの特徴がある。この環境サンプリングから必要なバン ド幅とその後の波形の計算のためのデータベースとして使用される電磁妨害（Ｅ ＭＩ’Ｉプロファイルが得られる。次いで、信号のための適切なバンド幅と中心 周波数が決定される。そして、これらの情報を基に、適応波形プロセッサによっ てレーダ波形が設計される。該波形は該妨害を持った無エネルギーのインバンド を含んだスペクトルを有している。それと同時に、該プロセッサはまた、妨害を ノツチアウトし、それ等のレベルを受信機ノイズ以下に引下げるマツチドフィル タを設計する。受信機が、次いで、あるイコライザ係数によってイコライズされ ることによつて、レーダパルスが受信されたときに、適切な主ローブ／サイドロ ーブ比が圧縮パルスの中で得られる。その結果、そこには妨害を伴った無エネル ギーのインバンドがあり、そして許容し得る主ローブ／サイドロブ比になってい るので、最適の検出、すなわち、一つのマツチドフィルタの解が得られる。かく して、本発明によって、レーダシステムは多くの同時発生的なインバンドおよび アウトオブバンドの狭いバンド幅の妨害を含む電磁環境下での動作が可能となる 。

それ故、本発明の一つの目的は、レーダおよび狭いバンドの通信型エミッタが同 じ周波数のバンド内で動作することを可能にすることである。

本発明の他の目的は、最適な分解能、曖昧さの無い動作１、および良好な検出性 能を有するし・−ダンステムを提供することである。

本発明のさるに他の目的は、検出範囲を回復するために、発信機電力を増大させ る必要が無く、また、目標追尾、に於ける範囲の曖昧さをめぐって動作するのに 、データ処理の負荷を増大させる必要の無いレーダシステムを提供することであ る。

上記に述べた本発明の目的および利点は、添付図面に示される本発明の実施例に ついての以下に記述する詳細な説明によってより明確にされ、また本発明自身も ４−分に理解されるであろう。

図面の簡単な説明 特表千４−５００５５８　（５） 第１図は本発明の適応波形レーダシステムに必要な種々の構成部品を示すブロッ ク線図である。

第２図は不適応波形に対する、ＥＭＩプロファイルと、リニヤＦＭ、固定バンド 幅、中心周波数レーダの理想化された発信機信号スペクトルを示すＩｓ図である 。

第３図は妨害の存在下で動作するりニヤＦＭレーダ信号の欠陥を示す線図である 。

第４図は第２図と同様な図面であるが、ＥＭＩ環境下で動作する適応波形に対す る状態を示している。

第５図は適応波形に対する、ＥＭＩの無い場合と、ＥＭＩと狭いバンドキャンセ ラがある場合のパルス圧縮を示している。

第６図は本発明に用いるリアルタイムの高速フーリエ変換シュミレータの線図で ある。

第７図は妨害の無い場合のマツチドフィルタの検出性能を示す表である。

第８図は妨害のある場合のシニミレーション結果を示す表である。

第９図は本発明の方法および装置を用いることによって、マツチドフィルタの検 出性能が妨害環境下で期待通り達成されることを示す表である。

第１０図は本発明を用いることによって得られる波形と、第５図で得られる波形 との差異を示す線図である。

第１１図はフィードアンテナの代りにアンテナアレイを用いた本発明の第２の実 施例を示すブロック線図であ発明の詳細な説明 パルス圧縮波形のスペクトルが、その位相（または周波数）変調（またはコード 化）によって決定されるということはよく知られている。また、そのようなパル スの最適な検出は、マツチドフィルタ、すなわち、パルスの７一リエ変換振幅な らびにパルスのフーリエ変換位相に共役した位相応答と同じ振幅応答を有するフ ィルタを使用することによって達成されるということもよく知られている。

一方、バンド限定された信号が信号のバンド幅の二倍より大きな速度、すなわち 、ニキスト割合（ｔｈｅ　ｘｙｑｕｉｓｔｒａｔｅ）で採取されたサンプル値に よって表され得るということが種々の文献に開示されている。さらに、そのよう なサンプルのかたまりの離散的高速フーリエ変換（ＦＦＴ）はパルスの真のフー リエ変換の周波数ドメインの中での分散した（サンプルされた）表現であるとい うこと、および非拘束条件下でのＦＦＴとそれに続く離散的逆高速フーリエ変換 （ＩＦＦＴ）の複素増倍（ｃｏｍｐｌｅｘ　ｍｕｌｔｉｐＨｃａｔｉｏｎ）は、 リニヤフィルタリング、すなわち、線型回旋（ｌｉｎｅａｒ　ｃｏｎｖｏｌｕｔ ｉｏｎ）を構成するということも文献に記載がある。

前記したシュライバー等による係属中の特許出願（合衆国特許出願Ｎｏ、　１９ Ｌ５７ｇ　）　＝Ｎａｒｒｏｗ　Ｂａｎｄ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　５ｕｐ ｐｒｅｓｓｏｒ　ｆｏｒ　Ｐｕ１ｓｅ　ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ　ｒａｄａｒ− パルス圧縮レーダのための狭いバンドの妨害抑制器”には、受信したパルス圧縮 信号によってもたらされた情報はその位相のみの中にあり、振幅情報は関係がな いという開示がある。慣用のリニヤＦＭ、、パルス圧縮レーダ受信機はこのこと について暗黙の了解がある、なぜならば、パルス任縮分散型遅延線はその位相を キャンセルするために、受信したレーダパルスの上で動作するからである。受信 機振幅テーバリングが圧縮パルスのテンポラルサイドローブを抑制するために慣 用的に用いられており、そして該テ・−バリングはパルスのスペクトル振幅から は独立していて、通常、ハミング、ハニング、チェビシェフ、ティラー等の幾つ かの公知のテーバリングから選ばれる。

第１図を参照して、そこには本発明の適応波形レーダの機能ブロック線図が示さ れている。そこに示されるように、本適応波形レーダシステムはデュプレクサ４ に結合されたロトドームアンテナのような慣用のアンテナを使用する。アンテナ アレイーが代りに使用し得ることは勿論である。このことについては後記する本 発明の第２の実施例の説明の中で述べる。デュプレクサ４の出力は自動チャンネ ルモニタ６とレーダ受信機８とに結ばれている。よく知られているように、パル スはデュプレクサ４によって受入および送出される。レーダ発信機１０はレーダ パルス波形合成器１２に結合され、そしてそこから波形を受取っている。デュプ レクサ４はレーダ発信機１０に結合されて入力を供給されるとともに、その出力 線２４がレーダ受信機８に結合されている。自動チャンネルモニタ６から入力デ ータベースを受取る適応波形プロセッサ１４は、波形合成器１２への入力を線１ ３を介して供給している。プロセッサ１４はまた、線１５を介してフィルタ１６ へ入力を供給している。フィルタ１６はその入力光と出力光として、高速フーリ エ変換回路（ＦＦＴ）１８と逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ）２０とをそれ ぞれ有している。記述を容易にするため、以下に於いて、ＦＦＴ１８、フィルタ １６、およびｌＦＦＴ２Ｏを一緒にしてリアルタイム高速フーリエ変換器（ＦＦ Ｔ）２０と呼ぶことがある。

自動チャンネルモニタ６（ゼネラルエレクトリック社製）はシステムが動作して いる電磁環境を連続的にサンプルして、そのスペクトルの推定を行う。該推定は 常時更新され、リアルタイムでレーダが動作している環境スペクトルと最良のチ ャンネルを供給する。最良のチャンネルは最小数の妨害を伴った最大のバンド幅 を有するものになるであろう。妨害スペクトルはエミッタの中心周波数、バンド 幅および振幅を、レーダの方位角の関数として与える。これらの情報から、シス テムのための電磁妨害のデータベースが形成される。

ＥＭＩプロファイルは適応波形プロセッサ１４への入力として供給される。該プ ロセッサ１４はマイクロプロセッサとメモリとからなる特殊用途のコンピュータ であって、モトローラ、インテル、およびサイブレスセミコンダクタコーポレー ション等から入手可能である。プロセッサ１４は、本質的には、システムのため の特殊のアルゴリズムの要請を反映した設計を有するアルゴリズム的に特定され た計算システムである。それは、異なった初期状態と係数セットに対して、同じ アルゴリズムを解くことができるという意味でプログラム可能なものである。こ のプログラム可能性は非リアルタイムのオーバーヘッド機能であって、プロセッ サの変形ではない。そして、プロセッサが実行しなければならないアルゴリズム は高速フーリエ変換ならびに逆高速フーリエ変換としてよく知られており、たと えば、ボーエン等の”ＶＬＳＩ　５ｙｓｔｅ＋ｇｓ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｆｏｒ　Ｄ ｉｇｌｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”、　Ｐｒｅｎｔｌｃｅ− Ｈａｌｌ、　Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ　Ｃ１１ｆｓ、　Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ（１９ｇ２ ＞に詳しい開示がある。

本発明のシステムのために、適応波形プロセッサ１４はモニタ６によって供給さ れたＥＭＩデータベース（またはプロファイル）を解析して、各方位角セクタの ための最良の可能チャンネルを決定する。換言すれば、中心周波数、最少のイン バンド妨害のための最大のチャンネル幅、妨害の中心周波数およびバンド幅の全 てが、最良の可能チャンネルとして、プロセッサ１４によって決定される。その 後、よく知られている信号設計手法を用いて、モニタ６で判断された妨害によっ て決定される最良の可能チャンネルに、°マツチドフィルタ′で、マツチするよ うな信号が設計される。前記の信号設計手法については、当該技術分野でよく知 られているものであるが、最初に述べたサーミナニ等の係属中の特許出願（合衆 国出願Ｎｏ、　１９６，５７９　）の°ＦＮ　Ｍｏｄｕｒａｔｌｏｎ　Ｔｅｃｈ ｕｎｌｑｕｅ　ｆｏｒＰｒｏｄｕｃｉｎｇ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｒｅｊｅｅｔ ｌｏｎ　Ｂａｎｄｓ−周波数排除バンド生成のためのＦＭ変調技術”に詳しく議 論されている。

プロセッサ１４はまた、リアルタイムＦＦＴ２２のフィルタ１６にイコライザ係 数を与えることによって、レーダ受信機８からの波形のマツチドフィルタを設計 する。

このことについては、後に、より詳細に述べる。なお、リアルタイムＦＦＴ２２ は前記のようにＦＦＴ１８、フィルタ１６、およびＩ　ＦＦＴ２Ｏよりなってい るが、これらの部品については、前記シュライバー等の特許出願の中に詳細に述 べられている。

最良可能チャンネルにマツチするように設計された前述の信号は、ヒユーレット パラカード社製の波形合成器１２で合成され、そして、たとえばゼネラルエレク トリック社製の慣用のパルスレーダ発信機１０に供給される。

該信号は慣用のデュプレクサ４に供給され、次いで、たとえばゼネラルエレクト リック社製のファンビームロトドームアンテナ２に供給される。

合成器１２によって合成（または設計）された信号は、ＥＭＩプロファイルを伴 った無エネルギーのインバンドを有している。レーダ発信機１０において、信号 電力は、アンテナ２から環境の中へ送出される前に、増幅される。

そして公知のコントロール回路によって、レーダ発信機は信号が目標に到達する 前に動作を停止する。それに従って、受信機８がデュプレクサ４によって動作を 開始し、送出された信号の反射、すなわち目標のエコーがロトドームアンテナ２ を通じて受信され、デュプレクサ４によって受信機８に導かれる。この受信機は 慣用の型式のものであって、アナログ／デジタル変換器を含んでおり、単に受信 エコーを増幅してそれを複素デジタル信号、すなわち同相および直角位相の信号 に、変換するだけである。該複素デジタル信号はＦＦＴ１８へ複素人力として供 給される。ＦＦＴ１８は該エコー信号のブロックを受取り、これを、第１図のＦ ＦＴ１８の下の括弧内に示すように、その周波数スペクトルに変換する。

帰ってきた信号がいったんその周波数ドメインの表現に変換されると、フィルタ １６において、そこにプロセッサ１４から供給された受信機マツチドフィルタと イコライザ係数によって増倍（Ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）される。この増 倍によって、反射信号上の妨害が抑制される。ＩＦＦＴが次に該周波数スペクト ルを時間ドメインに戻し、そして、汚れのない圧縮パルスとしての反射レーダ信 号を線２３に以降の処理のために供給する。リアルタイムＦＦＴによって行われ る処理は、前記のシュライバー等の特許出願の中に述べられているようなデジタ ル信号処理を含んでいることは理解されるであろう。さらに、線２３を介して送 られる信号は第１０図に示されるような非常に低い主ローブ／サイドローブ比を 有していることも理解されるであろう。

第２図には、不適応波形に対するＥＭＩプロファイルと、リニヤＦＭの中心周波 数固定バンド幅レーダのための理想化された送出信号スペクトルが示されている 。該送出信号スペクトルの中に三つのインバンド妨害のあることが見られるであ ろう。受信機に用意されたフィルタリングが、再圧縮パルスのテンポラルサイド ローブの抑制ならびにアウトオブバンド妨害抑制のために重みＩｊけされた公称 コセカント４乗スベコ〉トル振幅を賦課する。

三つのバンド除去フィルタが、インバンド妨害を抑制するために使用される。そ れ故、信号解析の当業者であれば５．τの受信機フィルタが送信信号に対してマ ツチフィルタでない、ということを理解するであろう。従って、パルス検出の信 号／ノイズ比の厳［、い損失が生ずる。

このことに加えて、第２図の最下部の波形によって示されるような三つのスペク トルの穴は、テンポラルサイドローブの厳しい質の低下が起こることを示すもの である。そのような欠陥は第３図によく表わされている。すなわち、第３図の下 方部分に示されるように、Ｅλ４１プロファ・イルと狭バンドキャンセラでは、 サイドローブの質の低下、すなわち、信号の主ローブに関しての隆起（ミスマツ チ損失を示す）、が見られる。

それ故、ノツチのあるスペクトルのＥＭＩプロファイノドが本発明のリアルタイ ムＦＦＴ２２のようなパルス王縮器を通過する場合に、イコライザ係数が適用さ れなかったと仮定すれば、次のような重大な欠陥が発生する；第３図の上方部分 に見られる時間ドメイン信号によって示されるミスマツチ損失のみならず、第３ 図の最下部の時間ドメイン信号に示されるようなミスマツチ損失と信号損失の組 合せが結果としてＣ：る。このミスマツチ損失と信号損失の組合せは、主ローブ に対してサイドローブが隆起したという事実に基ずいて、主ローブ／サイドロー ブ比が低下した一方、信号の主ローブが急激にドロップしたという事実によって 突止めることができる。この低下した主ローブ／サイドローブ比にかんがみ、パ ルス圧縮によっては有用な波形はもはや得られない。

第４図には、第２図に示されたものと同じＥＭＩ環境下で動作する適応波形に対 する状態が示されている。ここでは、中心周波数がバンドのより好都合な部分に デジタル的に精密に同調された一定エンベローブパルス信号（ｃｏｎｓｔａｎｔ 　ｐｎｖｅｌｐｅ　ｐｕｌｓｅ　ｓｊｇｎａｌ）が適応波形がら合成される。次 いで、パルス信号変調が、第２図のものよりも狭いバンド幅に対して重み付けさ れている公称クセカント２乗スペクトルを有するように設計されて、狭いバンド 妨害の二つを除くすべての妨害が、第４図の送出信号スペクトルに示されるよう に、アウトオブバンドであるという結果をもたらす。加えて、信号エネルギーは インノ匂２・ド妨害によって占拠されたバンドには何も割当てられない。送出信 号スペクトルと受信機のフィルタ波形から、第４図におけ、ジ信号は、受信機の フィルタ性能；に・マツチするまうに設計されていることが理解されるであ５う 。従つて、マツチドフィルタ検出が行われる、すなわち、ｑツチドフィルタの検 出性能が、十分に７揮されて、ミス：１Ｔツ千の無い信号／ノイズ比損失を得る ことができる。しか１９．なから、圧縮されたパルスのスペクトルは、なお、厳 しいサイドローブ歪みを有し、ていることを理解し、でおくべきである。このサ イドロープ歪みは、第５図に示されモし、て要約さオ］でいるように、応答の中 の所謂゛ベヤドエコー（Ｐａｉｒｄ　Ｅｃｈｏ）″の結果として生ずるものであ るう実際のところ、非線望のＦＭパルス圧縮信号にあっては、コンピュータシ、 エミレーシヨンによって、ＥＭ’Ｊがあっても無くても、信号検出のミスマツチ 損失は無視し得るものであることが確認されている。

妨害をノツチアウトするように設計されている場合、たとえ信号ミスマツチが無 いとしても、゛ベヤドエコー。

１論によって予想されるような、再圧縮パルスの中の許容し難いづイドローブが 存在するということが、第５図によって理解される。、よく知られているように 、゛ベヤドエコ・−”によ・って引起こされた許容し難いサイドローブは、送信 スペクトルと受信機フィルタリングの組合せによフて起こるものと同等で反対方 向の“ベヤドエコー″を導入するように設計されたトランスバーサルフィルタに よって、あるレベルにまで減少せしめることができる。

この目的の達成のために、本発明では゛訓練モード”にシステムを置くことによ ってトランスバーサルフィルタを効果あらしめている。″訓練モード′の間、レ ーダ受信機８はその内部較正モード（キャリブレーションモード）になっている 。

前述したように、波形合成器１２によって合成された信号は、発信機１０によっ て増幅され、デュプレクサ４に供給された後、アンテナ２からある好ましい方向 に環境の中に送出される。パルスが送出されてしまったら、レーダが安定化され そして受信機の動作が停止されなければならない。なぜならば、当初受信される 反射エコーは非常に大きくて、レーダシステムはこれを処理することができない からである。レーダシステムが動作を停止しているこの期間はしば、しばデッド タイム（死の期間）と呼ばれるが、この期間の間にレーダシステムが本発明の“ 訓練モード°に置かれる。

Ｎ１図に戻って、波形合成器１２によって作られそして発信機１０に送られた目 標信号は、デュプレクサ４に供給されることなく、テスト目標圧縮パルス応答と して、線２４を経てレーダ受信機８に入り、そしてリアルタイムＦＦＴ２２、！ Ｉ２６、波形プロセッサ１４を経てレーダシステム内をループする。明確にいえ ば、このテスト信号が波形合成器１２からＦＦＴ１８へ供給されて時間／周波数 変換が行われた後、フィルタ１６に供給されるとＳ誤信号はそこで、マツチ７ド フイルタ検出のために適応波形プロセッサ１４で計算されたマツチットフィルタ 係数が適用される。次いで、その周波数スペクトルがｌＦＦＴ２Ｏによって圧縮 パルス応答に変換され、線２６を経て適応波形プロセッサ１４にフィードバック される。このテスト目標圧縮パルスは適応波形プロセッサ１４で、圧縮パルスの テンポラルサイドローブを減少するためのトランスバーサルイコライザフィルタ 係数を計算するのに使用される。該イコライザ係数は、よく知られた“順次近似 （ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ　ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ）″手法またはシングル マトリックス反転（ｓｌｎｎｇｌｅ　ｍａｔｒｉｘ　１ｎｖｅｒｓｉｏｎ）手法 によって再圧縮パルスの主ローブに関して所望のテンポラルサイドローブのレベ ルが得られるように調整されるという点において、適応性を具えている。トラン スバーサルイコライザは受信機マツチットフィルタ係数と送信波形パラメータへ の同時的な撹乱（ｐｅｒｔｕｒｂａｔｊｏｎ）として認識され、それによって同 時的なマツチットフィルタ検出と低いテンポラルサイドローブを得ることができ る。図示のトランスバーサルイコライザの適応ループは、時間ドメイン情報を使 用しているけれども、そのようなイコライザ適応ループは周波数ドメインの中に 置くこともできるということは当業者が容易に理解するところである。

ＥＭＩプロファイルは、たとえば空中で閉じようとしている通信チャンネル（ｃ ｈａｎｎｅｌｓ　ｇｏｉｎｇ　ｏｆｆ　ｔｈｅ　ａｊｒ）または位置を変えてい る航空機によって、変化し、それによって、異なったエミッタを異なって識別す る可能性を考慮すれば、チャンネルモニタ６による電磁環境の連続的なサンプリ ングは不可欠である。

しかしながら、一度、波形が特定のＥＭＩプロファイルに対して設計されたなら ば、プロセッサ１４を通って、または波形合成器１２に貯蔵されて、それが必要 に応じて呼出されるということに注目しなければならない。この信号は、ＥＭＩ プロファイルが変化しなかった場合、すなわち、電磁環境が変化しなかった場合 にのみ有用である。いったんＥＭＩプロファイルが変化すると、ミスマツチ損失 の無いそして最適のサイドローブ／主ローブ比を具えた新しい波形を設計するた めに、プロセスが再び繰返される。

第６図は適応波形のシュミレータを示している。シュミレーションモデルのため に、リニヤＦＭ信号レファレンスは、ＯｄＢレファレンスレベルにおける１４． ０ｄＢの時間−バンド幅プロダクト（ａ　ｔｉｍｅ−ｂａｎｄｖｊｄｔｈ　ｐｒ ｏｄｕｃｔ）を有する波形である。ノイズは、レファレンス信号レベルより１Ｏ ｄＢ低いレベルでのタイムサンプルのランダムシーケンスとして、またはヘルツ 当りＮｏワットの数学的パワー密度として、モデルの中に導入することができる ；そして、妨害はノイズに対して３０ｄＢのレベルで導入することができる。

第７図に表１として、妨害の無いケースに対するシュミレーション結果が示され ている。リニヤＦＭ、マツチドフィルタ受信機の検出シュミレーション結果は、 理論上の１４．０ｄＢ時間−バンド幅プロダクトに比して、Ｏ，ｌｄＢのミスマ ツチ損失を示している。理論値の１３．６ｄＢに等しいマツチットフィルターの テンポラルサイドローブがシュミレーションのなかで実現されている。慣用のパ ルス圧縮受信機（共役位相、クセカント２乗重み付け）で処理された同じ波形は 、２．３ｄＢのミスマツチ損失と３４ｄＢのサイドローブを有している。コモカ ント２乗送出スペクトルとマツチットフィルタ検出の非線型（ノンリニヤ）ＦＭ 　（ＮＬＦＭ）のケースに対しては、表１に示されるように、ミスマツチ損失は 僅か０．２ｄＢである。かくして、第７図の表１は、マツチットフィルタ検出性 能がテンポラルサイドローブと分解能を犠牲にすることなく達成され得ることを よく示している。

第８図は妨害が存在するケースの場合のコンピュータによるシュミレーション結 果を纏めた表２を示している。

参考ケース（ノツチなし）を除くすべてのケースでは、公称コセカンド２乗重み 付けと共役位相が同じ受信信号、すなわち、１４ｄＢの時間−バンド幅プロダク トを有するリニヤＦＭパルス、に対して適用される。°ノツチなしくｎｏｔｃｂ 　ｎｏｎｅ）”のケースは、参考のマツチドフィルタケースである。バンド中心 から４００ＫＨ２に中心のある２００ＫＨｚバンド幅のノツチの場合には、サイ ドローブ−は３４ｄＢから１９ｄＢに落ちることが判る。また、バンド中心にあ る２００ＫＨｚバンド幅のノツチに対しては、サイドローブは８４ｄＢから１２ ｄＢに落ち、そしてバンド中心から４００ＫＨｚ低いところに位置する２００Ｋ Ｈｚバンド幅のノツチならびにバンド中心から３００ＫＨｚ高い位置にある２０ （ｌＫＨｚバンド幅のノツチのケースでは、ミスマツチ損失は３　、８ｄＢであ り、サイドローブは３４ｄＢから１ｏｄＢに落らることが判る。すべてのケース について、パルス幅（ｐｗ）の変化は無視できる程度のもである。

第９図は、マツチドフィルタ検出性能が、妨害環境下で、本発明の適応波形技術 を第８図に示すような妨害除去のためのノツチとともに使用することによって、 順当に達成され得ることを例証する表３を示Ｉ７ている。この表からミスマツチ 損失が無視できる程度であることが判る。

前述の中で、トランスバ・−サルイコライザの使用によって、ある特定の波形に 対してサイドローブが１１ｄＢから２５ｄＢに減少し、たことを示したが、その ようなシコミｌノ・−ジョンの結果が第１０図に示されている。そこに見られる ように、パルス幅変調と周波数シフトキーイングの組合せを用いて、適応波形が 実現され、送出スペクトルと圧縮パルスのサイドローブの中に、平均的な１ｌｄ Ｂのいくつかの穴が見られた。点線の波形で示されるように、９タツプのトラン スバーサルフィルタはサイドローブを平均的に２５ｄＢに減少させる。トランス バーサルイコライザ係数で増倍されなかった波形が実線で示されている。

前に述べたように、本発明の実施のために、ロトドームアンテナ２のようなコー ホレートフィードを用いる代りに、アンテナアレーを使用することが可能である 。このアンテナアレーを使用したシステムが第１１図に示されている。ここでは 、第１図に示されたものと同じ部品は同じ部品番号が付けられている。また、簡 単にするために、アンテナアレーレーダシステムに最も関係のある部品のみが図 示されている。

第１１図のレーダシステムは、コーホレートフィードアンテナ（ロトドームアン テナ）の代りに複数のアレーアンテナ素子３０　（３０１〜３０ｎ）を有してい る。そのようなアレーアンテナは公知のものであり、たとえば、ミードのυＳＰ 　４．８０°Ｌ３３２　に開示されている。第１図のシステムと同様に、レーダ 発信機１０は、レーダパルス波形合成器１２からの信号を受取ると、複数のデュ プレクサ３１（３１□〜３１ｎ）によって、それぞれの信号をそれぞれのアンテ ナ素子３０に伝達して、環境の中に送出する。目標信号のそれぞれのエコーに対 応する反射信号はアンテナ素子３０によって受取られ、デュプレクサ３１〜３１ 　を経て、線３２１〜３２ｎによって受ｎ 信機３４□〜３４ｎに供給される。また、テスト目標をレーダ受信機に送るため に、レーダ発信機１０からの線３６がそれぞれの受信機３４□〜３４ｎに結合さ れている。

それぞれの受信機３４□〜３４ｎの出力には、対応するアナログ／デジタル変換 器３８□〜３８ｎが結合されている。受信機の数に対応する数のアナログ／デジ タル変換器（複合）があり、その数はまたアンテナ素子の数に対応している。こ の数は使用するアレイアンテナのタイプによって異なる。複合アナログ／デジタ ル変換器３８□〜３８ｎの各出力には、対応するプログラム可能なノツチフィル タ４０１〜４０ｎが結合されている。これ等のプログラム可能なノツチフィルタ のそれぞれは、効果上、第１図に示されたリアルタイム高速フーリエ変換器２２ と同じである。各プログラム可能なノツチフィルタは、高速フーリエ変換器に代 えて、インモス社（在コロラド州、コロラドスプリングス）製のＩＭＳ　Ａ１０ ０集積回路の少なくとも一つから作られたものであってよい。インモスＡ１００ 回路は基本的には限定パルス応答フィルタ、すなわち、複合信号サンプルをその 対応入力であるアナログ／デジタル変換器から受取るようにプログラムされたト ランスバーサルフィルタである。

プログラム可能なノツチフィルタ４０１〜４０ｎのすべての出力は適応アレイデ ジタルビーム形成器４２へ供給される。該ビーム形成器については、ニドワード Ｃコルダン編集の“ラジオ、電子、通信技術者のためのレファレンスデーダ　（ ハワードサム社刊行、第７版、第２印刷、１９８２）の第３２章の中で詳細に論 じられている。

デジタルビーム形成器４２は出力４４を有しており、その枝分れの一つがプログ ラム可能な圧縮器およびノツチイコライザ４６に供給され、また第２の枝分れは プログラム可能なノツチフィルタ（ｎ＋１番目）４８に供給される。

図示のように、プログラム可能なノツチフィルタ４８はデジタルビーム形成器４ ２へのフィードバックパス５０を具えていて、線５２によるプログラム可能なノ ツチフィルタ４０１〜４０ｎからの入力をビーム形成器４２ヘフイードバツクし ている。プログラム可能な圧縮器およびノツチイコライザ４２の出力は、適応波 形プロセッサ１４へのフィードバック応答として供給され、また、その後の処理 のために線２３へ供給される。

第１図の適応波形プロセッサと同様な適応波形プロセッサ１４は、第１図の６（ チャンネルモニタ）のような自動チャンネルモニタからのＥＭＩプロファイルを 受取る。適応波形プロセッサ１４は、このＥＭＩプロファイルから、波形係数、 ノツチフィルタ係数、受信機マツチドフィルタおよびイコライザ係数を算出する ことができる。次いで、データバス１５によって、一連の異なったデータが各構 成部品に供給される。たとへぼ、波形係数は、レーダ発信機に送られるべき必要 な目標信号を生成するために、レーダパルス波形合成器１２へ供給され、ノツチ フィルタ係数はプログラム可能なノツチフィルタ４０□〜４０．および４８へ供 給される。また、受信機マツチドフィルタおよびイコライザ係数はプログラム可 能な圧縮器およびノツチイコライザ４６に供給される。

第１１図の実施例の構成部品のそれぞれの機能のついては、以下の記述の中でよ り詳細に述べられるであろう。

簡単にいえば、第１１図の実施例は、それがコーホレートフィードアンテナの代 りにアンテナアレイを使用することを除けば、基本的に、第１図の実施例と同様 な態様で動作する。複数のプログラム可能なノツチフィルタ４０１〜４０□がデ ジタルビーム形成器４２の前に置かれている理由は、複数のアンテナ素子を使用 するアレイアンテナの特殊性によるものである。前に述べたように、プログラム 可能なノツチフィルタ４０１〜４０ｎのそれぞれは第１図のリアルタイム高速フ ーリエ変換器２２に対応している。同様に、プログラム可能なノツチフィルタ４ ８は同じリアルタイム高速フーリエ変換器２２によって代替され得るものである 。プログラム可能な圧縮器およびノツチイコライザ４６についても同様である。

しかしながら、フィルタ４０および４８の機能は、後に述べろように、イコライ ザ４６のそれとは異なっている。

適応アレイデジタルビーム形成器４２は妨害源を抑制しそして妨害源の方向にお いてパタンを無しくｎｕｔ　１）に調整するために使用される。

第１１図の実施例は次のように動作する。それぞれのアンテナ素子３０で受信し た反射信号は、線３２、〜３２　によって、受信機３４□〜３４．にそれぞれ供 給される。レーダシステムが動作する電磁環境を代表する妨害信号は主ビームの 方向で抑制される必要があるが、それ等の信号はシステムに入ってくる反射信号 の上に重ねられている。自動チャンネルモニタによって得られたＥＭｌプロファ イルから、主ビームの中の妨害を表わす種々のスペクトル線が決定される。一方 、受信機３４□〜３４　は各反射信号をアナログ／デジタル変換器３８□］ 〜３８　に伝達し、該変換器から複合信号サンプルとして示された対応するデジ タル信号がプログラム可能なノツチフィルタ４０１〜４０ｎに供給される。

各ノツチフィルタ４０、〜４０ｎは、適応波形プロセサから供給された反射信号 からＥＭＩ妨害源を除去する。

換言すれば、プログラム可能なノツチフィルタ４０１〜４０　は妨害を除去し、 そこから線５４、〜５４ｎに出力される信号を如何なるインバンド妨害に対して も無関係にする。次いで、デジタルビーム形成器４２が入ってくる信号を自動的 に調べ、そして次のように動作する：入ってきた信号を一つのビーム信号に纏め 、そして該ビーム信号のサイドローブ妨害を排除する。従って、理論上は、デジ タルビーム形成器４２の出力である線４４において、該ビーム信号は妨害のない 空間的な（ｓｐａｔｉａりサイドローブと主ビームである。

しかしながら、処理されている残留部分（ｒｅｓｉｄｕａｌｓ）が主ビーム妨害 を含ｔず、それによってデジタルビーム形成器４２がサイドローブ妨害を抑制す るようにのみ動作することを保証するために、種々の残留部分に関するデータを 線４４を介して供給されたプログラム可能なノツチフィルタ４８が、フィードバ ックバス５０を介して妨害のない主ビーム信号をデジタルビーム形成器４２へ供 給する。サイドローブの抑制を補償するために、適応波形プロセッサ１４から供 給された受信機マツチドフィルタおよびイコライザ係数等の係数データを保有す るプログラム可能な圧縮器およびノツチイコライザ４６が、前に記述したように 、レーダ受信パルスを圧縮し、そしてプログラム可能なノツチフィルタ４０１〜 ４０ｎによって導入されたテンポラルサイドローブを補償するためにイコライズ 処理を行う。プログラム可能な圧縮器およびイコライザ４２は、前記圧縮処理の 後に、適応波形プロセッサ１４へのフィードバックとして、また、コヘレントイ ンテグレータ（図示せず）およびその後の処理のために、信号を線２６および２ ３へ出力する。

上述した第１１図の実施例に関し、単一のリアルタイム高速フーリエ変換器２２ の中ですべてのフィルタ作業を行う必要はなく、実際には、幾つかのデジタル工 程で行われ得るということが理解されるであろう。

本発明の細部に関し、ては、多くの変形や変更があり得るので、この明細書全体 を通じて記述されまた添付図面に示されたすべての事項は例証的にのみ解釈され るべきであって、限定する意味のものではない。従って、本発明の範囲は請求の 範囲によってのみ限定さねるべきであ↑ 国際調査報告

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. １．インバンドおよびアウトオブバンド妨害を含む電磁環境下で動作する、下記 ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅの手段からなるレーダシステム： ａ．環境を代表するスペクトル的な電磁プロファイルを供給するために該環境を サンプリグする手段（６）と； ｂ．該プロファイルから環境に対する最適のチャンネルを得て、該チャンネルに 対応する受信機マッチドフィルタおよび応答パルスからのイコライザ係数を発生 するプロセッサ手段（１４）、しかして、前記最適のチャンネルは、最適な中心 周波数と最も少ないインバンド妨害の最大チャンネルバンド幅を有している； ｃ．環境の中へ送出された目標信号のエコーを受信する手段（２４）； ｄ．マッチドフィルタで該エコーの周波数スペクトルを増倍し、そして周波数ス ペクトルの中の妨害をノッチアウトするための手段（２２）；ｅ．妨害のない周 波数スペクトルをプロセッサ手段に送られるべき応答パルスへ変換するための手 段（２２）； しかして、該プロセッサ手段は、該応答パルスのテンポラルサイドローブを減少 して望ましい主ローブ／サイドローブ比を得るためのトランスバーサルイコライ ザフィルタ係数を算出する。
2. ２．サンプリング手段（６）が、環境を代表するスペクトル的な電磁プロファイ ルを更新するために環境を連続的に調べる自動チャンネルモニタからなる請求の 範囲第１項記載の装置。
3. ３．増倍手段（２２）が、受信エコーの周波数スペクトルから妨害を除去するた めの周波数係数を有しているマッチドフィルタ（１６）からなる請求の範囲第１ 項記載の装置
4. ４．変換手段（２２）が、逆高速フーリエ変換器（２０）を含む請求の範囲第１ 項記載の装置。
5. ５．目標信号のエコーをその対応する周波数スペクトルに変換するための高速フ ーリエ変換器（１８）をさらに含む請求の範囲第１項記載の装置。
6. ６．プロセッサ手段（１４）が、テスト目標信号を発生するために使用する波形 パラメータを、該プロファイルから、さらに作り出す請求の範囲第１項記載の装 置。
7. ７．テスト目標信号を合成するために該波形パラメータを使用する手段（１２） をさらに含む請求の範囲第６項記載の装置、しかして、レーダシステムが信号を 送出するように活性化されているときに、テスト目標信号が環境へ送出され、そ して該信号は、妨害のない信号のための最適な主ローブ／サイドローブ比を発生 させるために再帰的計算を行う受信手段に供給される。
8. ８．インバンドおよびアオウトオブバンド妨害を含む電磁環境下で動作するレー ダシステムにおいて、下記の工程ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉ，からな る、信号検出能力を維持し、分解能を最適化し、そして暖味さのない動作を回復 するための方法：ａ．電磁環境をサンプリングする工程；ｂ．サンプリングされ た環境から妨害を含む電磁環境プロファイルを推定する工程； ｃ．該プロファイルから該環境に対する最適なチャンネルとチャンネル送出波形 パラメータを決定する工程、しかして、該決定されたチャンネルは最適な中心周 波数と、最少のインバンド妨害を持った最大チャンネルバンド幅とを有している ；ｄ．決定された最適チャンネルに対応する受信機マッチドフィルタを作り出す 工程； ｅ．該波形パラメータに基ずいたテスト目標信号を環境の中へ送出する工程； ｆ．該目標信号のエコーを受信し、それを対応する周波数スペクトルに変換する 工程； ｇ．該周波数スペクトルを、信号スペクトル中の妨害をノッチアウトするために 、マツテッドフィルタで増倍する工程； ｈ．該増倍された周波数スペクトルを応答パルスの中へ圧縮する工程； ｉ．該応答パルスのテンポラルサイドローブを減少して、望ましい主ローブ／サ イドローブ比を持った汚れのないパルス信号を実現するために、該応答パルスを 利用してトランスバーサルイコライザ係数を算出する工程。
9. ９．応答パルスを利用してトランスバーサルイコライザフィルタ係数を算出する 工程を、最適な主ローブ／サイドローブ比を得るまで繰返す請求の範囲第８項記 載の方法。
10. １０．サンプリング工程が、環境のサンプリングを連続的に更新する請求の範囲 第８項記載の方法。
11. １１．受信機マッチドフィルタを作り出す工程が、環境のサンプル更新値から得 られる種々の異なった電磁プロファイルに応じて種々のマッチドフィルタを作り 出す工程と、各トランスバーサルイコライザ係数を作り出すために前記圧縮工程 からの応答パルスを利用する工程からなる請求の範囲第１０項記載の方法。
12. １２．下記ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，の手段からなるインバンドおよびアウトオ ブバンド妨害を含む電磁環境下で動作するレーダシステム： ａ．電磁環境を代表すスペクトル的な電磁プロファイルを供給するために該環境 をサンプリングする手段（６）； ｂ．該プロファイルから該環境に対する最適なチャンネルを得るための、そして 、該チャンネルに対応する受信機マッチドフィルタ、応答パルスからのノッチフ ィルタ係数およびイコライザ係数を作り出すための、プロセッサ手段（１４）、 しかして、該最適チャンネルは最適な中心周波数と、最少のインバンド妨害を持 った最大チャンネルバンド幅とを有している； ｃ．環境の中へアンテナによって送出された目標信号のエコーを表す反射信号を 受信するための複数のアレー素子を有するアンテナを含む手段（３０，３４）； ｄ．該反射信号の一つ一つに対応する周波数スペクトル中の妨害をノッチアウト するための複数のフィルタ手段（４０１〜４０ｎ）； ｅ．妨害がノッチアウトされた反射信号のすべてを受入れ、そして自動的に該反 射信号を纏めて、妨害の方向のおいて無パタン（ｐａｔｅｒｎ　ｎｕｌｌｓ）の ビーム信号を形成するためのビーム形成手段（４２）、しかして、該形成された ビーム信号は実質的にサイドローブ妨害を全く含んでいない； ｆ．受信機マッチドフィルタからの情報と、ビーム信号を圧縮し、そしてノッチ フィルタによって導入される可能性のあるテンポラルサイドローブを補償するイ コライズ処理を行うためのイコライザ係数と、を利用する圧縮器およびイコライ ザ手段（４６）、しかして、該手段（４６）によって、望ましい主ローブ／サイ ドローブ比を有する実質的に妨害のない信号が作り出される。
13. １３．主ビーム信号を受取って、該信号に含まる残留妨害を除去するための第２ のフィルタ手段（４８）をさらに具えた請求の範囲第１２項記載のレーダシステ ム、しかして、該第２のフィルタ手段は、残留妨害の除去を確実にするために、 ビーム形成手段（４６）へのフィードバック手段を具えている。
14. １４．サンプリング手段が、スペクトル的な電プロファイルを更新するために環 境を連続的に調べる自動チャンネルモニタ（６）からなる請求の範囲第１２項記 載のレーダシステム。
15. １５．ノッチフィルタ手段の各々が、反射信号をそれに対応する周波数スペクト ルに変換する高速フーリエ変換器（１８）と、 該高速フーリエ変換器の出力に結合され、そしてプロセッサ手段からノッチフィ ルタ手段に関するデータの供給を受けて、該ノッチフィルタ手段のデータを対応 する周波数スペクトルに関係付けるフィルタ（１６）と、 該フィルタ（１６）の出力に結合され、そして該関係付けられた周波数スペクト ルを対応する時間ドメイン信号に逆変換する逆高速フーリエ変換器（２０）と、 からなる請求の範囲第１２項記載のレーダシステム。
16. １６．圧縮器およびイコライザ手段が、ビーム形成手段からのビーム信号をその 対応する周波数スペクトルに変換する高速フーリエ変換器（１８）と、該高速フ ーリエ変換器の出力に結合され、そしてプロセッサ手段から受信機マッチドフィ ルタならびにイコライザ係数に関するデータの供給を受けて、該データを対応す る周波数スペクトルに関係付けるためのフィルタ（１６）と、そして、 該フィルタ（１６）の出力に結合され、そして該関係付けられた周波数スペクト ルを対応する時間ドメイン信号に逆変換する逆高速フーリエ変換器（２０）と、 からなる請求の範囲第１２項記載のレーダシステム。
17. １７．ノッチフィルタ手段の各々が、少なくとも一つのＩＭＳＡ１００タイプの トランスバーサルフィルタ集積回路からなる請求の範囲第１２項記載のレーダシ ステム。
18. １８．インバンドおよびアオウトオプバンド妨害を含む電磁環境下で動作するレ ーダシステムにおいて、下記の工程ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉ，から なる、信号検出能力を維持し、分解能を最適化し、そして暖味さのない動作を回 復するための方法：ａ．電磁環境をサンプリングする工程；ｂ．サンプリングさ れた環境から妨害を含む電磁環境プロファイルを推定する工程； ｃ．該プロファイルから該環境に対する最適なチャンネルとチャンネル送出波形 パラメータを決定する工程、しかして、該決定されたチャンネルは最適な中心周 波数と、最少のインバンド妨害を持った最大チャンネルバンド幅とを有している ；ｄ．決定された最適チャンネル、ノッチフィルタおよびイコライザ係数に対応 する受信機マッチドフィルタを作り出す工程； ｅ．波形パラメータに基ずく目標信号の複数を環境へ送出する工程； ｆ．目標信号のエコーを表す複数の反射信号を受信するアレーアンテナを利用し て、アンテナの各アレーが該反射信号をとそれに重ねられた妨害を受信する工程 ； ｇ．該反射信号の各々の中の妨害を抑制し、そして反射信号を対応する周波数ス ペクトルに変換する工程； ｈ．該対応する周波数スペクトルを纏めて、妨害の方向に無パターンを有する一 つのビーム信号を形成し、そして該ビーム信号からサイドローブ妨害を実質的に 除去する工程； ｉ．受信機マッチドフィルタとイコライザ係数を用いて該ビーム信号を圧縮なら びに等価して、妨害を抑制する工程中に導入される可能性のあるテンポラルサイ ドロープ妨害を補償する工程、しかして、この方法によって、望ましい主ローブ ／サイドローブ比を有する実質的に妨害のない信号を作り出すことができる。
19. １９．工程ｈ（周波数スペクトルを纏めそしてサイドローブ妨害を除去する工程 ）が適応アレーデジタルビーム形成器を利用して妨害が抑制された反射信号を受 取り、そしてビーム信号を出力する工程からなる請求の範囲第１８項記載の方法 。
20. ２０．主ローブ中に妨害が存在しないことならびにビーム形成器がサイドローブ 妨害のみを抑制することを確実にするために、ビーム形成器へデータをフィード バックする工程をさらに含む請求の範囲第１９項記載の方法。