JPH0454198B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0454198B2 JPH0454198B2 JP23217486A JP23217486A JPH0454198B2 JP H0454198 B2 JPH0454198 B2 JP H0454198B2 JP 23217486 A JP23217486 A JP 23217486A JP 23217486 A JP23217486 A JP 23217486A JP H0454198 B2 JPH0454198 B2 JP H0454198B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sine wave
- output
- trigger
- wave signal
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Landscapes
- Measurement Of Unknown Time Intervals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は微小時間差計測回路に関し、更に詳し
くはトリガパルスが発生してからサンプリングパ
ルスが発生するまでの時間を正確に計測すること
ができる微小時間差計測回路に関する。
くはトリガパルスが発生してからサンプリングパ
ルスが発生するまでの時間を正確に計測すること
ができる微小時間差計測回路に関する。
（従来の技術）
デイジタルオシロスコープ等においては、繰り
返し波形をＡ／Ｄ変換する時にトリガポイントと
サンプリングパルス間の微小時間差を計測するこ
とが有用である。この微小時間差を計測すること
により、ランダムサンプルにより等価サンプルレ
ートを高くした場合にもプリ・トリガ（トリガポ
イント以前の観測）が可能となる。
返し波形をＡ／Ｄ変換する時にトリガポイントと
サンプリングパルス間の微小時間差を計測するこ
とが有用である。この微小時間差を計測すること
により、ランダムサンプルにより等価サンプルレ
ートを高くした場合にもプリ・トリガ（トリガポ
イント以前の観測）が可能となる。
第７図は種々のサンプルモードを示す図であ
る。イはリアルタイムサンプルを、ロはシーケン
シヤルサンプルを、ハはランダムサンプルをそれ
ぞれ示す。各サンプルにおいて、波形上の数字は
サンプルの順序をそれぞれ示している。イに示す
リアルタイムサンプルの場合には、この数字が全
てであり、１回の現象の発生時に全点をサンプ
ルすることを示している。これに対し、ロに示す
シーケンシヤルサンプルの場合には、繰り返し発
生する現象を発生する毎に経時的に所定の間隔で
サンプル点をずらせて，，……とシーケン
シヤルにサンプルしていく。又、ハに示すランダ
ムサンプルの場合には、繰り返し発生する現象を
図に示すようにランダムに波形の位置をサンプル
している。従つて、ランダムサンプルはリアルタ
イムサンプルに比較して同一のサンプルレートの
Ａ／Ｄ変速器を用いてより高速の繰り返し現象を
捕捉観測できることがわかる。又、通常のサンプ
リングオシロスコープと比較してトリガポイント
以前の現象を観測することができる。このような
ランダムサンプルを実現するためには、Ａ／Ｄ変
換器のサンプリングパルスと、トリガポイントと
のズレの量つまり微小時間差を計測する必要があ
る。
る。イはリアルタイムサンプルを、ロはシーケン
シヤルサンプルを、ハはランダムサンプルをそれ
ぞれ示す。各サンプルにおいて、波形上の数字は
サンプルの順序をそれぞれ示している。イに示す
リアルタイムサンプルの場合には、この数字が全
てであり、１回の現象の発生時に全点をサンプ
ルすることを示している。これに対し、ロに示す
シーケンシヤルサンプルの場合には、繰り返し発
生する現象を発生する毎に経時的に所定の間隔で
サンプル点をずらせて，，……とシーケン
シヤルにサンプルしていく。又、ハに示すランダ
ムサンプルの場合には、繰り返し発生する現象を
図に示すようにランダムに波形の位置をサンプル
している。従つて、ランダムサンプルはリアルタ
イムサンプルに比較して同一のサンプルレートの
Ａ／Ｄ変速器を用いてより高速の繰り返し現象を
捕捉観測できることがわかる。又、通常のサンプ
リングオシロスコープと比較してトリガポイント
以前の現象を観測することができる。このような
ランダムサンプルを実現するためには、Ａ／Ｄ変
換器のサンプリングパルスと、トリガポイントと
のズレの量つまり微小時間差を計測する必要があ
る。
第８図は従来の微小時間差計測装置の構成例を
示す図、第９図は各部の動作を示すタイミングチ
ヤートである。入力信号とトリガ制御信号を受け
て、トリガ発生回路１は第９図イに示すようなト
リガ信号を発生する。このトリガ信号はコンデン
サＣの短絡用スイツチSW1を第９図ロに示すよう
にオフにする。この時点では、電流源２に直列接
続されるスイツチSW2は第９図ホに示すようにオ
ンになつている。従つて、トリガ信号が発生した
時刻t1からコンデンサＣに定電流Ｉが注入され、
コンデンサＣの電圧Vaは第９図ヘに示すように
漸増する。
示す図、第９図は各部の動作を示すタイミングチ
ヤートである。入力信号とトリガ制御信号を受け
て、トリガ発生回路１は第９図イに示すようなト
リガ信号を発生する。このトリガ信号はコンデン
サＣの短絡用スイツチSW1を第９図ロに示すよう
にオフにする。この時点では、電流源２に直列接
続されるスイツチSW2は第９図ホに示すようにオ
ンになつている。従つて、トリガ信号が発生した
時刻t1からコンデンサＣに定電流Ｉが注入され、
コンデンサＣの電圧Vaは第９図ヘに示すように
漸増する。
一方、トリガ信号は第１のＤタイプフリツプフ
ロツプ３のＤ入力にも入つており、CLK入力に
入るＡ／Ｄ変換器のサンプルクロツクの最初の立
上り（時刻t2、第９図ハ参照）によりＤ入力デー
タ（この場合は“１”レベル）がラツチされ、そ
の1出力は第９図ニに示すようにそれまでの
“１”から“０”に立下る。この1信号によりス
イツチSW2は第９図ホに示すようにオンからオフ
になる。この結果、コンデンサＣへの電流Ｉの注
入はストツプし、この時までの電圧状態が第９図
ヘに示すように保持される。ここで、コンデンサ
Ｃの保持電圧Vaはt1からt2までの微小時間差Δt
に比例するから、この電圧Vaを時間差計測用
Ａ／Ｄ変換器４でデイジタルデータに変換し、時
間差Δtを計測することができる。
ロツプ３のＤ入力にも入つており、CLK入力に
入るＡ／Ｄ変換器のサンプルクロツクの最初の立
上り（時刻t2、第９図ハ参照）によりＤ入力デー
タ（この場合は“１”レベル）がラツチされ、そ
の1出力は第９図ニに示すようにそれまでの
“１”から“０”に立下る。この1信号によりス
イツチSW2は第９図ホに示すようにオンからオフ
になる。この結果、コンデンサＣへの電流Ｉの注
入はストツプし、この時までの電圧状態が第９図
ヘに示すように保持される。ここで、コンデンサ
Ｃの保持電圧Vaはt1からt2までの微小時間差Δt
に比例するから、この電圧Vaを時間差計測用
Ａ／Ｄ変換器４でデイジタルデータに変換し、時
間差Δtを計測することができる。
Ａ／Ｄ変換器４に入力されるＡ／Ｄスタート信
号は、第２のＤタイプフリツプフロツプ５の2
出力から与えられる。即ち、第２のフリツプフロ
ツプ５のＤ入力には第１のフリツプフロツプ３の
Q1出力が入つており、CLK入力にはＡ／Ｄ変換
器のサンプルクロツクが入つており、第９図ハに
示すように時刻t3における立上りで2出力を
“０”から“１”に転じる。そして、この2信号
をＡ／Ｄ変換器４のＡ／Ｄスタート信号として用
いる。
号は、第２のＤタイプフリツプフロツプ５の2
出力から与えられる。即ち、第２のフリツプフロ
ツプ５のＤ入力には第１のフリツプフロツプ３の
Q1出力が入つており、CLK入力にはＡ／Ｄ変換
器のサンプルクロツクが入つており、第９図ハに
示すように時刻t3における立上りで2出力を
“０”から“１”に転じる。そして、この2信号
をＡ／Ｄ変換器４のＡ／Ｄスタート信号として用
いる。
（発明が解決しようとする問題点）
前述した従来装置の場合、微小時間差の測定精
度は主としてコンデンサＣ及びスイツチSW1，
SW2の特性にかかつてくる。一般にコンデンサＣ
にはもれ抵抗直列インダクタンス、直列抵抗が存
在し、微小時間差が1nsec以下のような場合、直
列インダクタンスが大きなインピーダンスとな
り、測定精度を低下させる。又、キヤパシタンス
の容量精度とその安定度が必要であるが、一般に
高周波特性が良い高精度、高安定のコンデンサを
得ることは極めて困難であり、特性も経時的に変
化する。
度は主としてコンデンサＣ及びスイツチSW1，
SW2の特性にかかつてくる。一般にコンデンサＣ
にはもれ抵抗直列インダクタンス、直列抵抗が存
在し、微小時間差が1nsec以下のような場合、直
列インダクタンスが大きなインピーダンスとな
り、測定精度を低下させる。又、キヤパシタンス
の容量精度とその安定度が必要であるが、一般に
高周波特性が良い高精度、高安定のコンデンサを
得ることは極めて困難であり、特性も経時的に変
化する。
更に、従来装置の場合、スイツチSW1をオフに
する時と、スイツチSW2をオフにするタイミング
が競合してきた時に、スイツチング時の電荷注入
による測定誤差が生じる。以上の理由により、従
来の装置によれば、高精度の時間差測定を行うこ
とが困難である。
する時と、スイツチSW2をオフにするタイミング
が競合してきた時に、スイツチング時の電荷注入
による測定誤差が生じる。以上の理由により、従
来の装置によれば、高精度の時間差測定を行うこ
とが困難である。
本発明はこのような点に鑑みてなされたもので
あつて、その目的は、高精度の時間差測定を行う
ことができる微小時間差計測装置を実現すること
にある。
あつて、その目的は、高精度の時間差測定を行う
ことができる微小時間差計測装置を実現すること
にある。
（問題点を解決するための手段）
前記した問題点を解決する本発明は、正弦波発
振器の出力をパルス化してＡ／Ｄ変換器用のサン
プルクロツクとすると共に、正弦波発振器の出力
の位相をずらして余弦波をつくり、トリガ発生回
路からのトリガパルスにより正弦波及び余弦波の
同一時刻におけるそれぞれの振幅値或いは正弦波
のみの所定時間離れた時刻における２つの振幅値
を測定し、これら測定値に基づいてトリガ時刻と
サンプリング時刻との微小時間差を計測するよう
に構成したことを特徴とするものである。
振器の出力をパルス化してＡ／Ｄ変換器用のサン
プルクロツクとすると共に、正弦波発振器の出力
の位相をずらして余弦波をつくり、トリガ発生回
路からのトリガパルスにより正弦波及び余弦波の
同一時刻におけるそれぞれの振幅値或いは正弦波
のみの所定時間離れた時刻における２つの振幅値
を測定し、これら測定値に基づいてトリガ時刻と
サンプリング時刻との微小時間差を計測するよう
に構成したことを特徴とするものである。
（作用）
クロツクパルスをつくる正弦波発振器から正弦
波と余弦波をつくり同一時刻（トリガポイント）
におけるそれぞれの振幅値或いは所定時間離れた
時刻における正弦波の２つの振幅値からトリガ時
刻とサンプリング時刻までの時間差を計測する。
波と余弦波をつくり同一時刻（トリガポイント）
におけるそれぞれの振幅値或いは所定時間離れた
時刻における正弦波の２つの振幅値からトリガ時
刻とサンプリング時刻までの時間差を計測する。
（実施例）
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロツク
図である。図において、１１は基準となる正弦波
を発生させる正弦波発振器、１２は該正弦波発振
器１１の出力を受けて正弦波の純度を向上させる
フイルタ、１３は高純度の正弦波を受けてＯレベ
ルと比較し、Ａ／Ｄ変換器のサンプルクロツクを
発生するコンパレータである。
図である。図において、１１は基準となる正弦波
を発生させる正弦波発振器、１２は該正弦波発振
器１１の出力を受けて正弦波の純度を向上させる
フイルタ、１３は高純度の正弦波を受けてＯレベ
ルと比較し、Ａ／Ｄ変換器のサンプルクロツクを
発生するコンパレータである。
１４，１５はフイルタ１２を通過した正弦波信
号を受けるバツフア、１６はバツフア１４の出力
を受けるバツフア、１７はバツフア１６の出力を
デイジタルデータに変換する時間差計測用の第１
のＡ／Ｄ変換器、１８はバツフア１５の出力を受
けて90°位相をずらす移相器、１９は該移相器１
８の出力を受けるバツフア、２０はバツフア１９
出力をデイジタルデータに変換する時間差計測用
の第２のＡ／Ｄ変換器である。尚、バツフア１４
と１６はなくてもよい。即ち、これらバツフア１
４と１６を通過した信号は同位相であるので、後
段回路との整合性が問題にならない時には省略で
きる。
号を受けるバツフア、１６はバツフア１４の出力
を受けるバツフア、１７はバツフア１６の出力を
デイジタルデータに変換する時間差計測用の第１
のＡ／Ｄ変換器、１８はバツフア１５の出力を受
けて90°位相をずらす移相器、１９は該移相器１
８の出力を受けるバツフア、２０はバツフア１９
出力をデイジタルデータに変換する時間差計測用
の第２のＡ／Ｄ変換器である。尚、バツフア１４
と１６はなくてもよい。即ち、これらバツフア１
４と１６を通過した信号は同位相であるので、後
段回路との整合性が問題にならない時には省略で
きる。
移相器１８としては、例えばデイレイラインが
用いられる。デイレイラインが用いられた場合、
その遅延時間は正弦波周波数に対して90°の位相
になるように選択する。従つて、移相器１８の出
力は90°遅れることになるので90°だけ位相が遅れ
た正弦波、即ち余弦波が出力される。２１は入力
信号及びトリガ制御信号を受けてトリガパルスを
発生するトリガ発生回路で、その出力は第１
（＃１）及び第２（＃２）のＡ／Ｄ変換器１７，２
０にＡ／Ｄスタート信号として入つている。この
ように構成された装置の動作を第２図に示すタイ
ミングチヤートを参照して詳細に説明する。
用いられる。デイレイラインが用いられた場合、
その遅延時間は正弦波周波数に対して90°の位相
になるように選択する。従つて、移相器１８の出
力は90°遅れることになるので90°だけ位相が遅れ
た正弦波、即ち余弦波が出力される。２１は入力
信号及びトリガ制御信号を受けてトリガパルスを
発生するトリガ発生回路で、その出力は第１
（＃１）及び第２（＃２）のＡ／Ｄ変換器１７，２
０にＡ／Ｄスタート信号として入つている。この
ように構成された装置の動作を第２図に示すタイ
ミングチヤートを参照して詳細に説明する。
発振器１１から発生された第２図のロのf1に示
すような正弦波は、フイルタ１２によりノイズ成
分が除去された後、コンパレータ１３に入りＯレ
ベルと比較される。この結果、コンパレータ１３
は第２図イに示すようなＡ／Ｄ変換器のサンプル
クロツクを発生し、このサンプルクロツクはサン
プリング用Ａ／Ｄ変換器（図示せず）にＡ／Ｄス
タート信号として与えられる。
すような正弦波は、フイルタ１２によりノイズ成
分が除去された後、コンパレータ１３に入りＯレ
ベルと比較される。この結果、コンパレータ１３
は第２図イに示すようなＡ／Ｄ変換器のサンプル
クロツクを発生し、このサンプルクロツクはサン
プリング用Ａ／Ｄ変換器（図示せず）にＡ／Ｄス
タート信号として与えられる。
一方、正弦波信号はバツフア１５う経て移相器
１８に入り、90°位相を遅らせられる。この結果、
正弦波信号をsinωt（ω；角周波数）とすると、移
相器１８の出力は sin（ωt−90°）＝−cosωt となり余弦波信号が得られる。この余弦波信号を
第２図ロのf2に示す。移相器１８の出力はバツフ
ア１９を経て第２のＡ／Ｄ変換器２０に入力され
る。正弦波信号はバツフア１４，１６を経て第１
のＡ／Ｄ変換器１７に入力される。
１８に入り、90°位相を遅らせられる。この結果、
正弦波信号をsinωt（ω；角周波数）とすると、移
相器１８の出力は sin（ωt−90°）＝−cosωt となり余弦波信号が得られる。この余弦波信号を
第２図ロのf2に示す。移相器１８の出力はバツフ
ア１９を経て第２のＡ／Ｄ変換器２０に入力され
る。正弦波信号はバツフア１４，１６を経て第１
のＡ／Ｄ変換器１７に入力される。
ここで、時刻ｔにおいてトリガ発生回路２１か
ら第２図ハに示すようなトリガパルスが発生した
ものとすると、２つのＡ／Ｄ変換器１７，２０は
時刻ｔにおける入力信号をＡ／Ｄ変換してデイジ
タルデータに変換する。この時の第１のＡ／Ｄ変
換器１７の変換データをＹ、第２のＡ／Ｄ変換器
２０の変換データをＸとするとＸ，Ｙ，ωtの間
には、第３図に示すような関係があるからコンパ
レータ１３の出力を基準時間として次式が成立す
る。
ら第２図ハに示すようなトリガパルスが発生した
ものとすると、２つのＡ／Ｄ変換器１７，２０は
時刻ｔにおける入力信号をＡ／Ｄ変換してデイジ
タルデータに変換する。この時の第１のＡ／Ｄ変
換器１７の変換データをＹ、第２のＡ／Ｄ変換器
２０の変換データをＸとするとＸ，Ｙ，ωtの間
には、第３図に示すような関係があるからコンパ
レータ１３の出力を基準時間として次式が成立す
る。
Ｙ＝ａ sin ωt ……(1)
Ｘ＝−ａ cos ωt ……(2)
但し ａ＝√2＋2
(1)，(2)式をそれぞれｔについて解くと
ｔ＝（１／ω）sin-1（Ｙ／√2＋2） ……(3)
ｔ＝（１／ω）cos-1（−Ｘ／√2＋2） ……(4)
(3)又は(4)式におけるｔは、求めるべき微小時間
差そのものである。従つて、(3)式又は(4)式を演算
することにより微小時間差を求めることができ
る。
差そのものである。従つて、(3)式又は(4)式を演算
することにより微小時間差を求めることができ
る。
本発明によれば、従来装置のようにコンデンサ
に電流を注入したり、スイツチで切換えたりする
必要がないので高精度に微小時間差を計測するこ
とができる。尚、トリガパルスを発生する時刻
は、第２図に示すようにＸ，Ｙ共にＡ／Ｄ変換器
のフルスケール近辺でＡ／Ｄ変換が行われるべく
セツトすることにより計測精度を上げることがで
きる。
に電流を注入したり、スイツチで切換えたりする
必要がないので高精度に微小時間差を計測するこ
とができる。尚、トリガパルスを発生する時刻
は、第２図に示すようにＸ，Ｙ共にＡ／Ｄ変換器
のフルスケール近辺でＡ／Ｄ変換が行われるべく
セツトすることにより計測精度を上げることがで
きる。
第４図は本発明の他の実施例を示す構成ブロツ
ク図である。第１図と同一とものは、同一の番号
を付して示す。図に示す実施例は、正弦波は１つ
で、トリガパルスを移相器で90°遅らせて、同一
正弦波信号の２点の値を測定し、等価的に正弦波
信号と余弦波信号の同時刻における値を測定する
のと同一の効果を奏しめるようにしたものであ
る。
ク図である。第１図と同一とものは、同一の番号
を付して示す。図に示す実施例は、正弦波は１つ
で、トリガパルスを移相器で90°遅らせて、同一
正弦波信号の２点の値を測定し、等価的に正弦波
信号と余弦波信号の同時刻における値を測定する
のと同一の効果を奏しめるようにしたものであ
る。
図において、フイルタ１２の出力（正弦波信
号）はコンパレータ１３に入ると共にバツフア３
０を経て時間差計測用Ａ／Ｄ変換器３１に入る。
一方、トリガ発生回路２１から出力されたトリガ
パルスはバツフア３２及びオアゲート３５に入
る。オアゲート３５から出力されたトリガパルス
はＡ／Ｄ変換器３１にＡ／Ｄスタート信号として
入り、時刻ｔにおける正弦波信号の値を測定す
る。
号）はコンパレータ１３に入ると共にバツフア３
０を経て時間差計測用Ａ／Ｄ変換器３１に入る。
一方、トリガ発生回路２１から出力されたトリガ
パルスはバツフア３２及びオアゲート３５に入
る。オアゲート３５から出力されたトリガパルス
はＡ／Ｄ変換器３１にＡ／Ｄスタート信号として
入り、時刻ｔにおける正弦波信号の値を測定す
る。
一方、ゲート３２に入つたトリガパルスは、デ
イレイ回路３３に入つて、ωtの90°に相当する時
間差だけ遅らされる。この遅延されたトリガパル
スは、バツフア３４を経てオアゲート３５に入
る。この結果、オアゲート３５からは図に示すよ
うに時間差Ｔの２個のパルスが出力されてＡ／Ｄ
変換器３１に与えられることになる。時間差Ｔ
は、前述したようにデイレイ回路３３によつて遅
らされる遅れ時間でωtの90°に相当する時間差で
ある。最初のパルスにより、時刻ｔにおける正弦
波信号の値が測定され、次のパルスで時間Ｔ後に
おける正弦波信号の値が測定される。このＴ後の
正弦波信号の値は、とりもなおさず時刻ｔにおけ
る余弦波信号の値と同じであるので、最初の測定
値をＹ、次の測定値をＸとして(3)，(4)式がそのま
ま適用できる。このようにして、第４図に示す実
施例では、Ａ／Ｄ変換器を１個にすることができ
る。
イレイ回路３３に入つて、ωtの90°に相当する時
間差だけ遅らされる。この遅延されたトリガパル
スは、バツフア３４を経てオアゲート３５に入
る。この結果、オアゲート３５からは図に示すよ
うに時間差Ｔの２個のパルスが出力されてＡ／Ｄ
変換器３１に与えられることになる。時間差Ｔ
は、前述したようにデイレイ回路３３によつて遅
らされる遅れ時間でωtの90°に相当する時間差で
ある。最初のパルスにより、時刻ｔにおける正弦
波信号の値が測定され、次のパルスで時間Ｔ後に
おける正弦波信号の値が測定される。このＴ後の
正弦波信号の値は、とりもなおさず時刻ｔにおけ
る余弦波信号の値と同じであるので、最初の測定
値をＹ、次の測定値をＸとして(3)，(4)式がそのま
ま適用できる。このようにして、第４図に示す実
施例では、Ａ／Ｄ変換器を１個にすることができ
る。
又、上記の90°の遅延は、270°、450°等の遅延で
あつても、同一の原理で(3)，(4)式がそのまま適用
出来る。
あつても、同一の原理で(3)，(4)式がそのまま適用
出来る。
デイジタルオシロスコープを実現する場合、第
５図に示すようにアナログ入力を複数個のサンプ
ルホールド回路と、Ａ／Ｄ変換器を用いてシーケ
ンシヤルパルスによりＡ／Ｄ変換器を順次使用し
て高速サンプルレートを得る方法が公知である。
このような構成を用いた時、第４図に示す微小時
間差計測装置は図に示す複数個のＡ／Ｄ変換器の
うちで“空いている”１つを用いることにより時
間差計測用Ａ／Ｄ変換器を省略することができ
る。
５図に示すようにアナログ入力を複数個のサンプ
ルホールド回路と、Ａ／Ｄ変換器を用いてシーケ
ンシヤルパルスによりＡ／Ｄ変換器を順次使用し
て高速サンプルレートを得る方法が公知である。
このような構成を用いた時、第４図に示す微小時
間差計測装置は図に示す複数個のＡ／Ｄ変換器の
うちで“空いている”１つを用いることにより時
間差計測用Ａ／Ｄ変換器を省略することができ
る。
第６図は、このような考え方に基づいた本発明
の他の実施例を示す構成ブロツク図である。第４
図と同一のものは同一の符号を付して示す。フイ
ルタ１２を通過した正弦波信号をバツフア４１を
介して高速サンプルレート回路の各チヤネル入力
に与える。そして、スイツチの切換えにより、ア
ナログ入力と正弦波信号の何れか一方をサンプル
ホールド回路に入力するようにしている。オアゲ
ート３５から出力される２個のトリガパルスは高
速サンプルレート回路側の制御回路４２に入る。
制御回路４２は、空いているチヤネルを捜して、
空いているチヤネルに正弦波信号を入れ、２個の
正弦波信号測定値を得る。
の他の実施例を示す構成ブロツク図である。第４
図と同一のものは同一の符号を付して示す。フイ
ルタ１２を通過した正弦波信号をバツフア４１を
介して高速サンプルレート回路の各チヤネル入力
に与える。そして、スイツチの切換えにより、ア
ナログ入力と正弦波信号の何れか一方をサンプル
ホールド回路に入力するようにしている。オアゲ
ート３５から出力される２個のトリガパルスは高
速サンプルレート回路側の制御回路４２に入る。
制御回路４２は、空いているチヤネルを捜して、
空いているチヤネルに正弦波信号を入れ、２個の
正弦波信号測定値を得る。
（発明の効果）
以上詳細に説明したように、本発明によれば、
サンプルレート用のクロツクパルスをつくる正弦
波発振器から正弦波と余弦波をつくり同一時刻
（トリガポイント）における正弦波、余弦波の値
からトリガ時刻とサンプリング時刻までの時間差
を計測することによりサンプルクロツク立上り時
からトリガポイントまでの微小時間差を高精度に
計測することができる微小時間差計測装置を実現
することができる。本発明によれば、コンデンサ
に注入される電流量を測定して微小時間差を測定
する方法を用いていないので、コンデンサ、スイ
ツチによる影響を受けず、又正弦波信号の振幅の
変動の影響を全く受けない。
サンプルレート用のクロツクパルスをつくる正弦
波発振器から正弦波と余弦波をつくり同一時刻
（トリガポイント）における正弦波、余弦波の値
からトリガ時刻とサンプリング時刻までの時間差
を計測することによりサンプルクロツク立上り時
からトリガポイントまでの微小時間差を高精度に
計測することができる微小時間差計測装置を実現
することができる。本発明によれば、コンデンサ
に注入される電流量を測定して微小時間差を測定
する方法を用いていないので、コンデンサ、スイ
ツチによる影響を受けず、又正弦波信号の振幅の
変動の影響を全く受けない。
第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロツク
図、第２図は各部の動作を示すタイミングチヤー
ト、第３図はＸ，Ｙ測定時の説明図、第４図は本
考案の他の実施例を示す構成ブロツク図、第５図
はサンプルレート回路の構成図、第６図は本発明
の他の実施例を示す構成ブロツク図、第７図は
種々のサンプルモードを示す図、第８図は従来装
置の構成ブロツク図、第９図は各部の動作を示す
タイミングチヤートである。 １，２１……トリガ発生回路、２……定電流
源、３，５……フリツプフロツプ、４，１７，２
０，３１……Ａ／Ｄ変換器、１１……発振器、１
２……フイルタ、１３……コンパレータ、１４〜
１６，１９，３０，３２，３４，４１……バツフ
ア、１８……移相器、３３……デイレイ回路、３
５……オアゲート、４２……制御回路、SW1，
SW2……スイツチ。
図、第２図は各部の動作を示すタイミングチヤー
ト、第３図はＸ，Ｙ測定時の説明図、第４図は本
考案の他の実施例を示す構成ブロツク図、第５図
はサンプルレート回路の構成図、第６図は本発明
の他の実施例を示す構成ブロツク図、第７図は
種々のサンプルモードを示す図、第８図は従来装
置の構成ブロツク図、第９図は各部の動作を示す
タイミングチヤートである。 １，２１……トリガ発生回路、２……定電流
源、３，５……フリツプフロツプ、４，１７，２
０，３１……Ａ／Ｄ変換器、１１……発振器、１
２……フイルタ、１３……コンパレータ、１４〜
１６，１９，３０，３２，３４，４１……バツフ
ア、１８……移相器、３３……デイレイ回路、３
５……オアゲート、４２……制御回路、SW1，
SW2……スイツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 非同期に発生するトリガ事象を検出するトリ
ガ・パルス発生回路、このトリガ事象の発生タイ
ミングを計測する為の基準となる周波数ｆの正弦
波信号を発生する正弦波信号発振器、この正弦波
信号発振器の出力をゼロ・レベルと比較し基準ク
ロツクを発生する基準クロツク発生器、前記トリ
ガ・パルス発生回路の出力パルスを前記正弦波信
号発振器の出力周波数ｆの位相角90度に相当する
時間遅延させるデイレイ回路、前記トリガ・パル
ス発生回路の出力パルスがサンプリング信号とし
て与えられて前記正弦波信号発振器の出力Ｙの値
をＡ／Ｄ変換すると共に、デイレイ回路の出力パ
ルスがサンプリング信号として与えられて前記正
弦波信号発振器の出力ＸをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ
変換器、及びこのＡ／Ｄ変換器より得られる前記
ＹとＸのデイジタル・データを基にして下式の演
算を行うことにより前記トリガ事象の発生タイミ
ングと基準クロツク間の時間差ｔを求める演算手
段を具備した微小時間差計測装置。 ｔ＝（１／ω）sin-1（Ｙ／√2＋2） 又は ｔ＝（１／ω）cos-1（−Ｘ／√2＋2）
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23217486A JPS6385489A (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | 微小時間差計測装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23217486A JPS6385489A (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | 微小時間差計測装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6385489A JPS6385489A (ja) | 1988-04-15 |
| JPH0454198B2 true JPH0454198B2 (ja) | 1992-08-28 |
Family
ID=16935162
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23217486A Granted JPS6385489A (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | 微小時間差計測装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6385489A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2678071B1 (fr) * | 1991-06-18 | 1994-11-04 | Thomson Csf | Dispositif electronique de mesure de retards. |
| US7202898B1 (en) * | 1998-12-16 | 2007-04-10 | 3Dv Systems Ltd. | Self gating photosurface |
| JP2006133214A (ja) * | 2004-10-04 | 2006-05-25 | Topcon Corp | 時間差測定装置および測定方法並びに測距装置および測距方法 |
| JP4878127B2 (ja) * | 2005-06-10 | 2012-02-15 | 株式会社トプコン | 時間差測定装置および距離測定装置並びに距離測定方法 |
| US7378854B2 (en) | 2005-10-28 | 2008-05-27 | Teradyne, Inc. | Dual sine-wave time stamp method and apparatus |
-
1986
- 1986-09-30 JP JP23217486A patent/JPS6385489A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6385489A (ja) | 1988-04-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN100353169C (zh) | 测试电子元件的方法及其仪器 | |
| US5578917A (en) | Repetitive digital sampling circuit using two delay lines for improved time accuracy | |
| Huang et al. | An on-chip short-time interval measurement technique for testing high-speed communication links | |
| US4733167A (en) | Measurement circuit for digital to analog converter | |
| US20020136337A1 (en) | Method and apparatus for high-resolution jitter measurement | |
| JPH0454198B2 (ja) | ||
| US7057978B2 (en) | Time interval measurement device | |
| JPS6263885A (ja) | 時間幅計測装置 | |
| US4181949A (en) | Method of and apparatus for phase-sensitive detection | |
| Batrakov et al. | Precision digital signal integrators with accurate synchronization | |
| RU2338212C1 (ru) | Способ определения угла сдвига фаз между двумя сигналами, представленными цифровыми отсчетами | |
| RU2196998C2 (ru) | Способ измерения постоянной составляющей гармонического сигнала | |
| JPH08122465A (ja) | 時間測定装置 | |
| RU2853656C1 (ru) | Способ измерения сдвига между двумя периодическими последовательностями импульсов и устройства его осуществления | |
| JP2587970B2 (ja) | インピーダンス測定装置 | |
| RU2020579C1 (ru) | Измеритель отношения значений амплитуд квазисинусоидальных сигналов | |
| SU805418A1 (ru) | Устройство дл контрол апертурногоВРЕМЕНи блОКОВ АНАлОгОВОй пАМ Ти | |
| RU2207579C1 (ru) | Цифровой фазометр | |
| SU1360550A1 (ru) | Устройство дл измерени погрешностей аналого-цифровых преобразователей | |
| SU1420557A1 (ru) | Устройство дл измерени параметров малых неоднородностей элементов и трактов СВЧ | |
| SU1596269A1 (ru) | Цифровой низкочастотный фазометр | |
| RU2338213C1 (ru) | Способ определения угла сдвига фаз между двумя сигналами, представленными цифровыми отсчетами | |
| SU1038885A1 (ru) | След щий фазометр | |
| RU2068178C1 (ru) | Устройство обработки сигналов резонансного свч-влагомера | |
| Koskinen et al. | An averaging mode time-to-amplitude converter with picosecond resolution |