JPH0453317A - 微補正可能な基準信号発生器 - Google Patents
微補正可能な基準信号発生器Info
- Publication number
- JPH0453317A JPH0453317A JP2161256A JP16125690A JPH0453317A JP H0453317 A JPH0453317 A JP H0453317A JP 2161256 A JP2161256 A JP 2161256A JP 16125690 A JP16125690 A JP 16125690A JP H0453317 A JPH0453317 A JP H0453317A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal source
- output
- reference signal
- synthesizer
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Transceivers (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、外部等から供給される基準信号によって、
シンセサイザ信号源を微調整する際に有用な微補正可能
な基準信号発生器に関するものである。
シンセサイザ信号源を微調整する際に有用な微補正可能
な基準信号発生器に関するものである。
〔発明の概要］
本発明の基準信号発生器は、水晶発振器を基準信号源と
するＰＬＬ回路によって形成されているシンセサイザ信
号源の周波数と、外部から供給されている基準信号周波
数を混合し、前記２つの周波数の差信号を計数するカウ
ンタを備えている。
するＰＬＬ回路によって形成されているシンセサイザ信
号源の周波数と、外部から供給されている基準信号周波
数を混合し、前記２つの周波数の差信号を計数するカウ
ンタを備えている。
そして、このカウンタの出力によって前記シンセサイザ
信号源を構成している可変分周器の分周比を可変するこ
とによって前記シンセサイザ信号源の出力周波数が極め
て小さいステップで補正できるようにしたものである。
信号源を構成している可変分周器の分周比を可変するこ
とによって前記シンセサイザ信号源の出力周波数が極め
て小さいステップで補正できるようにしたものである。
［従来の技術Ｊ
衛星を利用した移動体通信方式の中には、ＳＨＦ帯の搬
送周波数を変調した数１０００チヤンネルの情報を選択
的に受信するために、きわめて小さいステップで周波数
が可変とされ、かつ、基準信号によってその周波数が較
正できるような微補正可能な基準信号源が要求されてい
る。
送周波数を変調した数１０００チヤンネルの情報を選択
的に受信するために、きわめて小さいステップで周波数
が可変とされ、かつ、基準信号によってその周波数が較
正できるような微補正可能な基準信号源が要求されてい
る。
第３図は、かかる衛星通信（インマルサット）を利用す
る地上局の送受信機の概要を示したもので、アンテナ１
から入力された電波はトランスポンダ２を介してＳＨＦ
アンプ３で増幅され、例えば受信電波は１５３０ＭＨ２
〜１５４５ Ｍｎ２の信号は第１のミキサー４で第１の
中間周波数９５．５５Ｍｌ１．におとされる。そして第
１のＩＦアンプ５を介して第２のミキサー６に供給され
、この第２のミキサー６でさらに第２の中間周波数３３
．７５ＫＨ，に変換される。
る地上局の送受信機の概要を示したもので、アンテナ１
から入力された電波はトランスポンダ２を介してＳＨＦ
アンプ３で増幅され、例えば受信電波は１５３０ＭＨ２
〜１５４５ Ｍｎ２の信号は第１のミキサー４で第１の
中間周波数９５．５５Ｍｌ１．におとされる。そして第
１のＩＦアンプ５を介して第２のミキサー６に供給され
、この第２のミキサー６でさらに第２の中間周波数３３
．７５ＫＨ，に変換される。
この第２の中間周波数信号はＩＦアンプ７を介して復調
器８で送信データが検出される。
器８で送信データが検出される。
送信用の搬送波は第１のＰＬＬ回路９と第２のＰＬＬ回
路１０より合成されている。すなわち、第１のＰＬＬ回
路９から出力される９６．２１ＭＩＩ□〜１１７．１６
Ｍｌ２の周波数信号は変調器１１で変調され第３のミキ
サー１２に供給され、第２のＰＬＬ回路１０より出力さ
れる。例えば１５２９．３４ＭＨ□の信号と混合される
。
路１０より合成されている。すなわち、第１のＰＬＬ回
路９から出力される９６．２１ＭＩＩ□〜１１７．１６
Ｍｌ２の周波数信号は変調器１１で変調され第３のミキ
サー１２に供給され、第２のＰＬＬ回路１０より出力さ
れる。例えば１５２９．３４ＭＨ□の信号と混合される
。
そして、その混合出力である１６２５．５５Ｍｌ２〜１
６４０、５５Ｍｌ２の送信周波数信号は出力アンプ１３
を介してトランスポンダ２に供給され、アンテナ１から
通信衛星に向は送信される。
６４０、５５Ｍｌ２の送信周波数信号は出力アンプ１３
を介してトランスポンダ２に供給され、アンテナ１から
通信衛星に向は送信される。
また、この混合出力である、１６２５．５５ＭＨ，〜１
６４０、５５ＭＨ，の信号は前記した第１のミキサー４
に供給され、第１の中間周波数を形成し、第２のＰＬＬ
回路１０の出力周波数は第２のミキサー６に供給されて
第２の中間周波数を形成する。
６４０、５５ＭＨ，の信号は前記した第１のミキサー４
に供給され、第１の中間周波数を形成し、第２のＰＬＬ
回路１０の出力周波数は第２のミキサー６に供給されて
第２の中間周波数を形成する。
このインマルサット通信の場合は、例えば、送受信チャ
ンネル数が３０００、各チャンネルのバンド帯域は５に
Ｈ２とされている場合、第１のＰＬＬ回路９のセンタ周
波数は、上記各チャンネルを選択するため５ＫＨ２のス
テップで少なくても、１５ＭＨｚの変化を行う必要があ
る。
ンネル数が３０００、各チャンネルのバンド帯域は５に
Ｈ２とされている場合、第１のＰＬＬ回路９のセンタ周
波数は、上記各チャンネルを選択するため５ＫＨ２のス
テップで少なくても、１５ＭＨｚの変化を行う必要があ
る。
そのため、第１のＰＬＬ回路１０及び第２のＰＬＬ回路
９には、かなり精度の高い基準信号Ｓ、＋ １０．（１
５Ｍｌ２）が基準信号発生器２０から供給される。
９には、かなり精度の高い基準信号Ｓ、＋ １０．（１
５Ｍｌ２）が基準信号発生器２０から供給される。
又、第１のＰＬＬ回路９には出力周波数を少なくとも５
ＫＨ２のステップで変更することができるように可変分
周器が設けられており、この送受信機全体を制御する送
受信制御部１４によって分周比がコントロールされるよ
うに形成されている。
ＫＨ２のステップで変更することができるように可変分
周器が設けられており、この送受信機全体を制御する送
受信制御部１４によって分周比がコントロールされるよ
うに形成されている。
［発明が解決しようとする問題点］
ところで、上記したような第１、及び第２のＰＬＬ回路
９．ｌＯに供給される基準信号ＳＲは、通常の水晶発振
器で形成する場合に、水晶発振器の安定性が高いＩＯＭ
Ｈ２以下とすることが好ましいが、基準信号ＳＲがｌＯ
ＭＨｚとしたときは、第２のＰＬＬ回路ＩＯが逓倍器〔
約１００倍〕どして安定に動作するためには、基準信号
ＳＲの精度は周辺環境や経年変化を入れるとＩＯＭＨ２
±ｌｐｐｍ以下（１ｐｐｍ＝ １ｏ−ｔ＋）とすること
が要請される。
９．ｌＯに供給される基準信号ＳＲは、通常の水晶発振
器で形成する場合に、水晶発振器の安定性が高いＩＯＭ
Ｈ２以下とすることが好ましいが、基準信号ＳＲがｌＯ
ＭＨｚとしたときは、第２のＰＬＬ回路ＩＯが逓倍器〔
約１００倍〕どして安定に動作するためには、基準信号
ＳＲの精度は周辺環境や経年変化を入れるとＩＯＭＨ２
±ｌｐｐｍ以下（１ｐｐｍ＝ １ｏ−ｔ＋）とすること
が要請される。
しかしながら、いかなる周辺環境に対しても上記したよ
うな精度を保つ基準信号源を構築することは、きわめて
困難であり、又、上記したような精度を維持できる基準
信号源は高価、かつ大型化されることになるため、移動
無線機器のコストアップを招くという問題点があった。
うな精度を保つ基準信号源を構築することは、きわめて
困難であり、又、上記したような精度を維持できる基準
信号源は高価、かつ大型化されることになるため、移動
無線機器のコストアップを招くという問題点があった。
Ｅ問題点を解決するための手段］
本発明は、かかる問題点を解決するために、微補正が外
部信号によって行われるシンセサイザ信号源と、外部か
ら供給される基準信号（衛星のキャリブレーション送信
周波数）の差信号を検出する掛算器と、この掛算器の出
力信号を計数するための計数手段を備え、該計数手段の
出力値が常に一定値となるように前記シンセサイザ信号
源を形成する可変分周器をコントロールする手段を備え
た微補正可能な基準信号発生器を構成するものである。
部信号によって行われるシンセサイザ信号源と、外部か
ら供給される基準信号（衛星のキャリブレーション送信
周波数）の差信号を検出する掛算器と、この掛算器の出
力信号を計数するための計数手段を備え、該計数手段の
出力値が常に一定値となるように前記シンセサイザ信号
源を形成する可変分周器をコントロールする手段を備え
た微補正可能な基準信号発生器を構成するものである。
［作用］
シンセサイザ信号源を形成するＰＬＬ回路の出力を分周
し、基準信号源に対応する信号を混合することによって
、デジタル的な外部信号によって微調整が可能なシンセ
サイザ信号源を形成し、このシンセサイザ信号源内の可
変分周器を外部（送信側）から供給される基準信号によ
ってコントロルするようにしているので、比較的安価な
基準信号源（水晶基準信号源）を使用しても、発生周波
数の積度を高くすることができる。
し、基準信号源に対応する信号を混合することによって
、デジタル的な外部信号によって微調整が可能なシンセ
サイザ信号源を形成し、このシンセサイザ信号源内の可
変分周器を外部（送信側）から供給される基準信号によ
ってコントロルするようにしているので、比較的安価な
基準信号源（水晶基準信号源）を使用しても、発生周波
数の積度を高くすることができる。
［実施例］
第１図は本発明の一実施例を示す微補正可能な基準信号
源のブロック図を示したもので、２１は、温度補償され
ている水晶発振器（ＴＣＸＯ）２１Ａ、この水晶発振器
２１Ａを基準信号源としているＰ Ｌ Ｌ回路２１Ｂ、
分周器２１． Ｃ１及び混合器２２Ｄより構成されてい
るシンセサイザ信号源、２２は同じ＜ Ｉ） Ｌ Ｌ回
路等によって構成されている逓倍器、２３は外部から人
力されている外部基準信号Ｓ ｒｒと、逓倍器２２の出
力信号Ｓｏを混合してその差信号を形成する周波数混合
器、２８は前記水晶発振器２１Ａの出力を分周する分周
器、２４は分周器２８の出力を計数タイミングとして前
記周波数混合器２３の出力周波数を計数しているカウン
タ、２５は誤差検出器、２６はマイクロコンピュータで
、前記誤差検出器２５の出力データに応じて前記Ｐ Ｌ
Ｉ−回路２１Ｂの可変分周器をコントロールしている
ものである。
源のブロック図を示したもので、２１は、温度補償され
ている水晶発振器（ＴＣＸＯ）２１Ａ、この水晶発振器
２１Ａを基準信号源としているＰ Ｌ Ｌ回路２１Ｂ、
分周器２１． Ｃ１及び混合器２２Ｄより構成されてい
るシンセサイザ信号源、２２は同じ＜ Ｉ） Ｌ Ｌ回
路等によって構成されている逓倍器、２３は外部から人
力されている外部基準信号Ｓ ｒｒと、逓倍器２２の出
力信号Ｓｏを混合してその差信号を形成する周波数混合
器、２８は前記水晶発振器２１Ａの出力を分周する分周
器、２４は分周器２８の出力を計数タイミングとして前
記周波数混合器２３の出力周波数を計数しているカウン
タ、２５は誤差検出器、２６はマイクロコンピュータで
、前記誤差検出器２５の出力データに応じて前記Ｐ Ｌ
Ｉ−回路２１Ｂの可変分周器をコントロールしている
ものである。
なお、２７はマイクロコンピュータによって読み出され
るメモリを示し、このメモリ２７にはシンセサイザ信号
源の出力周波数変動データが時系列に記憶できるように
構成されている。
るメモリを示し、このメモリ２７にはシンセサイザ信号
源の出力周波数変動データが時系列に記憶できるように
構成されている。
第２図は、ＰＬＬ回路２１Ｂの具体例を示すブロック図
で、３１は第１の固定分周器、３２は位相比較器、３３
はループアンプ ３４はループフィルタ、３５は電圧可
変発振器（ＶＣＯ） 、３５は外部から供給されるコン
トロール信号によって分周比が可変とされる可変分周器
を示す。
で、３１は第１の固定分周器、３２は位相比較器、３３
はループアンプ ３４はループフィルタ、３５は電圧可
変発振器（ＶＣＯ） 、３５は外部から供給されるコン
トロール信号によって分周比が可変とされる可変分周器
を示す。
なお、このＰＬＬ回路の構成は、固定分周器３１及び可
変分周器３６の分周比の設定によって周波数逓倍器とし
て使用できるものであり、第１図の逓倍器２２に採用す
ることができるものである。
変分周器３６の分周比の設定によって周波数逓倍器とし
て使用できるものであり、第１図の逓倍器２２に採用す
ることができるものである。
つづいて、第１図の微補正可能な基準信号源の動作を数
値例を入れて説明する。
値例を入れて説明する。
水晶発振器２１Ａの発振周波数をＩＯＭＨ，とじ、第２
図で示したように、Ｐ Ｌ Ｌ回路２１Ｂの固定分周器
３１の分周比を２０００、可変分周器３６の分周比を２
００，０００に設定すると、ＶＣＯ３５の発振周波数は
約ＩＧＨｚに設定される。
図で示したように、Ｐ Ｌ Ｌ回路２１Ｂの固定分周器
３１の分周比を２０００、可変分周器３６の分周比を２
００，０００に設定すると、ＶＣＯ３５の発振周波数は
約ＩＧＨｚに設定される。
そして、この発振周波数ｆ。が分周器２ＩＣで、１／２
５０００に分周されると、約４００ＫＨ２の信号が出力
され、この４００ＫＨ□の信号と水晶発振器の出力周波
数が混合器２ＬＤで加算されると、ｌｏ、４ＭＨ□の信
号が出力される。
５０００に分周されると、約４００ＫＨ２の信号が出力
され、この４００ＫＨ□の信号と水晶発振器の出力周波
数が混合器２ＬＤで加算されると、ｌｏ、４ＭＨ□の信
号が出力される。
この信号は逓倍器２２を介して、例えば１５００倍に倍
周され、前記第３図の受信周波数である１５３０ＭＨｚ
（衛星から送信されている基準周波数Ｓ 、、）と
混合されると、掛算器２３からその差周波数（１５００
ＸｌＯ，２） Ｍｎ２−１５３０ＭＨ，＝Ｏになり、カ
ウンタ２４の計数値はＯになる。
周され、前記第３図の受信周波数である１５３０ＭＨｚ
（衛星から送信されている基準周波数Ｓ 、、）と
混合されると、掛算器２３からその差周波数（１５００
ＸｌＯ，２） Ｍｎ２−１５３０ＭＨ，＝Ｏになり、カ
ウンタ２４の計数値はＯになる。
したがって、この場合は水晶発振器２１Ａは外部基準信
号Ｓ ｒｒに同期して所定の発振周波数に制御されるこ
とになる。
号Ｓ ｒｒに同期して所定の発振周波数に制御されるこ
とになる。
ところで、通常の水晶発振器（ＴＣＸＯ）２１Ａの発振
周波数精度は±１ ｐｐｍ（１０−６）程度であるから
、前記微補正回路が付加されていないときは、ＴＣＸＯ
の発振周波数は最大で１ＯＨｚ変動する。
周波数精度は±１ ｐｐｍ（１０−６）程度であるから
、前記微補正回路が付加されていないときは、ＴＣＸＯ
の発振周波数は最大で１ＯＨｚ変動する。
しかしながら、本願発明の微補正可能なシンセサイザ信
号源では１０Ｈ２の変動はカウンタ２４によって検出さ
れるように構成されているから、誤差検出器２５よりマ
イクロコンピュータに入力される誤差データによって補
正することができる。
号源では１０Ｈ２の変動はカウンタ２４によって検出さ
れるように構成されているから、誤差検出器２５よりマ
イクロコンピュータに入力される誤差データによって補
正することができる。
すなわち、前記シンセサイザ信号源のＰＬＬ回路２１Ｂ
に内蔵されている可変分周器３６の分周比を１だけ増減
すると、シンセサイザ信号源２１の出力周波数はｌ（１
４ＭＨ２±０．２５Ｈ２のステップで変化し、きわめて
小さい微補正可能な信号源とすることができる。
に内蔵されている可変分周器３６の分周比を１だけ増減
すると、シンセサイザ信号源２１の出力周波数はｌ（１
４ＭＨ２±０．２５Ｈ２のステップで変化し、きわめて
小さい微補正可能な信号源とすることができる。
なお、第１図の実施例を第３図の基準信号発生器２０と
するためには、水晶発振器２１Ａの発振周波数、及び各
分周器の分周比が上記した説明の値と若干具なる値とさ
れるが、本発明の方式にょると、はぼ０．２５Ｈｚのス
テップで微補正が可能となり、狭帯域のチャンネルを確
実に受信できるようになる。
するためには、水晶発振器２１Ａの発振周波数、及び各
分周器の分周比が上記した説明の値と若干具なる値とさ
れるが、本発明の方式にょると、はぼ０．２５Ｈｚのス
テップで微補正が可能となり、狭帯域のチャンネルを確
実に受信できるようになる。
掛算器２３の出力周波数が第２の中間周波数近傍になる
ように設定することが好ましい。
ように設定することが好ましい。
又、外部から供給される基準信号Ｓ ｆｒは衛星通信方
式では移動局から送信を行う直前に受信されている衛星
局の送信電波を基準とすればよい。
式では移動局から送信を行う直前に受信されている衛星
局の送信電波を基準とすればよい。
〔発明の効果］
以上説明したように、本発明の微補正可能なシンセサイ
ザ信号源は、外部から供給される基準信号によって、微
調整が可能なシンセサイザ信号源の出力周波数がコント
ロールされるようになされているので、安価な水晶発振
器を基準信号源としても、きわめて精度の高い出力信号
を得ることが可能になり、特に衛星通信を利用した送受
信機の信号源を安定化し、コストダウンをはかることが
できるという利点がある。
ザ信号源は、外部から供給される基準信号によって、微
調整が可能なシンセサイザ信号源の出力周波数がコント
ロールされるようになされているので、安価な水晶発振
器を基準信号源としても、きわめて精度の高い出力信号
を得ることが可能になり、特に衛星通信を利用した送受
信機の信号源を安定化し、コストダウンをはかることが
できるという利点がある。
第１図は本発明の微補正可能なシンセサイザ信号源の実
施例を示すブロック図、第２図は本発明のシンセサイザ
信号源を形成するＰＬＬ回路の一例を示すブロック図、
第３図は本発明のシンセサイザ信号源が利用できる衛星
通信機の一例を示すブロック図である。 図中、２１はシンセサイザ信号源、２１Ａは水晶発振器
、２１ＢはＰＬＬ回路、２ＩＣは分周器、２２は逓倍器
、２３は掛算器、２４はカウンタを示す。 ＳＲ 巾屓違イ８機五の一例 第 図
施例を示すブロック図、第２図は本発明のシンセサイザ
信号源を形成するＰＬＬ回路の一例を示すブロック図、
第３図は本発明のシンセサイザ信号源が利用できる衛星
通信機の一例を示すブロック図である。 図中、２１はシンセサイザ信号源、２１Ａは水晶発振器
、２１ＢはＰＬＬ回路、２ＩＣは分周器、２２は逓倍器
、２３は掛算器、２４はカウンタを示す。 ＳＲ 巾屓違イ８機五の一例 第 図
Claims (4)
- （１）微補正可能なシンセサイザ信号源と、該シンセサ
イザ信号源と外部から供給されている外部基準信号を混
合する掛算器と、該掛算器の出力を前記微補正可能なシ
ンセサイザ信号源を形成する基準発振器の出力によって
計数する計数手段と、該計数手段の計数値が特定した値
となるように前記シンセサイザ信号源を形成する可変分
周器を制御する制御手段を備えていることを特徴とする
微補正可能な基準信号発生器。 - （２）掛算器に供給されるシンセサイザ信号源の出力が
所定の倍数だけ逓倍されていることを特徴とする特許請
求の範囲第（１）項に記載の微補正可能な基準信号発生
器。 - （３）シンセサイザ信号源が基準発振器の出力を分周す
る第１の固定分周器と、電圧制御発振器と、該電圧制御
発振器の出力を分周する第２の可変分周器と、前記第１
の固定分周器と前記第２の可変分周器の出力を比較し、
その位相差によって前記電圧制御発振器を制御する位相
比較器を備えたＰＬＬ回路によって構成され、このＰＬ
Ｌ回路の出力を分周した信号と、前記基準信号源に対応
する信号を混合した信号を出力するように構成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項に記載の
微補正可能な基準信号発生器。 - （４）計数手段の出力が時系列的にメモリ手段に記憶さ
れ、該メモリ手段から読み出されたデータによってシン
セサイザ信号源の可変分周器の制御が行われるようにな
されていることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
に記載の微補正可能な基準信号発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2161256A JPH0453317A (ja) | 1990-06-21 | 1990-06-21 | 微補正可能な基準信号発生器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2161256A JPH0453317A (ja) | 1990-06-21 | 1990-06-21 | 微補正可能な基準信号発生器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0453317A true JPH0453317A (ja) | 1992-02-20 |
Family
ID=15731635
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2161256A Pending JPH0453317A (ja) | 1990-06-21 | 1990-06-21 | 微補正可能な基準信号発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0453317A (ja) |
-
1990
- 1990-06-21 JP JP2161256A patent/JPH0453317A/ja active Pending
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