JPH0456439B2 - - Google Patents

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JPH0456439B2
JPH0456439B2 JP56503671A JP50367181A JPH0456439B2 JP H0456439 B2 JPH0456439 B2 JP H0456439B2 JP 56503671 A JP56503671 A JP 56503671A JP 50367181 A JP50367181 A JP 50367181A JP H0456439 B2 JPH0456439 B2 JP H0456439B2
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Japan
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current
voltage
lamp
transistors
transistor
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JP56503671A
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JPS57501901A (ja
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Eriotsuto Josefuson
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ASUTETSUKU KONHOONENTSU Ltd
Original Assignee
ASUTETSUKU KONHOONENTSU Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by ASUTETSUKU KONHOONENTSU Ltd filed Critical ASUTETSUKU KONHOONENTSU Ltd
Publication of JPS57501901A publication Critical patent/JPS57501901A/ja
Publication of JPH0456439B2 publication Critical patent/JPH0456439B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2986—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による電子的安定回路の回路ダ
イヤグラム、第２Ａ図ないし第２Ｅ図は第１図の
各部の信号波形を示す。 〔実施例の説明〕 第１図には本発明に依る電子的安定回路１０が
示されている。本発明は例えばそれ自体通常の方
法で得られる平滑されていない脈流の直流電圧
V1が供給されるようになされている。直流電圧
V1は例えばダイオードブリツジ１２を含む全波
整流手段によつて発生され、このブリツジ１２は
交流電源から一対の入力端子１４へ供給される交
流入力電圧を整流手段へ結合する。それ自体通常
のEMIフイルタ手段１６が端子１４及び整流手
段１２間に接続され得る。またフユーズ１８及び
サーマルしや断スイツチ１９が付加されて安定回
路１０の構成部品の保護をするようにし得る。 直流電圧V1が正弦波コンバータに結合されて
これに電力を供給し、このコンバータは１つ又は
２つ以上の螢光ランプ等に電源を供給するに十分
な振幅の高周波正弦波出力電圧を発生する。この
実施例の場合安定回路１０は例えば正弦波コンバ
ータに並列に接続された２つのランプに電源を供
給するようになされている。 本発明は上述のように、平滑波された直流電
圧源に適用できるけれども、脈流の即ち波され
ていない全波整流されたACに適用し電力消費効
率を改善することが望ましい。従つて、本発明に
よれば、整流手段１２の出力には平滑用の電解コ
ンデンサは必要ない。しかし、本発明による正弦
波コンバータによつて発生された信号が交流電源
ラインに戻るのを防止する高周波フイルタとして
コンデンサ２０を第１図に示すように付加するこ
とは可能である。コンデンサ２０は入力直流電圧
を平滑するようには動作しない。従つてこのコン
デンサ２０の値は正弦波コンバータの高い動作周
波数に対して低いインピーダンス通路を提供する
に十分な高さにしさえすれば良い。 正弦波コンバータは２つの70ターンの巻線２２
及び２４と、１ターンの巻線２６及び２８とを有
するトランスＴ１を含んでなる。巻線２２及び２
４には並列にコンデンサ３０が接続され、巻線２
２及び２４並びにコンデンサ３０は特定の周波数
に共振するように同調するタンク回路３２を構成
している。好適な実施例においては選定された共
振周波数は少なくとも20〔ｋHz〕になされて可聴
周波数レンジより高い周波数に安定回路１０の動
作を維持させるようになされている。トランスＴ
１には２つのトランジスタＱ１及びＱ２が組合さ
れ、トランジスタＱ１のコレクタが端子３４でタ
ンク回路３２に接続され、トランジスタＱ２のコ
レクタが端子３６でタンク回路３２に接続されて
いる。トランスＴ１の巻線２２及び２４間の中央
タツプ３８は誘導素子インダクタ４０を通じて直
流電圧源に接続されている。トランスＴ１の巻線
２６及び２８間の中央タツプは符号４２で示され
ている。巻線２６及び２８の他端はそれぞれトラ
ンジスタＱ１及びＱ２のベースに接続されてい
る。 後にさらに詳細に述べるようにトランジスタＱ
１及びＱ２は４つの電流源の１つによつてドライ
ブされる。主電流源はコンデンサ４４、誘導素子
４６及びダイオード４８を有し、この構成要素の
回路によつて安定回路１０の通常動作すなわちタ
ンク回路３２が発振しているとき電流を供給し、
直流電圧V1は最小電圧レベルより高くなる。２
つの他の電流源が用意され、トランジスタＱ１及
びＱ２のスイツチング動作をスタート又は再スタ
ートさせるような機能を果す。コンデンサ５０、
抵抗５２及びダイオード５４，５６は電流源とし
て動作して直流電圧V1がほぼ０〔Ｖ〕から立上り
始めた時にトランジスタＱ１及びＱ２に電流を供
給する。この動作は安定回路１０がスタートした
時及びその後交流電圧源によつて発生された入力
６０〔Hz〕波形の1/2〔サイクル〕ごとに生ずる。
抵抗５８及び電圧依存抵抗６０は２つの電流路を
提供し、両方のトランジスタＱ１及びＱ２が誤つ
てオフになつた時点でトランジスタＱ１及びＱ２
のスイツチングを再スタートさせるようになされ
ている。 またトランジスタＴ１の両端３４及び３６には
例えば２つの螢光ランプ６２及び６４が接続され
ている。これらのランプ６２，６４は直列ではな
く並列に接続され、たとえ他方のランプが点灯失
敗して回路を開くことになつたとしても一方のラ
ンプをオンのままにしておくことができるように
なされている。ランプ６２，６４間には直列に端
子３４において誘導素子６６を含む電流制限手段
が接続されている。また端子３４及びランプ６
２，６４間に直列に誘導素子６６のランプ側端に
バランストランス６８が接続されている。２つの
素子６６及び６８の動作を以下に述べる。これら
の素子はランプ及び端子３６間においてトランス
Ｔ１の他側に直列に接続される。 また各ランプ６２，６４は両端に通常のフイラ
メント７０及び４２を含んでいる。各フイラメン
トは例えばフイラメントヒータ手段に接続され、
このフイラメントヒータ手段はフイラメント７０
に対する巻線７４及びフイラメント７２に対する
巻線７６を含んでいる。これらの巻線はフイラメ
ント７０及び７２に対してヒータ電流を供給して
ランプ６２及び６４を急速かつ破壊を生じさせず
にターンオンさせる。フイラメントを加熱すると
フイラメントを加熱しない場合にフイラメントか
ら取り除かれた金属イオン（ランプの内側に付着
する）によつてランプ内に生じる暗点を発生させ
ないようにでき、また同じ時間でランプをターン
オンさせるに必要な電圧を高くさせないようにで
きる。 螢光ランプ６２，６４が一度オンになると、コ
イル７４，７６によつて発生されたヒータ電流は
必要がなくなり、安定回路１０内に不必要な電力
消費を起させる。この電力消費を打ち消すため
に、フイラメント打消手段が設けられてこの電力
損失を十分に制限する。本発明において、フイラ
メント打消手段はコイル７８，７９及び８０で示
す複数のコイルを含んでなり、これらのコイルは
誘導素子６６に誘導結合されている。各コイル７
８〜８０は第１図に示すようにヒータコイル７
４，７６の対応する１つに組合される。高周波ラ
ンプドライブ電流が誘導素子６６の両端に電圧を
発生させてランプ６２及び６４がオンになつた後
に限つて巻線７８〜８０の両端に電圧が発生す
る。巻線７４及び７６と対比して巻線７８〜８０
のドツトの向きを見れば分るように、巻線７８〜
８０によつて発生される電圧はコイル７４，７６
によつて発生される電圧に対して180゜の位相ずれ
があり、これによりヒータ電流の電圧をほとんど
打ち消すことになる。従つてヒータ電流による電
力消費の75％以上を低減でき、安定回路１０のト
ータル電力消費の10〜15〔％〕に相当するかなり
大きい電力を低減できる。 本発明に依る電子的安定回路１０のコンバータ
手段は次のようにして動作する。通常動作回路は
すでにスタートされかつタンク回路３２が発振し
ていることによつて、トランスＴ１のコアは巻線
２２及び２４と巻線２６及び２８とに共用されて
いる。従つて巻線２２及び２４並びにタンク回路
３２の正弦波発振状態は巻線２６及び２８の両端
の正弦波として現われる。上述のように、これら
の巻線２６及び２８はトランジスタＱ１及びＱ２
のベースに結合されている。従つて例えばトラン
ジスタＱ１がオンであればトランジスタＱ１のコ
レクタに結合されている端子３４は実質上接地電
位にある。かくすると70ターンの巻線２２に電圧
が生じ、巻線２２のドツト側端を中央タツプ３８
に対して負にさせる。巻線２６のドツトは中央タ
ツプ４２側にあるから、この点はトランジスタＱ
１のベース側の巻線２６の他端に対して負であ
る。かくして正の電圧がトランジスタＱ１のベー
スに発生し、第１図においてV3として表わされ
ている。トランジスタＱ１のベースが正であるこ
とによつて誘導素子４６を通つて流れる電流は巻
線２６を通つてトランジスタＱ１のベースの方向
に向けられ、トランジスタＱ１をオン状態に維持
する。同時にトランジスタＱ２のベースは巻線２
８の両端に同様の電圧が生じているので負の状態
を維持する。タンク回路がその次の半周期にある
とき、端子３６は端子３４に対して負になつて行
き、転流コイル２６ないし２８の両端の電圧降下
は電流をトランジスタＱ１のベースから離れてト
ランジスタＱ２のベースへ転流させ、トランジス
タＱ２をターンオンしかつトランジスタＱ１をタ
ーンオフする。 直流電圧V1は誘導素子４０を介してタンク回
路３２に供給される。誘導素子４０は60〔Hz〕の
脈流の直流電圧V1からタンク回路３２の正弦波
発振を分離するように作用する。また誘導素子４
０は電流リミツタとして最大電流を流さないよう
にしてトランジスタＱ１及びＱ２を保護する。因
みにこの誘導素子４０がなければ、トランスＴ１
の中央タツプ３８の電圧はほぼ100〔Ｖ〕の最大電
圧すなわち入力直流電圧V1の電圧に制限される
ことになるからである。その結果タンク回路３２
を実質上正弦波インバータではなく方形波インバ
ータとして動作させる。さらに電流制限をしなけ
れば、トランスＴ１はトランスであることを止め
て巻線２２及び２４のインピーダンスが消えるこ
とになる。その結果、入力電圧V1はこれらのト
ランジスタのコレクタに直接加わり、トランジス
タに過大な電流が流れ、トランジスタは破壊され
る可能性がある。 誘導素子４６はタンク回路３２の動作における
零交差時すなわちタンク回路端子の電圧が零を横
切つた場合にトランジスタＱ１及びＱ２のベース
に巻線２６及び２８を介して連続電流を供給す
る。誘導素子４６がない場合電流は流れず両方の
トランジスタをターンオフさせ、その結果トラン
ジスタのコレクタの電圧が非常に急速に立上り、
おそらく破壊する。換言すれば、誘導素子４６
は、トランスＴ１の極性を切換える零交差時点に
小さい値の電流を巻線２６及び２８を介してトラ
ンジスタＱ１及びＱ２のベースに流す。その結果
すでにオンになつていた一方のトランジスタをさ
らに短かい時間の間オンのままにし得、またオン
となろうとしているトランジスタを速かにターン
オンさせることができる。この時点では両方のト
ランジスタは導通していることになり、この状態
を本願発明者は可変消費モードと名付けた。一方
のトランジスタがオンかつ他方のトランジスタが
オフの通常動作モードはオンしているトランジス
タは飽和し、これにより実質上この状態では閉じ
たスイツチとして動作し、またオフしているトラ
ンジスタは実質上開いたスイツチとなる。 また誘導素子４６は直流電圧V1が１秒間に120
回零になつたときトランジスタＱ１及びＱ２の一
方をターンオンする手助けをする。誘導素子は電
圧V1が零になつた後短かい時間の間（タンク回
路３２がリンギングしている間）出力電流を流し
続け、一般にタンク回路３２のリンギングは電源
が与えられなくなつた後短かい間発生し、この電
流を一方のトランジスタＱ１及びＱ２から他方の
トランジスタＱ２及びＱ１へ直流電圧V1が再度
立上り始めるまで導くのを助ける。 上述のように、トランジスタＱ１及びＱ２が正
常なスイツチング動作をしている間、ベース電流
はコンデンサ４４を通じてトランスＴ１の中央タ
ツプ３８から送出される。このコンデンサはトラ
ンスＴ１の中央タツプが接地電位から直流電圧
V1（例えば250〔Ｖ〕）の電圧レベルに応じた値の
高い電圧レベル（この電圧は20〔ｋHz〕以上であ
るタンク回路３２の発振周波数で変化する）にな
るので電流源として作用する。従つて小さいコン
デンサによつてコンデンサを通過する電流として
かなり大きな電流（ピーク値が300〔mA〕程度）
を得ることができ、電流は方形波となる。ダイオ
ード４８は半波整流器として動作してコンデンサ
４４を駆動し順方向に誘導素子４６に電流を流す
ことができるようになされている。結局コンデン
サ４４はトランジスタＱ１及びＱ２が正常にスイ
ツチング動作している間にそのベースに主電流を
流すための電流源として動作する。そして、コン
デンサ４４を通つて流れる電流は、タンク回路３
２の周波数に従つて変化する。より詳細には、巻
線２２及び２４とコンデンサ３０の並列接続によ
り並列LC共振回路を形成するタンク回路３２の
周波数は、ランプ６２及び６４からなる誘導負荷
が増加すると全体のインダクタンスが下がるの
で、上昇する。周波数が上昇すると、コンデンサ
のインピーダンスは低下し、コンデンサを流れる
電流は増加する。即ち、タンク回路３２の負荷が
大きくなるとコンデンサ４４を通つてトランジス
タＱ１及びＱ２のベースに流れる電流は自動的に
増加し、負荷が小さくなるとベース電流は自動的
に減少する。従つて、トランジスタＱ１及びＱ２
のベース電流が負荷の大きさに合うように自動的
に調整されることになる。 コンデンサ５０、抵抗５２及びダイオード５４
及び５６は直流電圧V1が０〔Ｖ〕でスタートした
時点で、誘導素子４６を通じてトランジスタＱ１
及びＱ２のベースにスタート電流を供給する。コ
ンデンサ５０は直流電圧V1に供給されているの
で、抵抗５２によつて制限される正の電流を発生
し、続いてダイオード５６を通つて誘導素子４６
へ流れる。ダイオード５６はコンデンサ４４を通
じて発生される電流が逆方向に流れるのを阻止す
る。ダイオード５４は電流がコンデンサ５０を通
つて順方向にだけ流れることを許す。直流電圧
V1が０〔Ｖ〕から立上るスタート時においては、
トランジスタＱ１及びＱ２へのベース電流はコン
デンサ５０、抵抗５２、ダイオード５６、誘導素
子４６、巻線２６及び２８を通して与えられる
が、トランジスタＱ１及びＱ２の利得特性のわず
かな違いによりいずれか一方のトランジスタがオ
ンする。 スタートし始める前には両方のトランジスタＱ
１及びＱ２がオフであることを良く理解すべきで
ある。巻線２６又は２８によつては供給された電
流の転流制御をしないためにスタート開始時にト
ランスＴ１は発振をせず、そのためコンデンサ５
０及び抵抗５２によつて発生される電流は両方の
トランジスタＱ１及びＱ２のベースをドライブす
るに十分な大きさの電流を供給するに十分なよう
に選定されている。一対のトランジスタのうちの
一方のトランジスタは常に他方のトランジスタよ
り僅かに高いゲインをもつているので、この一方
のトランジスタは最初にターンオンすることにな
る。その結果対応する70ターンの巻線２２又は２
４内に電圧が生じ、その後この巻線がこの電圧を
転流制御巻線２６及び２８に結合する。これによ
りこの電圧は電流をオン状態のトランジスタへ転
流させ、このトランジスタのオン状態を補強す
る。他方のトランジスタのベースへ流れる電流は
相対的に低下する。もし何らかの理由で、直流電
圧V1が０〔Ｖ〕（スタート時）でないとき正弦波
発振器（タンク回路）が動作を停止した場合、抵
抗５８はトランジスタＱ１及びＱ２のベースへ電
流を供給する。通常抵抗５８の抵抗値は通常のス
タート開始動作の間この抵抗を通じて電流が流れ
ないように十分に高い。この電流通路は、この高
い電圧レンジにおいてトランジスタＱ１及びＱ２
をターンオンするのに十分な電流をコンデンサ５
０及び抵抗５２から成るスタート手段からは得る
ことができないので、必要となる。 トランジスタＱ１及びＱ２に対する他の保護装
置は電圧依存抵抗６０である。抵抗６０はトラン
ジスタＱ１及びＱ２のベースに流れる電流の他の
電流通路を提供している。抵抗６０は電流が誘導
素子４０を流れてトランジスタＱ１及びＱ２のい
ずれもがオンしないときに動作するようになされ
ている。ここで抵抗６０がなければ、この電流は
トランスの中央タツプ３８に電圧を発生させて急
激に破壊レベルにまで増大させてしまう。このと
き抵抗６０が動作してトランスＴ１の中央タツプ
３８が予定の電圧例えば300〔Ｖ〕以上になつた時
トランジスタＱ１及びＱ２のベースに電流通路を
形成する。この時点において電圧依存抵抗６０が
導通し始めてベース巻線の電流を減衰させてトラ
ンジスタＱ１及びＱ２の一方又は他方を、スター
ト回路がトランジスタの一方又は他方を強制的に
ターンオンさせたと同様に、強制的にターンオン
させる。 誘導素子６６は螢光ランプ６２及び６４４を流
れ得る電流を制限するための電流制限手段を含ん
でなる。誘導素子６６のインダクタンスは、正弦
波コンバータ手段の予定の動作周波数において誘
導素子６６がランプ６２及び６４をその定格出力
で動作する固有レベルに電流を制限することにな
るように、選定される。 誘導素子６６の電流制限機能は両方のランプが
点灯しなかつた時ランプ６２及び６４の両端に全
電圧が現われても良いように動作する。この電圧
は300〔Ｖ〕以上のオーダでなる。しかし一旦ラン
プが点灯されると、ランプは約70〜85〔Ｖ〕の電
圧を必要とするだけになる。この電圧のバランス
は誘導素子６６の両端に生じる。誘導素子６６の
両端の電圧の変化はフイラメント打消コイル７８
〜８０に電圧を供給してフイラメントヒータ電流
の電圧を打ち消す。 トランス６８はバランストランスとして動作す
る。トランス６８はそれぞれランプ６２及び６４
に接続された２つの巻線８１及び８２を含んでい
る。動作時巻線８１及び８２は他方のランプがタ
ーンオンする前に一方のランプがターンオンした
場合に調整され、オンのランプは対応する巻線に
電圧を生じさせて反対側の巻線が未だ点灯してい
ないランプの両端に高い電圧を発生するようにさ
せる。このことはトランス６８が回路内に設けら
れていない場合よりも速くこの他方のランプをオ
ンさせて点灯させる助けになる。従つて両方のラ
ンプが動作することによつて、トランス６８は各
ランプに流入する電流をバランスさせるように動
作し、これらのランプを等しい照度に保つ。この
動作は、一方のランプが他方のランプより大きい
電流を流し始めたとき、他方のランプに高い電圧
を強制的に与え、これにより電流の対応する部分
を流すことにより、生ずる。 トランスＴ１のフイラメントヒータコイル、及
び誘導素子６６上のコイル７８〜８０を含んでな
るフイラメント打消手段の動作はすでに上述し
た。 第２Ａ図〜第２Ｅ図は本発明に依る電子的安定
回路１０の各部に現われる波形を示している。第
２Ａ図及び第２Ｂ図は第２Ａ図に示す交流入力電
圧により整流手段１２が動作して全波整流交流電
圧、第２Ｂ図に示す脈流の平滑されていないDC
電圧を作ることを示している。上述の第２Ｂ図に
示されているように、60〔Hz〕の交流波の各半周
期において直流電圧V1はほぼ０〔Ｖ〕へ低下す
る。これらの各点において、抵抗５２及びコンデ
ンサ５０を有するスタート回路は確実に正弦波コ
ンバータ手段を再スタートさせ、かつトランジス
タＱ１及びＱ２のスイツチ動作を続けて生じさせ
る。 第２Ｃ図、第２Ｄ図及び第２Ｅ図は与えられた
60〔Hz〕の周期の時間部分だけについて正弦波コ
ンバータの動作を示している。特に第２Ｃ図はタ
ンク回路３２の端子３４の電圧V2における変化
を示している。図面から分るように、電圧は半波
整流信号であり、この信号の振幅は60〔Hz〕のエ
ンベロープの次の電圧振幅にまで立上る。トラン
ジスタＱ１の動作はトランジスタＱ１が時間期間
t1においてオンとなつたとき端子３４の電圧はほ
ぼ接地電位となり、トランジスタＱ１が時間期間
t2においてオフとなつたとき端子３４の電圧はタ
ンク回路３２の正弦波波形となることができる。
この半波整流波形の周波数はタンク回路の周波数
であり、このタンク回路の周波数は20〔ｋHz〕よ
りいくらか大きいオーダにある。第２Ｄ図はタン
ク回路の電流I2を示し、この電流波形は正弦波で
あり、かつ入力電圧V1の60〔Hz〕のエンベロープ
の関数として変化する振幅を有することを示して
いる。最後に第２Ｅ図はトランジスタＱ１のベー
スの電圧を示し、かつ20〔ｋHz〕の速度より大き
い速度でトランジスタＱ１がターンオン及びター
ンオフすることを示している。 本発明の好適な実施例を図示説明したが、種々
の変形、変更等は当業者にとつて明らかであろう
から、本発明の範囲は請求の範囲及びその均等範
囲に限つて限定されるべきである。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 交流入力電圧を平滑されていない直流電圧に
    変換する整流手段１２と、 上記平滑されていない直流電圧を受け、ほぼ０
    ［Ｖ］から少なくとも上記整流手段１２への交流
    入力電圧のピーク振幅までの範囲に伸びる上記整
    流手段によつて発生される直流電圧のレンジに亘
    つて動作し、１つの誘導素子２２，２４と並列に
    接続されるコンデンサ３０を含む高周波タンク回
    路３２を有し、１つまたは２つ以上の蛍光ランプ
    等６２，６４を付勢するのに十分な振幅の高周波
    交流出力電圧を発生するコンバータ手段であつ
    て、２つのトランジスタＱ１，Ｑ２を含み、各ト
    ランジスタがベース、エミツタ、及びコレクタを
    有し、通常動作において交互にターンオンするよ
    うに接続される、コンバータ手段と、 上記トランジスタＱ１，Ｑ２の各々のコレクタ
    とエミツタとの間の電圧が所定の電圧以上に上昇
    するのを防止することによつて上記トランジスタ
    のブレークダウンを防止する手段６０と、 上記ランプがオンのとき上記コンバータ手段に
    よつて上記ランプに供給される電流を制限する電
    流制限手段６６と、 上記各トランジスタを交互にターンオンする手
    段と、を有し、該ターンオン手段が、 上記タンク回路から容量的に給電され上記トラ
    ンジスタの一方をターンオンするのに十分な振幅
    のベース電流を発生する電流源手段と、 上記ベース電流を交互に上記各トランジスタの
    ベースに結合する手段２６，２８とを有し、 上記電流源手段が１つのコンデンサ４４を含
    み、該コンデンサの一方のリードが上記誘導素子
    ２２，２４の所定の場所に接続され、他方のリー
    ドが上記結合手段２６，２８に接続され、それに
    よつて上記コンデンサ４４を流れる電流がタンク
    回路の周波数に従つて変化する、正弦波コンバー
    タ電源。 ２ 更に、上記直流電圧が０［Ｖ］から増大して
    いるとき上記トランジスタＱ１，Ｑ２の１つを強
    制的にターンオンさせるスタート手段を備え、上
    記スタート手段は直列に接続されたコンデンサ５
    ０と、抵抗５２と、ダイオード５４とを有し、上
    記直流電圧を受けるように接続されてなり、さら
    にまた上記コンデンサ５０、抵抗５２、及びダイ
    オード５４の直列接続回路によつて発生された電
    流を上記両方のトランジスタのベースに接続して
    上記直流電圧が所定のレベルを越えたときに上記
    発生された電流が上記トランジスタの一方または
    他方をターンオンさせるようにした手段を有する
    請求の範囲第１項記載の正弦波コンバータ電源。 ３ 更に、上記電流制限手段６６及び上記ランプ
    ６２，６４間に接続されて一旦一方のランプがタ
    ーンオンしたとき電圧を未だターンオンしていな
    いランプにブーストする電圧ブースト手段６８を
    有する請求の範囲第１項記載の正弦波コンバータ
    電源。 ４ 上記電圧ブースト手段６８は複数の巻線を有
    するトランス６８から成り、各巻線は上記電流制
    限手段６６及び上記蛍光ランプ６２，６４間に直
    列に接続されて上記一方のランプがオンになつた
    とき上記トランスの両端に電圧を発生し、これに
    より上記他方のランプの両端の電圧を増大させる
    ようにしてなる請求の範囲第３項記載の正弦波コ
    ンバータ電源。 ５ 上記各トランジスタのブレークダウンを防止
    する手段６０が、過電圧の発生に応答して電流を
    発生して該電流を上記両方のトランジスタのベー
    スへ結合し、上記発生された電流によつて上記一
    方または他方のトランジスタをターンオンさせる
    手段を有する請求の範囲第１項記載の正弦波コン
    バータ電源。 ６ 上記電流制限手段が上記コンバータ手段及び
    上記１つまたは２つ以上の蛍光ランプ等６２，６
    ４間に直列接続された誘導素子６６からなる請求
    の範囲第１項記載の正弦波コンバータ電源。 ７ 更に、上記各ランプのフイラメントにヒータ
    電流を結合する手段７４，７６と、上記ランプが
    ターンオンした後に各ランプ内の上記ヒータ電流
    をほぼ打ち消すための手段７８，７９，８０とを
    有し、上記打消手段は上記各ランプに対する上記
    ヒータ電流の電圧に対してほぼ180゜位相がずれた
    電圧信号を発生する手段を含み、この発生手段は
    上記ランプがオンになつた後にだけ動作して上記
    位相ずれ電圧信号を当該ランプのフイラメントに
    結合するようにしてなる請求の範囲第１項記載の
    正弦波コンバータ電源。 ８ 上記フイラメントに対してヒータ電流を結合
    する手段が、上記タンク回路の誘導巻線２２，２
    ４に誘導的に結合されたヒータ巻線７４，７６
    と、上記タンク回路が発振しているとき上記ヒー
    タ巻線７４，７６によつて発生された電流を上記
    ランプのフイラメントに結合する手段とを有し、
    上記ヒータ電流の電圧に対してほぼ180゜位相がず
    れた電圧信号を発生する上記手段が、上記電流制
    限誘導素子６６に誘導的に結合される電圧打消巻
    線７８，７９，８０から成り、上記各打消巻線が
    上記各ヒータ巻線７４，７６に直列に接続され、
    これにより打消電圧が上記ランプの少なくとも１
    つがオンになつた後に限つて上記打消巻線によつ
    て発生されるようにしてなる請求の範囲第７項記
    載の正弦波コンバータ電源。 ９ コンデンサ３０及びこのコンデンサに並列に
    接続された第１及び第２の直列巻線２２，２４を
    含み、１またはそれ以上のランプ６２，６４を付
    勢するのに十分な振幅の高周波出力電圧を発生す
    るタンク回路３２と、 直流電圧源及び上記タンク回路間に接続されて
    上記直流電圧源から上記タンク回路３２に供給さ
    れる電流を制限する手段４０と、 ベース、エミツタ、及びコレクタを夫々が含み
    通常動作において交互にターンオンするように接
    続される第１及び第２のトランジスタＱ１，Ｑ２
    と、 上記タンク回路３２から容量的に給電され上記
    トランジスタの一方をターンオンするに十分な振
    幅のベース電流を発生する電流源手段とを有し、
    上記各トランジスタを交互にターンオンする手段
    であつて、上記電流源手段が１つのコンデンサ４
    ４を含み、該コンデンサの一方のリードは上記タ
    ンク回路３２と直列に接続され、他方のリードは
    上記ベース電流を出力し、上記コンデンサ４４を
    流れる電流がタンク回路の周波数に従つて変化す
    る、ターンオン手段と、 上記各トランジスタのベースに交互に上記ベー
    ス電流を結合する手段とから構成され、該ベース
    電流結合手段は直列に接続された第３及び第４の
    誘導巻線２６，２８を有し、上記第３及び第４の
    巻線２６，２８間の中央点には上記ベース電流が
    流され、上記第３の巻線２６の他端には上記第１
    トランジスタＱ１のベースが結合され、上記第４
    の巻線２８の他端は上記第２トランジスタＱ２の
    ベースに結合され、上記第３及び第４の巻線は上
    記第１及び第２の巻線２２，２４に誘導的に結合
    されて上記第１及び第２の巻線の両端電圧が上記
    第３及び第４巻線の両端に誘導されるようにされ
    た、 平滑されていない直流電圧源によつて動作して
    １つまたはそれ以上の蛍光ランプ等に電力を供給
    する正弦波コンバータ電源。 １０ 上記電流源手段が上記ベース電流が０まで
    減少した後の所定時間の間上記第３及び第４の巻
    線２６，２８の中央点に電流を保持するための電
    流蓄積手段４６を有する請求の範囲第９項記載の
    正弦波コンバータ電源。 １１ 直流電圧がほぼ０［Ｖ］から増大したとき
    上記トランジスタＱ１，Ｑ２の一方を強制的にタ
    ーンオンさせるスタート手段であつて、直列に接
    続されたコンデンサ５０、抵抗５２、及びダイオ
    ード５４を含み、上記直流電圧を受けるように接
    続されるスタート手段と、上記コンデンサ５０、
    抵抗５２、及びダイオード５４の直列接続回路に
    よつて発生された電流を上記第１または第２のト
    ランジスタのベースに結合する手段とを有する請
    求の範囲第９項に記載の正弦波コンバータ電源。 １２ 上記トランジスタのブレークダウンを防止
    する手段６０を有し、このブレークダウン防止手
    段は上記第１及び第２の巻線間の中央点に発生さ
    れる過電圧に応答して電流を発生する手段と、当
    該電流を上記第１または第２のトランジスタのベ
    ースに結合する手段とを有する請求の範囲第９項
    記載の正弦波コンバータ電源。 １３ 上記ランプがターンオンした後に各ランプ
    内の上記ヒータ電流をほぼ打ち消すためのフイラ
    メント打消回路を有し、このフイラメント打消回
    路は上記各ランプに対する上記ヒータ電流の電圧
    に対してほぼ180゜位相ずれがある電圧信号を発生
    する手段７８，７９，８０を有し、この発生手段
    はランプがオンになつた後にだけ動作して上記位
    相ずれ電圧信号を上記フイラメントに結合する請
    求の範囲第９項記載の正弦波コンバータ電源。 〔技術分野〕 本発明は螢光ランプ等に使用できる電子的安定
    回路に関し、特に平滑していない直流電源によつ
    て電源を供給される正弦波コンバータ回路を駆動
    する手段を改善し、また螢光ランプが点灯した後
    にランプのフイラメントヒータ電圧を打ち消すた
    めの手段に関する。 〔背景技術〕 旧来交流電源（例えば115［Ｖ］／60［Hz］から
    ランプに電源を供給するために用いられていた非
    電子的電流制限安定器は効率が低い。効率を改善
    するために電子的安定回路が用いられている。こ
    の種の電子的安定回路は通常大きい値の電解コン
    デンサを含む整流手段を有し、交流電圧を整流し
    て平滑した直流電圧を発生させるようになされ、
    インバータ又はコンバータ手段が直流電圧を受け
    て１つ又は２つ以上の螢光ランプに電源を供給す
    るに十分な振妹幅の高周波交流出力電圧を発生
    し、また電流制限手段がコンバータ手段からラン
    プに供給する電流を制限する。この明細書におい
    て、「高周波」の語は少くとも20［ｋHz］の周波数
    を意味し、これにより周波数はオーデイオレンジ
    以上であるから回路はほとんど騒音を発生しない
    で動作する。 これらの電子的安定回路は多くの欠点をもつて
    いる。第１に、この種の回路のコンバータ手段の
    周波数は供給されている直流電圧の振幅に大きく
    依存しており、これによりある条件の下では周波
    数が20［ｋHz］以下に降下し得る。第２に、これ
    らの回路は、入力電圧の各半周期ごとに短時間の
    間に交流電源から電流を流させるので、波高率が
    非常に悪く、これにより回路（多数使用された場
    合は特に）は逆に入力電源波形に影響を与える。
    第３に、これらの回路の信頼性は特に電解コンデ
    ンサがあるために良くない。第４に、十分に高い
    力率をもつようにこれらの回路を設計することが
    困難である。第５に、コンバータ手段が一対のプ
    ツシユプルトランジスタを含んで構成されている
    場合、抵抗を通じてそれぞれをベースドライブす
    る構成はある条件下では過熱を生ずる。即ち、抵
    抗がトランジスタのベースに接続されているの
    で、負荷に大きな電力が必要な場合抵抗に大きな
    電流が流れ熱を発生する。従来の安定回路は容易
    にランプを点灯させることができるようにするラ
    ンプフイラメントヒータを有し、このヒータには
    ランプ点灯後も電力が供給されたままになつてい
    るのでさらに効率を悪くしている。 従来、電解コンデンサを省略し、また交流電源
    から発生された全波整流された信号によつてドラ
    イブされる回路をもつようになされた電子的安定
    回路が提案された。このように脈流の直流電圧を
    用いれば、従来回路の上述の欠点を解決できる
    が、他の問題特に２つのトランジスタがコンバー
    タ手段の一部としてプツシユプル回路構成になさ
    れている点で問題が生じることになる。両方のト
    ランジスタが同時にオフになつた場合各トランジ
    スタの両端電圧はトランジスタが破壊（ブレーク
    ダウン）されるまで上昇して回路を損傷してしま
    う。 〔発明の開示〕 本発明の目的は、負荷の大きさに対応してプツ
    シユプルトランジスタのベース電流を自動的に調
    整することが可能な正弦波コンバータ電源を提供
    することである。 本発明によれば、交流入力電圧に接続された直
    流電圧を発生させる整流手段と、この直流電圧を
    受けるように接続され１つ又は２つ以上の螢光ラ
    ンプに電源を供給するに十分な振幅の高周波交流
    出力電圧を発生するコンバータ手段と、使用時に
    コンバータ手段からランプへ供給される電流を制
    限する電流制限手段とを具え、コンバータ手段が
    ほぼ０から少くとも整流手段への交流入力電圧の
    ピーク振幅までに亘る直流入力電圧範囲で動作す
    る一対のプツシユプルトランジスタで構成され、
    各トランジスタに対するベースドライブ電流は高
    周波正弦波から容量的に得た定電流源から引き出
    され、定電流出力はトランジスタのベースの１つ
    又は他へ転流手段によつて転流される。 さらに本発明はランプの起動後及び点灯中にラ
    ンプフイラメントヒータによつて発生される電力
    消費をほとんど打消す手段を含んでいる。 また本発明の目的は従来の安定回路の欠点を解
    決する電子的安定回路にを提案するもので、コン
    バータ手段の周波数は直流入力電圧と実質上無関
    係であり、平滑の必要性をなくしたことによつて
    整流手段の両端間に電解コンデンサを設ける必要
    をなくし、これにより信頼性を増大させると共に
    コストを低減させ、またコンバータ手段のプツシ
    ユプルトランジスタを破壊から保護するようにな
    されている。 本発明の他の目的は、ランプ点灯後の各ランプ
    におけるフイラメントヒータ電力消費をほとんど
    なくす手段を用意することによつて安定回路にお
    ける電力利用率を改善することである。 本発明のこれらの目的及び他の目的や利益は以
    下図面についての実施例及び以下の説明によつて
    明らかになるであろう。
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Families Citing this family (57)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE418775B (sv) * 1980-07-18 1981-06-22 Aos Metall Mek Verk Sett och anordning for att eliminera obehag fororsakande flimmer vid betraktande av rontgenfilm i ljusskap
US4630005A (en) * 1982-05-03 1986-12-16 Brigham Young University Electronic inverter, particularly for use as ballast
US4453109A (en) * 1982-05-27 1984-06-05 North American Philips Corporation Magnetic transformer switch and combination thereof with a discharge lamp
US4651059A (en) * 1984-01-09 1987-03-17 Nilssen Ole K High-frequency power-limited lighting system
US5083255A (en) * 1983-04-22 1992-01-21 Nilssen Ole K Inverter with electrically controllable output
US4572988A (en) * 1983-08-22 1986-02-25 Industrial Design Associates, (Ida) High frequency ballast circuit
GB2151090A (en) * 1983-12-08 1985-07-10 Min Yung Shyu Electronic ballast
US4574222A (en) * 1983-12-27 1986-03-04 General Electric Company Ballast circuit for multiple parallel negative impedance loads
US4958102A (en) * 1984-12-27 1990-09-18 North American Philips Corporation Three way gas discharge lamp
US4748368A (en) * 1984-12-27 1988-05-31 North American Philips Lighting Corporation Three way gas discharge lamp
US4686428A (en) * 1985-08-28 1987-08-11 Innovative Controls, Incorporated High intensity discharge lamp self-adjusting ballast system with current limiters and a current feedback loop
DE3623749A1 (de) * 1986-07-14 1988-01-21 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltungsanordnung zum betrieb von niederdruckentladungslampen
DK339586D0 (da) * 1986-07-16 1986-07-16 Silver Gruppen Prod As Elektronisk ballast
US4999547A (en) 1986-09-25 1991-03-12 Innovative Controls, Incorporated Ballast for high pressure sodium lamps having constant line and lamp wattage
US4914558A (en) * 1989-03-06 1990-04-03 Jon Flickinger Series resonant inverter and method of lamp starting
US5030892A (en) * 1989-05-03 1991-07-09 Brigham Young University Means for preventing damage to electronic ballasts as a result of failure of gas discharge lamps
US6181075B1 (en) * 1989-10-16 2001-01-30 Everbrite Electronics, Inc. Power supply circuit for gas discharge tube
US5352956A (en) * 1989-10-16 1994-10-04 Everbrite Electronics, Inc. Power supply for gas discharge tube
US5087860A (en) * 1989-10-16 1992-02-11 Everbrite, Inc. Power supply circuit for gas discharge tube
US5075598A (en) * 1989-10-16 1991-12-24 Everbrite, Inc. Power supply circuit for gas discharge tube
US5057748A (en) * 1989-10-16 1991-10-15 Everbrite, Inc. Power supply circuit for gas discharge tube
US5089752A (en) * 1990-09-28 1992-02-18 Everbrite, Inc. High frequency luminous tube power supply with ground fault protection
GB2264596B (en) * 1992-02-18 1995-06-14 Standards Inst Singapore A DC-AC converter for igniting and supplying a gas discharge lamp
US5191263A (en) * 1992-03-04 1993-03-02 Motorola Lighting, Inc. Ballast circuit utilizing a boost to heat lamp filaments and to strike the lamps
GB9206022D0 (en) * 1992-03-19 1992-04-29 Astec Int Ltd Push-pull inverter
US5563473A (en) * 1992-08-20 1996-10-08 Philips Electronics North America Corp. Electronic ballast for operating lamps in parallel
US5399943A (en) * 1992-12-24 1995-03-21 Micro-Technology, Inc.-Wisconsin Power supply circuit for a discharge lamp
US5434477A (en) * 1993-03-22 1995-07-18 Motorola Lighting, Inc. Circuit for powering a fluorescent lamp having a transistor common to both inverter and the boost converter and method for operating such a circuit
EP0664944A4 (en) * 1993-08-05 1995-11-29 Motorola Lighting Inc PARALLEL RESONANT BALLAST PROVIDED WITH A BOOSTER.
US5506596A (en) * 1993-10-08 1996-04-09 Everbrite, Inc. Reduced tension modular neon sign system
US6091206A (en) * 1996-12-27 2000-07-18 Susan Siao Electronic ballast system for fluorescent lamps
US6566824B2 (en) 2001-10-16 2003-05-20 Teledyne Lighting And Display Products, Inc. Flexible lighting segment
US6979959B2 (en) 2002-12-13 2005-12-27 Microsemi Corporation Apparatus and method for striking a fluorescent lamp
US7187139B2 (en) * 2003-09-09 2007-03-06 Microsemi Corporation Split phase inverters for CCFL backlight system
US7183727B2 (en) 2003-09-23 2007-02-27 Microsemi Corporation Optical and temperature feedbacks to control display brightness
ES2340169T3 (es) 2003-10-06 2010-05-31 Microsemi Corporation Esquema de distribucion de corrientes y dispositivo para operar multiples lamparas ccf.
US7279851B2 (en) * 2003-10-21 2007-10-09 Microsemi Corporation Systems and methods for fault protection in a balancing transformer
US7187140B2 (en) * 2003-12-16 2007-03-06 Microsemi Corporation Lamp current control using profile synthesizer
US7468722B2 (en) 2004-02-09 2008-12-23 Microsemi Corporation Method and apparatus to control display brightness with ambient light correction
US7112929B2 (en) 2004-04-01 2006-09-26 Microsemi Corporation Full-bridge and half-bridge compatible driver timing schedule for direct drive backlight system
US7250731B2 (en) * 2004-04-07 2007-07-31 Microsemi Corporation Primary side current balancing scheme for multiple CCF lamp operation
US7755595B2 (en) 2004-06-07 2010-07-13 Microsemi Corporation Dual-slope brightness control for transflective displays
TWI281364B (en) * 2004-07-28 2007-05-11 Delta Electronics Inc Electronic ballast
WO2006019931A2 (en) * 2004-07-30 2006-02-23 Microsemi Corporation Incremental distributed driver
CN100449925C (zh) * 2004-09-13 2009-01-07 新巨企业股份有限公司 逆变器工作电压决定方法
DE102004050309A1 (de) * 2004-10-14 2006-05-18 Zippy Technology Corp., Hsin-Tien Verfahren zur Bestimmung der Arbeitsspannung eines Inverters
US7173382B2 (en) * 2005-03-31 2007-02-06 Microsemi Corporation Nested balancing topology for balancing current among multiple lamps
US7061183B1 (en) 2005-03-31 2006-06-13 Microsemi Corporation Zigzag topology for balancing current among paralleled gas discharge lamps
US20060244395A1 (en) * 2005-05-02 2006-11-02 Taipale Mark S Electronic ballast having missing lamp detection
US7414371B1 (en) 2005-11-21 2008-08-19 Microsemi Corporation Voltage regulation loop with variable gain control for inverter circuit
US7586268B2 (en) * 2005-12-09 2009-09-08 Lutron Electronics Co., Inc. Apparatus and method for controlling the filament voltage in an electronic dimming ballast
US7569998B2 (en) 2006-07-06 2009-08-04 Microsemi Corporation Striking and open lamp regulation for CCFL controller
TW200939886A (en) 2008-02-05 2009-09-16 Microsemi Corp Balancing arrangement with reduced amount of balancing transformers
US8093839B2 (en) * 2008-11-20 2012-01-10 Microsemi Corporation Method and apparatus for driving CCFL at low burst duty cycle rates
US9030119B2 (en) 2010-07-19 2015-05-12 Microsemi Corporation LED string driver arrangement with non-dissipative current balancer
US8754581B2 (en) 2011-05-03 2014-06-17 Microsemi Corporation High efficiency LED driving method for odd number of LED strings
WO2012151170A1 (en) 2011-05-03 2012-11-08 Microsemi Corporation High efficiency led driving method

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4914976B1 (ja) * 1968-08-12 1974-04-11
US3754160A (en) * 1971-10-28 1973-08-21 Radiant Ind Inc Four-lamp driver circuit for fluorescent lamps
US4004187A (en) * 1974-10-21 1977-01-18 General Electric Company Push-pull inverter ballast for arc discharge lamps
JPS51143832A (en) * 1975-06-06 1976-12-10 Sony Corp Inverter
US4004251A (en) * 1975-11-03 1977-01-18 General Electric Company Inverter transformer
US4060752A (en) * 1976-03-01 1977-11-29 General Electric Company Discharge lamp auxiliary circuit with dI/dt switching control
US4060751A (en) * 1976-03-01 1977-11-29 General Electric Company Dual mode solid state inverter circuit for starting and ballasting gas discharge lamps
US4051413A (en) * 1976-05-26 1977-09-27 Abadie Henry J L Transistorized static inverters
JPS5313570A (en) * 1976-07-23 1978-02-07 Toshiba Electric Equip Discharge lamp starting device
US4075476A (en) * 1976-12-20 1978-02-21 Gte Sylvania Incorporated Sinusoidal wave oscillator ballast circuit
US4127795A (en) * 1977-08-19 1978-11-28 Gte Sylvania Incorporated Lamp ballast circuit
US4277728A (en) * 1978-05-08 1981-07-07 Stevens Luminoptics Power supply for a high intensity discharge or fluorescent lamp
US4245177A (en) * 1978-12-29 1981-01-13 General Electric Company Inverter for operating a gaseous discharge lamp
JPS55102197A (en) * 1979-01-31 1980-08-05 Toshiba Electric Equip Device for firing discharge lamp
US4199710A (en) * 1979-02-12 1980-04-22 Gte Sylvania Incorporated Ballast circuit for high intensity discharge (HID) lamps
US4237403A (en) * 1979-04-16 1980-12-02 Berkleonics, Inc. Power supply for fluorescent lamp
US4259614A (en) * 1979-07-20 1981-03-31 Kohler Thomas P Electronic ballast-inverter for multiple fluorescent lamps
JPS56134494A (en) * 1980-03-24 1981-10-21 Toshiba Electric Equip Device for firing discharge lamp

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