JPH0451176B2

JPH0451176B2 -

Info

Publication number: JPH0451176B2
Application number: JP59175806A
Authority: JP
Inventors: Uerunaa Harisu Furanku; Maasharu Haretsuto Za Saado Furederitsuku
Original assignee: Valleylab Inc
Current assignee: Valleylab Inc
Priority date: 1983-09-13
Filing date: 1984-08-23
Publication date: 1992-08-18
Also published as: JPS6072544A; CA1250025A

Description

【発明の詳細な説明】技術分野本発明は、電気外科用ゼネレータに関し、特に
その出力レベルを制御するための手段を含むゼネ
レータに関する。本発明は、更に、双極子の鉗子
またはハンドピースを備えた如きゼネレータの使
用に関する。

双極子の電気外科とは、単極子の電気外科にお
いて使用される如き単一の小型の活性電極および
大型の戻り電極の代りに、電気外科作用電流を生
じる２つの小さな電極を備えたハンドピースの使
用に関する。

背景技術単極子に勝る双極子の電気外科の長所は下記の
如くである。即ち、 (1) 少ない組織の破壊に直結する比較的低い電力
レベルの使用 (2) 破壊される組織が双極子の電極間に配置され
る組織のみであり、その結果交互の部位におけ
る火傷の危険がほとんどないこと (3) 加えられる電圧を非常に低くすることができ
ること。このため、電極における火花による組
織の火傷および傷跡を防止すること。

双極子の電気外科は、過度の熱または火花によ
つて繊細な組織が容易に破壊され得る眼および脳
に対する外科的処置において広く用いられてい
る。

双極子の電気外科の効果の改善を試みるため、
脱水状態における組織のインピーダンスの変化に
ついて研究がなされてきた。その結果２つの脱水
の相があることが判つた。第１の相は、電気外科
作用電流が加えられると直ちに生じる。組織の温
度が上昇し、細胞壁が破壊され、組織のインピー
ダンスは減少を呈する。温度は上昇し続け、水分
が蒸気として消失する。組織が乾燥するに伴い、
抵抗が増加する。出力電圧は抵抗の増加と共にや
や上昇し、この時点で火花、鉗子の過度の温度上
昇、または鉗子の組織に対する膠着が生じる。

発明の概要従つて、本発明の主な目的は、電力が脱水相の
終りに向けて減衰するように、インピーダンスの
増加と共にその電力が急速に減少する改善された
電気外科用ゼネレータの提供にある。

本発明の別の目的は、組織のインピーダンスの
２乗の逆数として電力が減少する上記の形式の改
善されたゼネレータの提供にある。

本発明の他の目的は、双極子の電気外科におい
て使用される上記の形式の改善されたゼネレータ
の提供にある。

また、本発明の主な目的は、電力が脱水相の終
りに向けて減衰するように、インピーダンスの増
加と共にその電力が急速に減少する改善された電
気外科用ゼネレータの提供にある。

他の目的は、予め定めた値より高いインピーダ
ンスに対して２つの異なる操作モードの内一方が
選択できる上記の形式の改善されたゼネレータの
提供にある。

本発明の他の目的は、選択されたモードの一方
が一定の電圧特性を提供し、上記の特性の他方に
おいて電力が負荷のインピーダンスの２乗で減少
させられる上記の形式のゼネレータの提供にあ
る。

本発明の他の目的は、異なる負荷のインピーダ
ンス範囲に対して要求される電力を計算し、この
計算された要求電力に実際の出力を一致させる回
路を含む上記の形式のゼネレータの提供にある。

本発明の他の目的および利点については、図面
と共に以下の記述および頭書の特許請求の範囲を
照合すれば明らかになるであろう。

米国特許第3946487号、同第3980085号、同第
4188927号、および同第4092986号は、負荷のイン
ピーダンスの増加に従つて出力電流を減少させる
装置を開示している。特に、これら米国特許は、
これにより負荷のインピーダンスの増加と共に電
流が減少する一定の電圧出力を使用することを教
示している。しかし、これらの米国特許において
は、出力が負荷のインピーダンスの２乗の逆数で
変化する開示内容はない。一般に、出力電力が上
記の米国特許における一定の電圧出力をもたらす
ものよりも実質的に大きい割合で減少させられる
開示内容はない。

好適な実施例の説明類似の部分は同じ照合番号を付した図面に照し
て説明する。

第１図においては、本発明による例示の電気外
科用ゼネレータが、調整されたスイツチング電源
１０と、調整されないDC電圧ソース１１と、無
線周波数（RF）ゼネレータ１２と、電圧および
電流センサ１４と、マイクロプロセツサ制御装置
１６と、公称電力インジケータ１８と、足踏みス
イツチ２０とを含んでいる。電気外科用電流は、
前記ゼネレータから患者２４と接触状態で略図的
に示される鉗子２２に対して与えられる。

負荷に対して加えられる電力は、DC電源１０
からの電圧と負荷のインピーダンスの関数であ
る。以下において更に詳細に記述するように、セ
ンサ１４は、それぞれライン１５，１７上を制御
装置１６に対して加えられる負荷電圧および電流
に比例する検出信号を生じる。この制御装置は、
検出信号を計数化して、負荷のインピーダンスお
よび負荷に対して送られる実際の電力を計算す
る。

計算された負荷のインピーダンスおよび１８に
おけるオペレータにより選択される公称電力の関
数である必要な負荷電力もまた計算される。50ワ
ツトの公称電力に対する必要な負荷電力のグラフ
が第２図に示されている。

一般に70Ωより小さな低い負荷インピーダンス
において、計算された要求電力が無線周波数の出
力の組織の破壊または過熱を防止するため減少さ
せられる。特に、電源１０に対するライン１９上
に与えられる制御電圧は、この低い値のインピー
ダンス範囲内で負荷電流を一定に維持するように
出力電力を制御する。約70乃至100Ωにわたる中
間の範囲内において、計算された要求電力が選択
された公称電力において一定に保持される。

100Ω以上のインピーダンスにおいては、２つ
の運転モードの内の一方をオペレータが選定する
ことができる。第２図に示されるように、計算さ
れた要求電力が電圧を一定に維持しながらこれら
のモードの最初において減少させられるが、この
効果は公知のゼネレータのそれに類似している。
第２のモードにおいては、計算された要求電力
が、電圧が一定に保持される時に生じるものより
も実質的に大きな割合で減少させられる。計算さ
れた要求電力は、第２のモードにおいて負荷イン
ピーダンスの２乗で減少されることが望ましい。
このように、例えば、200Ωのインピーダンスを
有するある負荷に対する計算された要求電力は、
100Ωの負荷のインピーダンスに対して必要とさ
れるものの四分の一となる。例えば第２の運転モ
ードにおいてインピーダンスが約800Ωまで増加
されると、このレベルにおいては電力のレベルが
非実際的に小さくなることがあるため、一定の電
圧特性を構成することができる。

要求の電力がある公称電力および負荷のインピ
ーダンスの範囲に対して計算された後、要求の電
力に実際の電力を整合させるため適正な量だけラ
イン１９に対して加えられる制御電圧を調整する
ように、要求電力と実際の電力間で比較が有効に
行なわれる。

組織の接触量の差、組織の加温等により、負荷
のインピーダンスは電気外科処置の間に連続的に
変化する。従つて、マイクロプロセツサの制御装
置１６は、足踏みスイツチ２０または双極子の手
操作スイツチ（図示せず）が閉路される限り、
略々20ミリ秒毎に測定、計算および補正の過程を
反復する。

次に、マイクロプロセツサは単一チツプ型マイ
クロプロセツサの8048シリーズの１つである
INTEL8039でよく、プログラムがINTEL2716型
プログラム可能メモリーにおいて格納することが
できるマイクロプロセツサ制御装置１６により実
行されるプログラムの全体的なフロー・チヤート
である第３図を参照されたい。ある初期化ルーチ
ン（図示せず）の後、プログラム制御が、あるパ
ラメータを計算しかつある機能を開始するルーチ
ンCOLDST26（コールドスタート）に対して送ら
れる。プログラムは最初に、オペレータにより選
択されるある公称電力に対して70Ωで生じる筈の
その時の値であるI_naxを計算する。例えば、もし
オペレータが70ワツトの公称電力を選択するなら
ば、70Ωの負荷に対して送られる電流は１アンペ
アとなり、このためI_naxの値はこの場合１アンペ
アとなる。オペレータにとつて使用可能な公称電
力の範囲は、一般に０乃至70ワツトの範囲にわた
る。オペレータにより選択される公称電力はP_nax
と呼ばれ、70乃至100Ωにわたる中間の範囲のイ
ンピーダンスにおいて生じる。最大電力は70乃至
100Ωの範囲にわたつて生じ、またこの範囲内で
生じる最も大きな電流は70Ωにおいて生じるた
め、I_naxは前述の如く70Ωで計算される。一般に、
I_nax＝（P_nax／70）^1/2となる（但し、P_naxはオペレ
ータにより選択される公称電力と等しく、70は
70Ωの負荷と対応する）。

COLDSTはまた、下記のように初期のパラメ
ータV_naxを計算する。オペレータは25ワツトの
公称電力を選択するものとする。この電力値に対
する100Ωの負荷の生ずる電圧は値V_naxと対応し、
このためこの場合にはV_naxが60ボルトとなる。
上記の如く、P_naxは70乃至100Ωの範囲にわたつ
て生じる。更に、最大電力は100Ωの負荷におい
て生じる。従つて、V_naxは下記のように計算さ
れる。一般には、 V_nax＝（100P_nax）^1/2＝10（P_nax）^1/2 V_naxおよびI_naxの計算の後、COLDSTは電源
１０に対するライン１９上に小さな制御電圧
AFBを加えて、RFゼネレータ１２をONにする。
COLDSTはこの時、制御ルーチンGETP２８お
よびCNTLP３０に移す制御を移す前にRF出力
を安定状態にさせるため約0.01秒間待機する。
GETPWRは、ライン１５に生じる負荷電圧信号
V_SENとライン１７に生じる負荷電流信号I_seoを検
出する。負荷電力P_LOADはV_SENI_SENとして計算され
る。更に、負荷のインピーダンスZ_LOADはV_SEN／
I_SENとして計算される。負荷のインピーダンスが
生じるインピーダンス範囲についても決定が行な
われる。このように、もし負荷のインピーダンス
範囲が70Ωよりも小さければ第１のインピーダン
ス範囲フラツグ（図示せず）がセツトされ、負荷
のインピーダンス範囲が70と100Ωの間にあれば
第２のフラツグがセツトされ、100Ω以上であれ
ば第３のフラツグがセツトされる。インピーダン
ス範囲の選定においてはかなりの大きさの公差が
与えられ、例えば60乃至115Ωにわたり得ること
が理解されよう。

上記の如く、高いインピーダンス範囲において
はオペレータは２つの異なるモードの内一方を選
択することができる。選択されたモードに従つ
て、更に別のフラツグがCOLDSTによりセツト
されて選択されたモードを表示する。ルーチン
CNTLPが上記のフラツグを検査して、下記のど
のアルゴリズムが実行されるべきかを判定する。
これらのアルゴリズムは、第３図から判る通り
LOZ３２、MIDZ３６、ZOL３８およびHIZR２
４０である。これらのアルゴリズムの全ては最終
的にはルーチンAFBADJ３４に移す制御を移す。
これらのルーチンについては、次に個々に論述す
ることにする。

負荷のインピーダンスが40Ωとして測定される
ものとすれば、CNTLPは制御をLOZ３２へ送
る。低いインピーダンス範囲に対して前に述べた
一定の電流特性を構成することになる補正因数が
計算される。特に、もしI_SEN＝1.2アンペアであり
かつI_nax＝１アンペアであるならば、補正因数は
I_nax／I_SENとして計算される。このため、計算さ
れた因数は1.0／1.2に等しい。補正因数の計算の
後、制御はAFBADJ３４に送られ、これが計算
された補正因数に基く制御電圧AFBを増減する。
このため、もしAFBの値が10ボルトであれば、
これは補正因数1.0／1.2だけ減少させられること
になる。このように、電流は低いインピーダンス
範囲にわたり値I_nax（1.0アンペア）において一定
に維持される。本例においては、値I_SENが値I_nax
を超えることに注目されたい。I_SENがI_naxを超え
たかどうかに拘らず、補正因数はLOZルーチン
により低い全インピーダンス範囲にわたりI_nax／
I_SENとして計算される。

補正された制御電圧がライン１９に介して電源
１０に与えられた後、オペレータが依然としてゼ
ネレータをして電気外科作用電力を鉗子に対して
与えることができるかどうかを判定するため試験
が行なわれる。この試験は４２において行なわれ
る。もしゼネレータがこのため付勢されるなら
ば、制御はGETPWRへ戻される。GETPWRか
らAFBADJへのルーチンの実行はほとんどの場
合約20ミリ秒を要し、このため、負荷に対して送
られる電力は常に検出された負荷の条件に従つて
調整されつつある。もしこれ以上付勢状態がなけ
れば、このルーチンは初期化モードに戻り、ここ
で出力が遮断され、次の付勢状態を待機しながら
ある自己試験ルーチンが実行される。この特性に
ついては、第３図のフロー・チヤートには示され
ていない。

上記の如く、組織のインピーダンスは乾燥状態
が進行するに伴つて増加しようとする傾向を有す
る。従つて、GETPWRルーチンにより測定され
る次の負荷は80Ωであるものとする。MIDZフラ
ツグがセツトされ、負荷電力が計算され、ルーチ
ンCNTLPが再び付勢状態のフラツグを決定して
制御をMIDZルーチン３６へ送る。ここで、補正
因数は数式（P_nax／P_LOAD）^1/2に従つて計算され
る。但しP_naxはオペレータにより選択された公称
電力と等しく、GETPWRにおいて計算される如
くP_LOAD＝V_SENI_SENとなる。このため、もし実際の
負荷電力であるP_LOADが60ワツトであり公称電力
P_naxが70ワツトであれば、計算された補正因数は
（7/6）^1/2となる。この補正因数が一旦決定される
と、制御はAFBADJルーチン３４に送られ、こ
こで補正因数はライン１９に対して与えられる制
御電圧AFBの前の値により乗算される。制御電
圧の調整およびライン１９に対する付加は、
LOZルーチンについて前に述べたと同じ方法で
実行される。

更に時間が経過すると、インピーダンスは増加
し続ける。このため、乾燥モードが依然としてオ
ペレータにより許容されるものとすると、制御は
GETPWRおよびCNTLPに対して戻される。更
に、オペレータが高い範囲のインピーダンスに対
してモード１を選択したものとすれば、CNTLP
３０は適当なフラツグの検出の後、制御をZOL
３８に移すことになる。もしGETPWRにより計
算されたインピーダンスがこの時200Ωであるな
らば、これに対して与えられる電力は第２図に関
して前に述べた如く一定の電圧特性を有すること
になる。特に、一定の電圧はCOLDSTルーチン
により計算される如くV_naxとなる。この一定電
圧特性を構成するため、ZOLは式V_nax／V_SENに
より決定される補正因数を計算する。但し、V_SEN
はGETPWRにより検出される負荷電圧と等し
い。もし検出された電圧が70ボルトでありV_nax
が50ボルトであれば、補正因数は5/7となる。
AFBADJはLOZおよびMIDZについて前に述べ
たと同じ方法でこの補正因数を用いて、ライン１
９に対して与えられる制御電圧を調整する。

もしオペレータがモード２を選択したならば、
この状態は、インピーダンスがこの時高いインピ
ーダンス範囲内にあるという事実と共に、
CNTLPによつて検出されることになる。P_naxが
50ワツトでありP_LOAD＝60ワツトである間、この
時のインピーダンスが200Ωであるものとする。
補正因数は、P_naxのときのインピーダンスをZ_nax
（第２図に示されたように、Z_nax＝100Ω）とする
と、（Z² _nax・P_nax／Z² _LOAD・P_LOAD）^1/2）として計算
される。このため、上記の事例においては、この
因数は、（10000×50／40000×60）^1/2＝（５／24）^1/2
に等しい。再び、補正の計算の後、制御は
AFBADJに送られてライン１９の制御電圧を調
整する。明細書に対して参考書類として添付され
ているのは、第３図のフロー・チヤートに関する
プログラム・リストであるが、ここでこのリスト
もまた種々の初期化、試験およびエラーのプログ
ラムを含むものである。

次に、第１図のスイツチング電源１０、高周波
ゼネレータ１２および電流センサ１４の概略図で
ある第４ａ図および第４ｂ図について述べよう。
前記スイツチング電源は、Silicon General社製
の標準的なスイツチング電源回路４４を含む。残
りの本発明の集積回路もまた、Silicon General
および他のこのような企業の製品である。スイツ
チング電源は従来周知の形態のものであり、スイ
ツチング・トランジスタ４６および誘導子４７、
および調整された高電圧をゼネレータ１２の出力
トランジスタ５２に対して与える出力ライン４８
を含んでいる。ライン４８に対して加えられる給
電電圧はターミナル５０から得られるが、この電
圧は一般に約100ボルトである。ターミナル５０
における電圧はスイツチング・トランジスタ４
６、誘導子４７およびコンデンサ４９によつて調
整されるが、この場合特にトランジスタ４６の遮
断時間が長ければ長い程ライン４８に対して与え
られるDC電圧の大きさは小さくなる。ライン４
８の電圧に比例する電圧DC SENSEは、抵抗５
４，５６からなる分圧器を介して回路４４のター
ミナル２に対して加えられる。この電圧は、ライ
ン１９上のAFBと比較されてこれに追従する。

回路４４からトランジスタ５８，６０を介して
スイツチング・トランジスタ４６に対しON／
OFFパルスが与えられる。これらパルスの反復
速度は、回路４４のR_TおよびC_Tに対して接続さ
れた抵抗６２およびコンデンサ６４によつて決定
される。これらパルスの幅、従つてトランジスタ
４６のON／OFF時間は、AFBとDCSENSE間の
差の関数である。このため、このように、脱水手
順においてインピーダンスが変化するに従つて、
電源電圧はAFBに追従する。

出力電力はライン６６，６８を介して負荷に対
し送られ、このラインは更に出力変成器７０に対
して接続されている。ゼネレータ１２は、ターミ
ナル７２に対して与えられる750KHzの信号によ
り付勢され、ここで前記信号は増巾され、出力ト
ランジスタ５２に対して加えられ、このトランジ
スタは更に変成器７０の一次側巻線７４を付勢す
る。

負荷電流が変成器７６において検出され、７８
で示される変換回路によつて電流を表わす電圧に
変換される。この電圧はマイクロプロセツサ１６
の信号I_SENとしてライン１７上に加えられる。更
に、負荷電圧を表わす電圧が変成器７０の巻線８
０から得られる。この信号は、信号変換回路８２
によつて変換されてライン１９上に負荷電圧V_SEN
を生じる。

他に指定のない限り抵抗に対して与えられる値
はΩでありキヤパシタンスの値はマイクロフアラ
ツドであるが、これらの値は本発明の実施態様の
例示である。

本発明の全体的な作用は、非常に小さなヒー
ト・シンクが熱の放散のため必要となる如きもの
であり、このためトランジスタ５２に対して接続
された３〜４ワツトのシンクが適当であり、この
ようなシンクは非常に小さな値であることが伴る
であろう。これは、増巾器が100Ωの負荷と実質
的に整合し、かつこの値の付近の極く限られたイ
ンピーダンス範囲が負荷に対して与えられる最大
値であるという事実によるものである。

負荷インピーダンスを100Ωから実質的に減少
させると、電力が前述の如く第２図に示されるよ
うに低下させられる。増巾器が整合されるインピ
ーダンスから減少されたインピーダンスにおいて
実質的な電力を生成する必要はない。従つて、
100Ωから除去されたインピーダンスにおいてさ
え、少量の電力しか関与せず、このため上記の小
さなヒート・シンクがこのような比較的小さな電
力に対して適当なものとなる。

本発明の実施態様の上記の詳細な記述は単に例
示であることを理解すべきである。このため、例
えば、上記の原理もまた単極子の電気外科に対し
ても適用可能である。頭書の特許請求の範囲に記
載された如き本発明の主旨および範囲から逸脱す
ることなく、種々の構造および構成の細部を変更
することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による例示的な電気外科用ゼネ
レータを示すブロツク図、第２図は本発明のゼネ
レータの異なる運転モードを示すグラフ、第３図
は第１図のマイクロプロセツサの制御装置により
実行されかつこれに格納されるプログラムを示す
フロー・チヤート、および第４ａ図および第４ｂ
図は第１図のスイツチング電源、ゼネレータ、お
よび電圧および電流検出回路の概略図である。１０…DC電源、１１…DC電圧ソース、１２…
高周波ゼネレータ、１４…電圧および電流セン
サ、１５，１７，１９…ライン、１６…マイクロ
プロセツサ制御装置、１８…公称電力インジケー
タ、２０…足踏みスイツチ、２２…鉗子、２４…
患者、４４…スイツチング電源回路、４６…スイ
ツチング・トランジスタ、４７…誘導子、４８…
出力ライン、４９…コンデンサ、５０…ターミナ
ル、５２…出力トランジスタ、５４，５６，６２
…抵抗、５８，６０…トランジスタ、６４…コン
デンサ、６６，６８…ライン、７０…出力変成
器、７２…ターミナル、７４…一次側巻線、７６
…変成器、７８…変換回路、８０…巻線、８２…
信号変換回路。

Claims

【特許請求の範囲】１電気外科用エネルギ・ソースと、患者を含む
負荷に前記ソースを接続するための装置と、前記
ソースから前記負荷に与えられる実際の電力を調
整するための制御装置と、を備えた電気外科用ゼ
ネレータにおいて、前記制御装置が、前記負荷のインピーダンスを決定するための装
置と、予め定めた値以上の全ての前記インピーダンス
に応答して、前記インピーダンスの値に依存し、
必要な負荷電力に対応する補正因数を計算するた
めの補正因数計算装置であつて、前記補正因数
は、前記負荷に対して供給される電力が前記負荷
のインピーダンスの２乗の逆数に比例するもので
ある前記補正因数計算装置と、前記補正因数に応答して、前記実際の電力が前
記必要な負荷電力に追従するように前記ソースを
調整するための装置と、を備えたことを特徴とする電気外科用ゼネレー
タ。２前記制御装置が、前記ソースから前記負荷に
対して供給される実際の電力を調整するためのマ
イクロプロセツサを含むことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のゼネレータ。３前記負荷に対して供給される公称電力を選択
する装置を設け、前記補正因数もまた公称電力に
依存してこの補正因数を計算することを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のゼネレータ。４前記公称電力が０乃至70ワツトの範囲で変化
することを特徴とする特許請求の範囲第３項記載
のゼネレータ。５前記電気外科用エネルギ・ソースに対するヒ
ート・シンクを設け、該ヒート・シンクは約４ワ
ツトを超えない容量を有することを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のゼネレータ。６前記予め定めた値より小さな第２の予め定め
た値以下の全ての負荷のインピーダンスにおい
て、前記補正因数計算装置が、前記負荷を流れる
電流が実質的に一定の状態を維持するように第２
の補正因数を計算することを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のゼネレータ。７前記負荷に対して供給されるべき公称電力を
選択する装置を設け、前記第２の補正因数が
I_nax／I_SEN（但し、I_naxは与えられる前記公称電力
を有する前記第２の予め定めた値のインピーダン
スを流れる電流であり、I_SENは前記負荷を流れる
実際の電流である）と等しいことを特徴とする特
許請求の範囲第６項記載のゼネレータ。８前記第２の予め定めた値が約70Ωであること
を特徴とする特許請求の範囲第６項記載のゼネレ
ータ。９前記予め定めた値とそれより小さな第２の予
め定めた値間の全ての負荷のインピーダンスにお
いて、前記補正因数計算装置が、前記負荷に対し
て供給される電力が実質的に一定の状態を維持す
るように第３の補正因数を計算することを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のゼネレータ。１０前記負荷に対して供給されるべき公称電力
を選択する装置を設け、前記第３の補正因数は
（P_nax／P_LOAD）^1/2（但しP_naxは公称電力、P_LOADは
前記負荷に対して供給される実際の電力）に等し
いことを特徴とする特許請求の範囲第９項記載の
ゼネレータ。１１前記予め定めた値と前記第２の予め定めた
値はそれぞれ約100および70Ωであることを特徴
とする特許請求の範囲第９項記載のゼネレータ。１２前記予め定めた値よりも大きな全ての負荷
のインピーダンスにおいて、前記補正因数計算装
置が、前記負荷の両端の電圧が実質的に一定の状
態を維持するように第４の補正因数を計算するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のゼネ
レータ。１３前記負荷に対して供給されるべき公称電力
を選択する装置を設け、前記第４の補正因数が
V_nax／V_SEN（但し、V_naxは与えられる前記公称電
力を有する前記予め定めた値のインピーダンスの
両端の電圧であり、V_SENは前記負荷の両端におけ
る実際の電圧である）と等しいことを特徴とする
特許請求の範囲第１２項記載のゼネレータ。１４前記予め定めた値は約100Ωであることを
特徴とする特許請求の範囲第１２項記載のゼネレ
ータ。１５前記負荷に対して供給されるべき公称電力
を選択する装置を設け、前記補正因数は
［10000P_nax／（Z_LOAD ²）P_LOAD］^1/2（但し、P_naxは
公称電力、Z_LOADは負荷のインピーダンス、およ
びP_LOADは前記負荷に対して供給される実際の電
力）に等しいことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のゼネレータ。１６前記予め定めた値は約100Ωであることを
特徴とする特許請求の範囲第１５項記載のゼネレ
ータ。