JPH04504943A - 記号シーケンス送信時にフェージング・チャネル用見積りを効果的にする方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 記号シーケンス送信時にフェージング・チャネル用見積りを効果的にする方法 技術分野 本発明は記号シーケンス送信時にフェージング・チャネル用見積りを効果的にす る方法に関し、各々の記号シーケンスは少なくとも１つの同期シーケンスと１つ のデータ・シーケンスを有し、部分的に同期シーケンスの助力を得ると共に部分 的に所望の順応アルゴリズムの助力を得たデータ・シーケンスを通じた順応によ ってチャネル見積りを効果的にし、少なくとも１つのチャネル見積りが各サンプ リング時点で得られる段階と、チャネル見積りおよび記号シーケンス内の記号の 見積りの助力を得てチャネル等化を効果的にする段階から成る方法である。

背景技術 チャネルにわたる無線送信にしばしば生じる１つの問題は送信された信号がマル チパス伝搬および雑音に影響されることである。例えば移動電話の場合、チャネ ルの送信特性は、送信機と受信機の位置が変わるために移動する。これらの問題 は、送信されたタイプ・スロット信号シーケンスが同期シーケンスとデータ・シ ーケンスを有する、時分割されたディジタル送信システムで解決する。同期シー ケンスは受信機にとって周知のことであり、このシーケンスに基づく受信機はチ ャネルの送信特性を見積もることができる。すなわちチャネル見積りを効果的に する。このチャネル見積りの磁力を得て、受信機は送信されるべき情報を含むデ ータ記号を見積もることかできる。

しかし、ある例では各タイム・スロットが１つだけではチャネル見積りを効果的 にするのに十分でないことかわかった。長期維持、すなわち数ミリ秒のタイム・ スロットの場合、送信機および受信機は、タイム・スロットの進行の時間はそれ らの相互位置を変えるのに十分である。従って送信された記号の受信機見積りは 不足し、送信された情報は干渉を含むので、チャネルの送信特性はタイム・スロ ットの持続時間内にすべて変えることができる。それらの干渉を一部回避させる 無線受信機は、■ＥＥＥ会報の情報論理の論説で１９７３年１月号、１２０〜１ ２４頁のエフ、アール、マギー　ジュニア（Ｆ、　Ｒ。

Ｍａｇｅｅ　Ｊｒ　）　、ジエイ、ジー、ブロウキス（Ｊ、　Ｇ、　Ｐｒｏａ− ｋｉｓ）著の［記号間干渉が存在するディジタル信号用最小可能シーケンス見積 りの順応性」で説明されている。

その論説では、チャネル見積り回路として順応フィルターと共に備えられたビタ ビ分析機（ｖｉｔｅｒｂｉａｎａｌｙｚｅｒ　）を含むイコライザについて述べ ている。

この論説で述べられたイコライザは長時間スロットに伴って生じるこれらの問題 を克服するが、信号強度か雑音レベル以下に降下中、それは、フェージング後に 正しく順応する力をロックする短所を有する。フェージング後に定位置に置かれ たイコライザはデータ・シーケンスに再順応することは難しく、それは受信機に とって未知のシーケンスである。

フェージングは相互に離れた通路に沿って反射された信号間の信号妨害によって 発生し、その結果フェージングは信号の妨害パターン内で移動する移動受信機に 対してしばしば再発生する。これはフェージングに影響されている送信された信 号シーケンスの大部分を占めることがあり、その結果送信された大部分の送信さ れた情報は失われる。未知信号シーケンスに順応する問題の解決法は、Ｉ　ＥＥ Ｅ会報通信欄の１９８０年１１月第１１号第２８巻の論理のディーｚヌ・ゴダー ド（Ｄ、　Ｎ、　Ｇｏｄａｒｄ）著「二次データ通信装置における自己再処理お よびキャリア・トラッキング」から得られる。記号間妨害の場合におけるイコラ イザの順応は、新型のコスト機能を伴うアルゴリズムの導入および最小化される それらの機能によって達成される。しかし、アルゴリズムは比較的ゆっくりと収 束し、ミリ秒単位持続時間を有する１つの上記タイム・スロット間にイコライザ を順応させたいときは利用することができない。

発明の開示 本発明に従って、未知信号の助力を得て迅速にイコライザを順応させる上記問題 は、チャネル見積り平均エネルギー値を連続的に形成することで解決される。こ の平均値の形成は、平均値のわずかなフェージングの影響を与えるような長い持 続時間にわたって効果的にする。順応アルゴリズムは、フェージング後に交換さ れた正しいチャネル見積りを得る方法で組織化された平均エネルギー値によって 影響を受ける。

本発明は以下の請求の範囲で述べられる特色によって特徴付けられる。

図面の簡単な説明 本発明の実施例を付図に関してより詳細に説明する。

第１図は送信機、受信機および中間攪乱されたチャネルから成る無線送信システ ムの概略図、第２図は時分割送信機用タイム・スロットおよびタイム・スロット ・シーケンス、第３図は送信された記号の分離値を示す図、第４図は２つの構造 物間の妨害パターン内で移動する移動受信機、第５図は信号シーケンス間の信号 強度の変化を示す図、第６図は発明されたチャネル見積りフィルタを備えたビタ ビ・イコライザの概略図、第７図は発明されたチャネル見積りフィルタの回路図 、および第８図は発明されたチャネル見積りフィルタを備えた別のビタビ・イコ ライザを例示する概略ブロック図を示す。

本発明を実施する最良の方法 第１図は時分割無線通信として既知の無線送信システムを概略して例示する。送 信機はディジタル記号５（ｎ）を発生するユニットｌを有する。これらの記号は ディジタル／アナログ変換され、ユニット２から受信機の受信ユニット３までの 信号Ｙとして送信される。受信された信号は、受信されたディジタル信号ｙ　（ ｎ）を形成するようにフィルタされかつサンプルされ、チャネル・イコライザ５ に送られる。このイコライザは、時間を遅らせて、送信された信号Ｓ　（ｎ）の 見積りを構成する見積もられた記号５（ｎ−Ｌ）を送る。符号（ｎ）は二番目の サンプリング時点を表し、関連符号（ｎ−Ｌ）は、見積もられた記号が多数のし サンプリング間隔によって遅らされることを表す。第１図の二重信号通路はユニ ット２とユニット３との間のチャネル時間分散のための送信された信号Ｙを受け ることを表す。ユニット２とユニット３との間で使用されたチャネルと同じチャ ネルの妨害信号は信号Ａで表される。下記で説明する通り、送信も信号Ａによっ て妨害される。上記のとおり、無線送信システムは、大文字Ｔが時間を表す第２ 図によって相互に分離されたタイム・スロット１〜Ｎによる時分割である。送信 されるべき情報を含む同期シーケンスＳＯおよびデータ・シーケンスＤＯを有す る信号シーケンスを各タイム・スロットｆに送信することは可能である。信号シ ーケンスＳＳは２送信号を有するが、前記記号５（ｎ）は、第３図に例示する通 り、例えばＱＰＳＫ変調に従って変調される。■およびＱを座標軸とする複合音 声プランにおいて記号Ｓ　（ｎ）の４つの可能値は各象限の１つを２進数００， ０１．１０または１１で記される。

そのような変調された記号の１つを送信される時間は記号時間ＴＳと呼ばれる。

上記信号フェージング、いわゆるレイリー・フェージング、は次の方法で発生さ れる。第４図は送信された信号Ｙを反射する２つの構造物２０および２１を例示 する。

第１図の信号通路の１つが本来、構造物２０と２１との間の領域に到達すること がこの場合仮定され、それは信号Ｙの単一ビーム伝搬と称される。反射された信 号は構造物間で相互に妨害される。妨害される信号の伝搬時間の差が約ＴＳ／４ 未満になるとき、一定の妨害パターンは信号強度における最大値および節を発生 し得る。妨害パターンを通って移動する移動受信機２２は、信号強度が極めて微 弱な節を繰り返し通過する。フェージングの一段と徹底した説明は、１９８２年 マグロウヒル社（ＭｃＧＲａｗ−Ｈｉｌｌ、　Ｉｎｃ、　）発行のウィリアム　 シー、’７−１’。

リー（Ｗｉｌｌｉａｍ　Ｃ，Ｙ、　Ｌｅｅ　）著「移動通信技術」第６および７ 章の中に見られる。

第５図は、信号強度の状態、すなわちＹの絶対値および関連するＦの値、を表す 曲線２３が信号シーケンスＳＳの持続時間内に移動受信機２２に変化し得ること を示す。雑音レベルは破線２４で示され、また図は時間間隔ＴＦ中に信号強度Ｆ が雑音レベル以下に降下する状態を例示する。

前記の通り、移動受信機２２のチャネル・イコライザ５は、数ミリ秒持続時間を 有する長い信号シーケンスＳＳの場合に順応させるのか好ましい。イコライザの 順応フィルタはそれから送信チャネルの移動する送信特性を迅速に順応させるこ とができる。しかし、既知のフィルターの場合では、この順応は、前記フィルタ ーは、第５図で例示されたフェージングが発生すると、弱い信号強度にも順応す る不利な点を有する可能性がある。信号強度Ｆがフェージングに続いて増加する とき、見積もられた信号５（ｎ−Ｌ）が大きなビット誤りを有したり、また信号 シーケンスＳＳ内の情報がフェージング後に損失したりするような誤った順応が 発生する可能性がある。

本発明の目的は、この不利な点を除いてイコライザを効果的になるようにチャネ ル見積りを順応可能にすることである。

第６図の概略例示で見られる通り、イコライザ５は、ビタビ分析器、順応チャネ ル見積りフィルタＣＥＳＴ、および遅延回路ＤＥＬから成る。ビタビ分析器ＶＩ Ｔは信号ｙ　（ｎ）を受信し、またＬサンプリング段階の既知の遅延方法で見積 られた記号５（ｎ−Ｌ）を作る。チャネル見積りフィルタＣＥＳＴは、遅延回路 ＤＥＬ内でＬサンプリング段階を経て遅延され受信された信号ｙ（ｎ）である見 積られた記号５（ｎ−Ｌ）および信号ｙ（ｎ−Ｌ）も受信する。チャネル見積り フィルタは信号し、更にインパルス応答、チャネル見積り、チャネル用Ｃ（ｎ） をビタビ分析器に送る。注目すべき点は現在備えている無線チャネル自体のほか に、チャネル見積りは送信機および受信機フィルタをも備えることである。別法 として、ビタビ分析器ＶＩＴからの予備決定を見積られた記号５（ｎ−Ｌ）の代 わりに利用することができる。

これはＬサンプリング段階または間隔より短い遅れとなる。インパルス応答Ｃ（ ｎ）の見積りについては第７図を参照して以下詳細に説明する。ビタビ・イコラ イザ５はＣ（ｎ）用の開始値を作るように同期シーケンスを使用するか、それか ら各々新しいサンプリング時点ｎ用に交換される。

第７図に一段と詳細に示すチャネル見積りフィルタＣＥＳＴは、遅延素子６、調 節式係数器７、加算器８、差形成器９および順応アルゴリズムを実行する順応回 路１０を備える。順応回路ｌＯは、チャネル見積りＣ（ｎ）内のエネルギーの時 間平均値Ｕ　（ｎ）を形成する平均値形成回路１５から制御される。係数器７の 個数は時間分散の大きさにより、チャネルは多数のサンプリング間隔て表現させ ることができ、図示された例ではに＝＋６の１つのサンプリング時点によって段 階的に遅延される。見積られてフィルタされた信号？（ｎ−Ｌ）を形成するよう に加算器８に段階的に加えられてから信号？（ｎ−Ｌ）と受信されて遅延された 信号ｙ（ｎ−Ｌ）との間の差である誤差信号ｅ　（ｎ）が形成される。順応回路 １０は、誤差信号を最小化するように誤差信号ｅ　（ｎ）を受信しかつ係数器７ を制御する。係数器Ｃ＋（ｎ）・・・ＣＫ　（ｎ）は上記見積られたインパルス 応答Ｃ（ｎ）を構成する。これはチャネル・ベクトルＣ（ｎ）（Ｃ＋　（ｎ）− Ｃｔ　（ｎ））　”として表現することができ、またそれに相当して信号ベクト ルは、Ｓ　（ｎ）　＝　（Ｓ　（ｎ−Ｌ）　＝−８（ｎ−Ｌ−に＋１）　）　” の関係によって限定することが、できる。これらのベクトルの助力を得て、誤算 信号ｅ　（ｎ）は表現されるか、インデックスＴは交差を記録しない。チャネル 見積りエネルギーＣ（ｎ）の平均値の形成によって各係数器ｃ＋　１（ｎ）・・ ・ＣＫ　（ｎ）で割られたエネルギーの時間平均値Ｕ、（ｎ）の形成が示される 。チャネル見積りエネルギーＵ　（ｎ）の平均値は従って計算することができる 。これに関連して、Ｇは、平均値が形成される時間隔を上回る持続時間を表す定 数である。この持続時間は、時間隔はＴＦ中にフェージングは平均値にわずかの 影響しか持たないように選択され、また時間隔は数個の信号シーケンスＳＳにわ たって広がることができる。まず、各信号シーケンスＳＳにある唯一の同期シー ケンスＳＯは平均値を形成するために利用される。しかし、本発明に従って信号 シーケンスＳＳ全体を利用することも可能であり、その結果次に順応されるチャ ネル見積りＣ（ｎ）は平均値Ｕ　（ｎ）の計算に含まれる。回路ＩＯで実行され た順応アルゴリズムはインパルス応答エネルギーの時間平均値Ｕ　（ｎ）の助力 を得て制御される。例えば、順応アルゴリズムがＬＭＳ−アルゴリズム、すなわ ち最小平均２乗値、であるとき、チャネル見積りは の関係に従って繰返し計算される。この場合インデックス°は複合変化を示す。

Ｑは診断素子ｑ＋、・・・、ｑゎ。

・・・ｌ　ｑｋを伴う診断マトリクスであり、Ｍは診断素子Ｍ＝μ２．・・・、 μ１．・・・μ、を伴う診断マトリクスである。

もう１つの実施例によると、この順応アルゴリズムは次の方法で制御することが できる。第５図を参照して、前記平均値を形成する回路１５は、フェージングか 記号ｙ（ｎ　−Ｌ）経て行き渡るとき、すなわち信号強度Ｆがしきい値ＦＯ以下 に降下したときに、検出する。フェージングの場合、マトリクスＭは絶えず影響 を受けない。マトリクスＱ内の係数器の１つ、例えばｑｈは選択されると共に所 望値、例えば　ｑｈ＝１にセットされる。残りの係数器は０にセットされる。係 数はチャネル見積りの平均値の助力を得て効果的に選択され、その結果選択され た係数ｑは平均値Ｕ　（ｎ）内の最大係数ｕｈ　（ｎ）に応答する。結果として 、フェージングの前には主要であったチャネル見積りＣ（ｎ）にある係数のその 係数はフェージングの次のチャネル見積りを主要にし、すなわちそれは信号強度 Ｆが再び増加するときである。マトリクスＱ内の係数を選択する際に、分離信号 通路に沿って送信されたエネルギー間の相互関係はフェージングの間にわずかな 範囲での交換で済んだことが確認される。フェージングの次に、信号強度がしき い値ＦＯを越えるときに、マトリクスＱの係数は、例えばすべての場合にｑ。

＝１となるように独自の値をセットされる。

しきい値ＦＯは数種の異なる方法で定めることができる。別の簡単な方法によっ てＦＯは定められる。しかし、この別法伴う欠点は、分離フェージングの増加に 順応させる難しさを生じる。第４図で例示した明確な単一ビームの場合では、信 号Ｙか特にただ１つの伝搬通路を介して構造物２０と２１との間の領域に達する と、Ｃ（ｎ）内の１つの係数器、例えばＣ，（ｎ）が統一する。つまり信号強度 Ｆは降下を開始すべきであり、フェージングが発生され、またしきい値ＦＯは比 較的高レベルにセットすることができる。信号強度がＦＯ以下に降下するとき、 ｑｌはｌにセットされ、またマトリクスＱないの残りの係数器は０にセットされ る。しかし、それは単一通路伝搬が明確でなくなると、その結果信号Ｙも反射さ れた伝搬通路を介して移動受信機２２の領域に到達する。

反射された信号は比較的弱く、またチャネル見積りＣ（ｎ）、例えばＣ２（ｎ） 内の対応する係数はＣ＋（ｎ）より著しく小さくなる。もしもしきい値ＦＯが一 定で比較的高ければ、フェージングは、信号強度Ｆがこうかする際に平均値形成 回路１５によって、またはこの伝搬例において表示される。しかし信号Ｙも反射 された伝搬通路を介して移動受信機２０に到達するので、フェージングは発生し ないが回路ｌＯないのＬＭＳ−アルゴリズムは、例えばフェージングが発生した ように回路１５によって依然と制御される。これは、データ・シーケンスＤＯ中 の情報の送信湿度を劣化させる。これを避けるために、下記のように、しきい値 ＦＯは一段と複雑な方法で定めることができる。次の最大係数であるＣ３（ｎ） およびＣ２（ｎ）の場合によって、チャネル見積り内の統一される係数のいずれ も計算に入れることが望ましい。この場合、しきい値ＦＤはそれからＦＯ２＝Ｈ ’ｕ＋　（ｎ）／ｕｉ　（ｎ）の関係に従って計算され、この場合Ｈは定数であ る。信号強度がしきい値Ｆ○以下に降下する時間を越えている闇、上記のように ｑ＋はセットされ、またマトリクスＱ内の残りの係数器は０にセットされる。

１つの代替法により、チャネル見積りは下記の方法で前記ＬＭＳ−アルゴリズム の助力を得て制御することができる。マトリクスＱは例えばＱが単位マトリクス である全周期を通じて一定に保たれる。マトリクスＭの係数は例えばＲか一定て ありかつｕｈ　（ｎ）がエネルギー澁ｕ、（ｎ）の最大値である場合に、ｉ＝１ ．・・・、に、について例えば、 ｕ＋　＝Ｒ（ｕ＋　（ｎ）ｌ　ｕｂ　（ｎ））　””である平均値形成チャネル 見積りＵ　（ｎ）にある係数に対応する値にセットされる。係数μｍはこれによ ってＬＭＳ−アルゴリズムを制御しているときに重み定数となる。フェージング ・シーケンスの間、時間間隔ＴＦ、チャネル見積りＣ（ｎ）における係数は極め て小さな値を取ると思われる。フェージングに続き、係数ＣＩ　（ｎ）はマトリ クスＭにおける値μｍに比例する速度で順応される。これは、フェージングの前 の周期でチャネル見積り値Ｃ（ｎ）を統一した数値Ｃｈ　（ｎ）によって説明さ れるフィルタ係数かフェージングの終了時に最も速やかに回復することを意味す る。このＬＭＳ−アルゴリズムを制御する代替法は、別々の信号通路に沿って送 信されたエネルギー間の相互関係が実際のフェージングが生じる間に任意に認め られる程度まで変化されなかったことをも想定する。

フェージングは、この代替法に従って制御しているときに要求される指示は起き なかった。マトリクスＱの係数は、全周期にわたって一定にすることができ、ま たマトリクスＭにある係数μ、は上記に従って形成されたインパルス応答エネル ギーの平均値からの開始点で絶えず計算することができる。

説明された例に従って、ＬＭＳ−アルゴリズムは回路ｌＯで実行される。しかし 、チャネル見積りはアルゴリズムの他の形式によっても実行することがてきる。

この特色の１つの例は、ＬＭＳ−アルゴリズムより速いはるかに複雑であるＲＬ Ｓ−アルゴリズム、リカーシブ最小２乗値である。

上記の例により、イコライザ５は見積もられたインパルス応答Ｃ（ｎ）　、すな わちチャネル見積りフィルタＣＥＳＴを計算する唯一の回路を育する。しかし、 第８図に示される通り、本発明に従って、チャネル・インパルス応答を見積もる いくつかの回路を有するイコライザを使用することができる。ビタビ・イコライ ザ１１は多数の状態ｐ＝１６、およびチャネル見積り回路ＣＥＳＴ　ｌ・・・・ ・・ＣＥＳＴ１６を含むチャネル見積り命令を有する。別々のチャネル見積りＣ ，（ｎ）は、ビタビ・アルゴリズムの各状態ｉのためのこれらの回路に形成され る。ビタビ分析器ＶＩＴＩは、ビタビ分析器ＶＩＴについて説明された同じ方法 でＬサンプリング間隔に対応する遅延後に見積もられた記号５（ｎ−Ｌ）を作る 。

チャネル見積り回路のすべては、ビタビ分析器ＶＩＴＩに接続され、かつ部分見 積りＣＩ　（ｎ）・・・・・・ＣＩｇ（ｎ）は各見積り回路に作られる。サンプ リング時点ｎでの新しい状態ｊに関する部分見積りＣ，（ｎ）は、前のサンプリ ング時点（ｎ−１）から反復計算される。Ｃｉ　（ｎ−１）は、遷移状態ｉから ＪまでにＶＩＴＩによって選択された通路に属するチャネル見積りである。Ｃ４ （ｎ）は、ｅｌ、（ｎ）＝ｙ　（ｎ）−ＣＩＴ　（ｎ−１）’ＳＮ、の関係によ って計算される遷移誤差信号ｅ＋＋（ｎ）の助力を得て計算される。この場合の Ｓ　ｉ＋において遷移ベクトルは、古い状態上と新しい状態丈に関する記号を持 ち、サンプリング時煮立ての新しい状態ユに関しての部分見積りＣＩ　（ｎ）は 例えば、Ｃｒ　（ｎ）＝Ｃｒ　（ｎ−１）＋’　ＳＩｒ”　”　ｅ＋＋　（ｎ） 。

を与える上記のＬＭＳ−アルゴリズムのような所望のアルゴリズムにより第ｊ番 目のチャネル見積り回路で計算される。

第８図において、チャネル見積りはそれぞれ最初および最後の状態１または１６ について示す。サンプリング時点ｎで、ビタビ分析器ＶＩＴＩは状態ｉから状態 １までの遷移を選択して遷移ベクトルＳ　１１、遷移誤差信号ｅ１１および古い 部分見積りＣＩ　（ｎ　１）を送る。新しい部分見積りＣ，（ｎ）は回路ＣＥＳ ＴＩで計算されて、部分見積りの連続した反復計算で、ビタビ検出における次の 時点（ｎ＋１）で使用するＶＩＴＩに送られる。同様な方法で、ビタビ分析器Ｖ ＩＴＩは状態２から状態１６まての遷移を選択し、また遷移ベクトル５ｐ１８、 遷移誤差信号ｅ、１．および古い部分見積りＣ，（ｎ−１）をＣＥＳＴ１６に送 る。新しい部分見積りＣ＋５（ｎ）が計算されてＶＩＴＩに送られる。各チャネ ル見積り回路ＣＥＳＴＩからＣＥＳＴまては、回路１７を形成する平均値に持続 される。この回路は第７図によりチャネル見積りフィルタＣＥＳＴの回路１５を 形成する平均値に関して説明された方法に対応する方法て、信号Ｕ　（ｎ）を通 して順応アルゴリズムを制御する。例えば回路１７は、その平均値形成関数につ いて同期シーケンスのみの助力によって得られるチャネル見積りを利用する。

上記において、本発明はイコライザ５および１１に関して説明されたが、そのい ずれもそれぞれビタビ分析ＶＩ’ＴおよびＶＩＴＩを有する。しかし本発明は、 順応アルゴリズムかチャネル見積りＣ（ｎ）についての平均エネルギー値Ｕ　（ ｎ）の助力を得て制御されるチャネル見積り回路に接続される別の形のイコライ ザの使用を認める。

Ｎ１２３　−−−　ｆ−一−Ｎ１２３−−Ｆｉｇ、５ Ｆｊｇ、８ 国際調査報告 ＋Ｉｌｌｅｎｎｌｉｗａｌ＾−−ｍ−ｗ−ＰＣＴ／ＳＥ　９０１００７６４国際 調査報告

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. １．記号シーケンスを送信するときにフェージング・チャネルのチャネル見積り を効果的にする方法であり、各記号シーケンスは少なくとも１つの同期シーケン スおよび１つのデータ・シーケンスを有し、前記方法は、−一部、同期シーケン スの助力を得て、また一部、少なくとも１つのチャネル見積りが各サンプリング 時点で得られる所望の順応アルゴリズムの助力を得てチャネル見積りを効果的に する段階と、 −さらに下記の段階を含む方法を特徴とする、チャネル見積りおよび記号シーケ ンスの記号見積りの助力を得てチャネル等価を効果的にする段階と、 −チャネル見積り（Ｃ（ｎ））の各係数（Ｃ１（ｎ），…Ｃｋ（ｎ））によって 含まれるエネルギー用のサンプリング時間点（ｎ）の所望数の時間平均値を形成 することによって平均エネルギー値（ｕ１（ｎ），…，ｕｋ（ｎ））を計算する 段階と、 −少なくとも平均エネルギー値（ｕ１（ｎ），…，ｕｋ（ｎ））の最大値（ｕ（ ｎ））を選択する段階と、−記号シーケンス（ＳＳ）の間に、区別された信号で フェージング（ＴＦ）に続く記号シーケンス（ＳＳ）の残りの部分にある信号記 号（■（ｎ−Ｌ））で作られるような正しい見積りができるように選択された平 均エネルギー値（ｕｈ（ｎ））の助力を得て制御されるチャネル見積り（Ｃ（ｎ ））が順応するような、選択された平均エネルギー値（ｕ１（ｎ），…，ｕｋ（ ｎ））によって順応アルゴリズム（ＬＭＳ）に影響を及ぼす段階と、によって構 成されることを特徴とする方法。
2. ２．１つ以上の全記号シーケンス（ＳＳ）による平均エネルギー値（ｕ１（ｎ） ，…，ｕｋ（ｎ））の形成にわたることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. ３．１つ以上の記号シーケンス（ＳＳ）の同期シーケンスのみによる平均エネル ギー値（ｕ１（ｎ），…，Ｕｋ（ｎ））の形成にわたるごとを特徴とする請求項 １記載の方法。
4. ４．サンプリング時点で、順応アルゴリズムは、最小サンプリング時点における 誤差信号の助力を得てチャネル見積り値を計算する最小平均２乗値アルゴリズム であり、選択された平均エネルギー値（ｕ１（ｎ））に付随する重み係数（μ１ ）の助力を得てチャネル見積り（Ｃ（ｎ））に前記誤差信号（ｅ（ｎ））を計る ことによって影響されることを特徴とする請求項１、２また３記載の方法。
5. ５．重み係数（μ１）は、重み係数（μ１）と最大平均エネルギー値（ｕｈ（ｎ ））とに対応する平均エネルギー値（ｕｉ（ｎ））との間の商の平方根の比（Ｒ ）であることを特徴とする請求項４記載による方法。
6. ６．アルゴリズムは、サンプリング時点でチャネル見積り内を計る最小平均２乗 値アルゴリズムであり、−送信された信号（Ｙ，ｙ（ｎ））の信号強度を検出す る段階と、 −信号強度（Ｆ）用のしきい値（ＦＯ）を定める段階と、−しきい値（ＦＯ）と 信号強度（Ｆ）とを比較することによってフェージングの発生を定める段階と、 −フェージングの場合に、選択された平均エネルギー値（Ｕｈ（ｎ））に対応す る先行サンプリング時点のチャネル見積り（Ｃ（ｎ−１））におけるこれらの係 数を持つチャネル見積り（Ｃ（ｎ））のみに重み（ｑｈ）順応アルゴリズム（Ｌ ＭＳ）を生じさせることを特徴とする請求項１、２または３記載の方法。
7. ７．一定値に対する信号強度（Ｆ）のしきい値（ＦＯ）を定めることを特徴とす る請求項６記載の方法。
8. ８．信号強度（Ｆ）のしきい値（ＦＯ）が平均エネルギー値の最大値（Ｕ１（ｎ ））および次の最大値（ｕ２（ｎ））の間の商（Ｈ）の平方根に比例することを 特徴とする請求項６記載の方法。