JPH0454614A - 定電流電源の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野〕 この発明は、患者の断層像を人体への影響なしに得るこ
とのできる医療診断装置として広く普及しつつある核磁
気共鳴装置（以下、Ｍｆ？Ｉ装置と略称する）の、断層
面を設定するために主コイルが生起する高均一磁場に重
畳させる傾斜磁場を生起する傾斜磁場コイルの定電流電
源のように、電流を高精度に制御する必要があり、しか
も主コイルやその支持構造などに使用される金属導体が
ある場合の定電流電源の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

核磁気共鳴装置の傾斜磁場コイルは１枚の断層画像を得
るのに、数百回のパルス状電流が供給されてこの電流に
略相似の波形をして強度が変化するパルス状の磁場を生
起する。磁場強度の波形は断層画像の画像品質に影響す
ることから、パルス状電流の波形と波高値とを高精度に
制御することのできる定電流電源が傾斜磁場コイルの電
源として使用される。

第４図は傾斜磁場コイルと定電流電源とを含めた主回路
とその制御装置の回路図である。この図において、電力
系統である交流電源２００から供給される交流電力を電
力変換器１が変換して所定の波形と波高値を持ったパル
ス状電流を負荷である傾斜磁場コイル６に供給する０時
間的に変化する電流を高精度にその波形と波高値を制御
するためには、キャリア周波数が数１０　ｋＨｚの高周
波のＰＩＩＩＭインバータが使用される。したがって、
電力変換器１の出力電圧Ｖ、にはキャリア周波数と同じ
脈流が重畳しているので、これをカットするために図示
のように低域通過フィルタ４が挿入されている。

二の低域通過フィルタ４は、直列に挿入されたインダク
タ４１と、並列に挿入されたコンデンサ４２及びこのコ
ンデンサ４２に直列に挿入されている抵抗４３とからな
っている。抵抗４３はコンデンサ４２とインダクタ４１
、傾斜磁場コイル６のそれぞれのインダクタンスとで共
振を起こさないようにするための制振抵抗として挿入さ
れているもので、共振によりて制御系が不安定となるの
を防止している。

傾斜磁場コイル６が生起する磁束は負荷を流１に略比例
したパルス状の波形となり、したがって、傾斜磁場コイ
ル６近傍にある導体に渦電流を発生させる。超１１ｔ！
ＭＲＩ装置の場合は主コイルを収納し極低温に保持する
タライオスタットの容器や主コイルのアルミ製の橙枠な
どがこの導体に該当し、常電ｓＭＲＥ装置の場合は、常
電導性の主コイルの支持構造体や冷却板などが渦電流が
流れる導体になる。このようにＭＲｒ装置では傾斜磁場
コイル６が生起する磁束が渦電流の影響を受けるのはや
むを得ないことである０図の６１は渦電流回路を表して
おり、実際の渦電流回路を厳密に模擬するためには無限
の数の回路を必要とするが、この図ではこれらを総括し
て傾斜磁場コイル６と相互インダクタンスＭ、で磁気結
合されている自己インダクタンスがＬ３、抵抗がＲ８と
した１つの渦電流回路６１で等価的に表したものである
。勿論、より等優性の精度を上げるには１つよりも２つ
、２つよりも３つというようにより多くの渦電流回路で
模擬すればよいが、回路が複雑になるわりには精度がそ
れほど上がらないという問題がある。

傾斜磁場コイル６に直列に分流器５が設けられていて、
この分流器５によって負荷電流■が計測される。制御装
置は電流設定値１１を入力信号としてこの電流設定値ｉ
″から負荷電流ｌの計測値ｌを差し引いて一豊値Ｃを出
力する減算器７１、偏差値ｅを入力信号として電力変換
器ｌのＰＷＭインバータのパルス暢を指定する制御信号
Ｕを出力する電流調節器７からなっている。電流調節器
７は比例要素と積分要素からなる比例積分調節器が通常
使用される。この電流調節器７はそれぞれの要素の係敞
を調整して全体として最適の制御特性を持つように調整
されるものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述のように傾斜磁場コイル６が生起するパルス状の磁
束によって周辺の導体に渦電流が発生するが、この渦電
流によって傾斜磁場ジイル６に流れる負荷電流やそれに
よって発生する磁束の値や分布が変化するという問題が
ある。渦電流が発生する導体の殆どは傾斜磁場コイル６
の外側に配置されるものであり、これらを組立ててマグ
ネットとして完成して初めて渦電流の影響を考慮するこ
とができるものであることから、これをあらかじめ考慮
して電流調節器７を調整して制御特性を設定するのは困
難である。また、可能であったとしても、後述のように
、渦電流回路６１の影響で伝達関敞の分母がラプラス変
換の演算子Ｓに関する４次式になっていて、前述の電流
調節器７では調整しきれず良好な制御特性が得られない
という問題がある。

この発明は、このような問題を解決し、渦電流の影響を
打ち消して良好な制御特性が得られる定電流電源の制御
回路を提供することを目的とする。

Ｃ８題を解決するための手段〕 上記目的を達成するためにこの発明によれば、電力変換
器から低域通過フィルタを介して誘導性負荷に供給され
る負荷電流を制御する制御装置であって、前記負荷電流
の計測値としての負荷電流実際値を負荷電流設定値から
差し引いた偏差値を演算する減算器と、この減算器の出
力信号を入力信号として前記電力変換器の制御信号を出
力する電流調節器とを備えた定電流電源の制御装置にお
いて、前記電流調節器と前記電力変換器との間に動的補
償器を直列に挿入し、この動的補償器が、前記電流調節
器の出力信号を入力信号とする遅延要素と、この遅延要
素の出力信号と前記負荷電流実際値とを入力信号として
前記電力変換器から負荷に至る主回路を模擬して前記負
荷電流とその高次微分値を推定するとともに前記動的補
償器の出力信号を出力する状態観測器と、この状態観測
器によって推定される前記負荷電流の推定値、その１次
以上の複数の高次微分推定値及び前記遅延要素の出力信
号を入力信号として、これらの入力信号にそれぞれ異な
る係数を掛けた上で加算しその加算値を出力信号とする
演算器とを備え、この演算器の出力信号を前記遅延要素
の入力側にフィードバックし、前記状態観測器の入力信
号を前記動的補償器の出力信号とするものとする。

〔作用〕

この発明の構成において、渦電流の影響をなくすために
電流調節器と電力変換器との間に制御信号を補償する動
的補償器を直列に挿入し、この動的補償器を、電流調節
器の出力信号を入力信号とする遅延要素と、この遅延要
素の出力信号と負荷電流実際値とを入力信号として電力
変換器から負荷に至る主回路を模擬して負荷電流とその
高次微分値を推定するとともに動的補償器の出力信号で
ある補償された制御信号を出力する状Ｓ＊測器と、この
状態観測器によって推定される負荷電流推定値、その１
次以上の複数の高次微分推定値、及び状態観測器の入力
信号を入力信号とし、これら入力信号にそれぞれ異なる
係数を掛けた上で加算して出力する演算器とで構成し、
この演算器の出力信号を遅延要素の入力側にフィードバ
ックしたことにより、推定値ではなく、負荷電流実際値
、その−次以上の複数の高次微分値、及び整流器の制御
信号をそれぞれ異なる係数を掛けて加算した加算値を遅
延要素の入力側にフィードバックする構成を採用したの
と近似的に同じ制御特性が得られ、その制御特性を表し
制御信号に対する負荷電流の比で定義される伝達関数の
中に含まれる前述の係数に適切な値を選定することによ
って、渦電流によって生ずる項が打ち消されるとともに
、伝達関数の分母のラプラス変換の演算子Ｓの巾東和の
それぞれの項の係数を最適の制御特性になるように設定
することができる。

〔実施例〕

以下この発明を実施例に基づいて説明する。第１図はこ
の発明の実施例の定電流電源とその制御装置を示す回路
図であり、第３図と共通の構成要素については同一の参
照符号を付すことによって詳細な説明を省略する。この
図において、電力変換器１と傾斜磁場コイル６との間の
主回路の両図の違いは、第３図には抵抗４３が挿入され
ているのに対して第１ｖ！Ｊには無いことであり、これ
にともなって第１図の低域通過フィルタ４０のインダク
タ４５とコンデンサ４６との回路定数は第３図の低域通
過フィルタ４のインダクタ４１とコンデンサ４２とのそ
れとは異なる。負荷電流Ｉに含まれる脈流の減衰量を同
じにするのに制動抵抗が無い場合には低域通過フィルタ
のインダクタンスやキ中パシタンスは小さくてよいから
である。後述のように、この発明を採用することによっ
て制動抵抗を挿入しなくても制御系が振動系にならなく
なることから、これを省略しているものである。

第１図に示すように制御装置は、偏差信号ｅを入力信号
とし信号ｕｌを出力信号とする電流調節器７０に動的補
償器８を直列に接続し、その出力信号を電力変換器１０
入力信号としての制御信号Ｕとする構成である。制御信
号Ｕは傾斜磁場コイル６が生起する磁束によって誘導さ
れる渦電流の影響を補償した制御信号であり、これを傾
斜磁場コイル６の制御信号とすることにより前述の課題
を解決しようとするものである。

この図で傾斜磁場コイル６以鋒の回路の回路方程式は次
式となる。なお、Ｓはラプラス変換の演算子である。

ここで、 Ｖ；傾斜磁場コイル６の端子電圧 Ｉ；傾斜磁場コイル６の負荷電流 Ｉｓｉ渦電流回路６１の渦電流 Ｌ；傾斜磁場コイル６の自己インダクタンスに；傾斜磁
場コイル６の抵抗 暦、；傾斜磁場コイル６と渦電流回路６１との間の相互
インダクタンス Ｌｓｉ渦電流回路６１の自己インダクタンスｈ：渦電流
回路６１の抵抗 この式から渦電流Ｉ８を消去して電圧■と電流Ｉなお、
負荷電流Ｉが求まれば渦電流■、は次式から求められる
。

ＳＨｌ ■。＋　ｈｅをそれぞれ傾斜磁場コイル６の定格電圧、
定格電流及びこれら定格電圧と定格電流との比として定
義される定格抵抗とし、これらを基に前式の電圧、電流
及び回路定数を下記の式に基づいて無次元化する。ただ
し、Ｔで表す定数は時間の次元を持つ時定数である。

Ｒｘ　＋ＳＬｓ 次に、電力変換器ｌの出力電圧であるｖｌと負荷電流ｉ
と関係を求めると次式となる。ただし、低域通過フィル
タ４の回路定数を次のように基準化する。

Ｔｔ　−Ｌｓ／Ｒｅ、　Ｋｌ−Ｒｏ／Ｒｔ、Ｔｔ−Ｌｓ
／Ｒｓ、に＋−Ｒ，／Ｒ＋Ｖｌ　　１　＋（１／Ｓ”Ｔ
＋ＴＪＧ（Ｓ）（１／Ｇ（Ｓ）＋ＳＴ＋　）この式に（
５）式を代入して整理すると結果的に次式が得られる。

第２ｖ１は第１ＦＭに示す動的補償器８のブロック線図
である。この図において、動的補償器８は、主回路の伝
達係数Ｆ　（Ｓ）を模擬した状態観測器８１、この状態
観測器８１から推定される負荷電流推定値ｉ及びその高
次微分値をそれぞれ異なる係数を掛けた上で加算する演
算を行う演算器８２及び遅延要素８３からなっている。

第１図の電流調節器７０の出力信号Ｕ、が動的補償器８
の入力信号である。これに演算器８２の出力信号ｖｆ　
（＝ｖｆｌ　＋ｖｆ２　）がフィードバックされる形で
加算点９１で信号ｕｌから減算されて遅延要素８３を通
って状態観測器８１に入力される。状態観測器８１は（
７）式の伝達係数Ｆ（Ｓ）を模擬するもので、入力信号
Ｕ、はまず整流器１を模擬する比例要素１１１を這って
整流器１の出力電圧ν、の推定値帖となる。

この後、直列接続されている４つの積分要素３１゜３２
、３３．３４を通って電流推定値１．となり、このＴ、
とその一つ前の積分要素３４の入力信号とにそれぞれ比
例要素１５．１６の係数ＣＩ、　Ｃ２が掛けられた上で
加算点９６で加算され更に比例要素１７の係数ｂが掛は
算されて負荷電流推定ｉｆとなる。それぞれの積分要素
３１．３２．３３．３４の入力側の信号はそれぞれ比例
要素１Ｂ、　１９．２０．２１の係数ａｌｌ＋　ａｌ＋
　ａ！＋ａ、が掛は算された上で加算点９Ｂ、　９９．
１００で加算されて加算点９２で減算される形でフィー
ドバックされる。このような状態観測器８１の構成によ
って電圧推定値Ｑ１　と負荷電圧推定値Ｔとの関係が（
７）代に一致することになる。負荷電流実闇値ｉと負荷
電圧推定値Ｔとの偏差値ｅ１を比例要素１１゜１２、１
３．１４を介して加算点９２．９３．９４．９５に加算
しているのは状態観測器理論に基づいたもので、負荷電
圧推定値Ｔの負荷電流実闇値、値ｉに対する追随性を最
適にするためにそれぞれの係数ｇｌ〜ｇ４が決定される
ものであり、その結果、偏差値ｅ、は小さな値になって
実質的に１＝ｉとして状態観測８８１の解析を行っても
差し支えなくなる。より詳細にはＴはｉに対して小さな
時定数の一次遅れで追随するものと近位することもでき
るが、この発明においては、このような詳細な解析は煩
雑になるだけなので省略し、以後は↑＝ｉとして取り扱
う、したがって、比例要素１１．１２．１３．１４のそ
れぞれの係数ｇｌ、　ｇ２．　ｇ３．　ｇ４も無視でき
ることになる。

比例要素１１１は前述のように整流器１を模擬したもの
であるが、この整流器ｌが例えばサイリスク整流器でサ
イリスクの点弧角を制御することによって負荷電流ｉを
制御する方式の場合には、整流器１に入力される制御信
号Ｕは点弧角指令値になり、このときの制御信号Ｕと整
流器１の出力電圧ｖ１との関係はＶ＋０Ｃｃｏａ（ｕ）
となって非線形になることから単に比例要素でＩｌｗで
きない、このような場合には比例要素１１１の代わりに
関数演算器を使用することになる。　ＰＷＭインバータ
の場合は制御信号Ｕはパルス幅を指定するものなので、
前述のように整流器１を比例要素で模擬することができ
るので、ここではこれに基づいて比例要素１１１で模擬
しているものである。

この動的補償器８における入力信号Ｕ、と負荷電流推定
値ｉとの間の伝達関数は次式となる。

ここで、ａＯ−ａ３、Ｃ１，Ｃ２は（７）式のそれぞれ
の値を模擬した比例要素の係数である。（７）式の値と
区別するためには電圧や電流と同じようにその符号にハ
ツトを付すのが正確な表現であるが、式が複雑になるの
で同じ符号を使用しである。

（８）式の分母分子に（Ｓ＋　ｒ　）Ｓ’をかけて分母
分子ともＳに関して整理すると次式が得られる。

ｕ＋　　　Ｐ（Ｓ） ただし、 Ｑ（Ｓ）　−ｂ（ＣｇＳ＋ＣＩ） Ｐ（Ｓ）　−２３’　十（２ｒ＋ａｓ＋ｋａＫｓ　）Ｓ
’＋　（ａｌ　ｙ　＋ａｚ＋ｈｋａ　＋ｒ　ｋ４に、＋
ｋｓｋ、　）Ｓ’＋（ａｔｊ＋８＋＋ｈｋｓ　＋ｙｋｓ
ｋｓ＋ｋｔｋａ　）Ｓ’＋（ａｌ　ｙ　＋ａ＠＋ｈｋ象
＋　ｒｋｇｋｓ＋に＋ｋｓ　）Ｓ＋　（ａｏｒ　＋ｈｋ
ｔ　＋ｒｋｒｋｓ　）Ｐ　（Ｓ）のＳＳ０項を除いてＳ
の巾乗の各項の係数の中に任意に設定することのてきる
係数Ｔ、ｋ　Ｉ””　Ｋ　ｓが含まれており、それぞれ
の項の係数を最適に選定することができる。

ところで、（９）式は第２図の動的補償器８の中で成立
する式であるが、実際の制御系では動的補償器８で得ら
れた信号Ｕが整流器１の制御信号として入力されて負荷
電流■が、制御される。その場合の伝達関数が改善され
ることによって始めてこの発明の目的が達成されること
になるので、次にこの点について説明する。

第３図は第１図の回路を別の形で表したブロック線図で
ある。この図において、整流器１は比例要素１１０で、
整流器１の出力電圧ｖ１から負荷電圧！の関係を伝達関
数Ｆ（Ｓ）で表しである。

前述のように状態観測器８１は主回路を模擬したもので
あり、ブロック１２０で示す主回路の伝達係数Ｆ（Ｓ）
に対してブロック１２１で示すｆ　（Ｓ）で表すことが
できる、制御信号Ｕは状態観測器８１の入力信号である
として（９）式が導出されたものであるが、この制御信
号Ｕはまた主回路の整流器Ｉに入力されるのであるから
、結局近似的には信号ｕｌと負荷電流■との間の伝達関
数は近似的に（９）式に比例するとしてよく、（９）式
の左辺分母の負荷電流推定値１の代わりに夏、右辺の比
例要素１１１の係数りの代わりに比例要素１１０の係数
Ｈを使用することによって主回路の制御特性を近似する
ことができる。したがって、（９）式における制御特性
改善のために任意に設定できる係数を最適に設定したと
き主回路の制御特性も最適に設定されたことになる。

（９）式において、最適の制御特性になるように係数γ
、ｋ、〜に４の選定の方法には種々あるが、いずれも自
動制御理論に基づいて行われる。−例をあげれば次のと
おりである。

■Ｐ　（Ｓ）がＳ・−Ｃ＋／Ｃｔの根を持つように選定
する。

これによりＱ　（Ｓ）の中の（Ｃ！Ｓ＋ＣＩ）が消去さ
れるとともに、分母はＳに関する４次式になり、（９）
式は次式となる。

ｕｌ　　　Ｓ’　＋ｄｚＳ３＋ｄｔｓ”＋ｄ１Ｓ　＋ｄ
６■（１０）式の分母の各係数ｄ、〜ｄ０を、例えば、
バターワースフィルタの係数と呼ばれている次のような
値になるように選定する。　ｄｓ＝２．１　、ｄｔ−３
，４、ｄ＋＝　２．７　、ｄｏ＝　１．０　、なお、（
９）式において未知係数が８４〜Ｓ０のそれぞれの項の
係数の５つに対して任意に選定可能の係数が前述のよう
に、Ｔ、ｋ１〜に４の６つあるので、■、■を同時に満
足することは可能である。

（１０）式の係数ｄ３〜ｄｌが最適な値になるようにこ
れらの係数Ｔ、に＋〜に４が設定されることによって、
低域通過フィルタ４０のコンデンサ４５に直列に制振用
の抵抗を挿入していなくても共振が生ずることがなくな
るとともに、渦電流回路６１に流れる渦電流による負荷
電流ｒの制御特性に対する影響も消去された形になって
良好な制御特性を持った定電流電源の制御装置となる。

なお、電流調節器７は前述のように最適に設定された制
御特性に対して電流調節器７に含まれる比例要素や積分
要素の係数を調整することになる。前述の最適化には近
似が含まれているので、実際には前述の■、■が厳密に
成立している訳ではないので、電流調節器７による調整
によってよりよい制御特性が得られる。

四６゜ 二の発明は前述のように、電流調節器と電力変換器との
間に、渦電流の影響をなくし共振が抑制される制御特性
が得られるように制御信号を補償する動的補償器を直列
に挿入する。そしてこの動的補償器を、電流調節器の出
力信号が入力される遅延要素と、この遅延要素の出力信
号と負荷電流実際値とを入力信号として電力変換器から
負荷に至る主回路を模擬して負荷電流とその高次微分値
を推定するとともに、補償された制御信号を出力する状
態観測器と、この状態観測器によって推定される負荷電
流の推定値、その１次以上の複数の高次微分推定値及び
状態観測器の入力信号を入力信号としてこれら入力信号
にそれぞれ異なる係数を掛けた上で加算して出力する演
算器とで構成し、二の演算器の出力信号を遅延要素の入
力側にフィードバックする。己のような構成を採用した
ことにより、負荷電流実際値、その−次以上の複数の微
分値、及び整流器の制御信号をそれぞれ異なる係数を掛
けて加算した加算値を遅延要素の入力側にフィードバッ
クした構成と近位的に同じ制御特性が得られる。電流調
節器の出力信号に対する負荷電流の比で定義される伝達
関数がこの制御特性を表すが、この伝達関数の中に含ま
れる前述の遅延要素と演算器の係数をそれぞれ適切な値
に設定することによって、渦電流によって生ずる項を打
ち消すとともに、この伝達関数の分母のラプラス変換の
演算子Ｓの巾乗和のそれぞれの項の係数を最適の制御特
性になるように選定することができる。その結果、負荷
の近傍に配置された金属導体に流れる渦電流の影響をな
くすとともに、低域通過フィルタを構成するコンデンサ
とインダクタ及び負荷のインダクタンスとによって決ま
る周波数で共振する共振特性を抑制することができる。

したがって、渦電流の影響で電流調節器による制御特性
の調整が困難になっていたのが解消されて電流調節器の
パラメータの調整が容易になるという効果が得られる。

また、共振特性が抑制されることから、低域透通フィル
タのコンデンサに直列に挿入していた割振用の抵抗を省
略することができることから、この抵抗の冷却構造が不
要になるとともに、この抵抗による低域通過フィルタの
減衰率の低下がなくなるために低域通過フィルタのコン
デンサやインダクタの容量を低減することができるため
に低域通過フィルタの寸法縮小、価格低減の効果を得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例の定電流電源とその制御装置
を示す回路図、第２図は第１図に示す動的補償器のブロ
ック線図、第３図は第１図の定電流電源とその制御装置
のブロック線図、第４図は従来の定電流電源とその制御
装置を示す回ＷＩ図である。 ５・・・分流器、６・・・傾斜磁場コイル（負荷）、６
１・・・渦電流回路、７．７０・・・電流調節器、７１
・・・減算器、８・・・動的補償器、８１・・・状態観
測器、１・・・整流器、４．４０・・・低域遭遇フィル
タ、４０低達Ｎ１１ｊＬフイルタ ｖＪｉ回 ＶＪ４固

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電力変換器から低域通過フィルタを介して誘導性負
   荷に供給される負荷電流を制御する制御装置であって、
   前記負荷電流の計測値としての負荷電流実際値を負荷電
   流設定値から差し引いた偏差値を演算する減算器と、こ
   の減算器の出力信号を入力信号として前記電力変換器の
   制御信号を出力する電流調節器とを備えた定電流電源の
   制御装置において、 前記電流調節器と前記電力変換器との間に動的補償器を
   直列に挿入し、この動的補償器が、前記電流調節器の出
   力信号を入力信号とする遅延要素と、この遅延要素の出
   力信号と前記負荷電流実際値とを入力信号として前記電
   力変換器から負荷に至る主回路を模擬して前記負荷電流
   とその高次微分値を推定するとともに前記動的補償器の
   出力信号を出力する状態観測器と、この状態観測器によ
   って推定される前記負荷電流の推定値、その１次以上の
   複数の高次微分推定値及び前記遅延要素の出力信号を入
   力信号として、これらの入力信号にそれぞれ異なる係数
   を掛けた上で加算しその加算値を出力信号とする演算器
   とを備え、この演算器の出力信号を前記遅延要素の入力
   側にフィードバックし、前記状態観測器の入力信号を前
   記動的補償器の出力信号とすることを特徴とする定電流
   電源の制御装置。