JPH0456524A - チューナ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、テレビジョン信号（以下、ＴＶ信号という）
やケーブルテレビ信号（以下、ＣＡＴＶ信号という）を
受信することが可能なチューナ回路に関するものである
。

〔従来の技術〕

従来のＴＶ信号やＣＡＴＶ信号を受信するチューナ回路
は、−船釣にシングルス−パーヘテロダイン方式であっ
て、入力同調フィルタ、ＲＦアンプ、段間同調フィルタ
、ミクサ、局部発振器、ＩＦアンプ、ＩＦフィルタから
成り、入力したＲＦ倍信号ＩＦ倍信号変換して出力する
。

ここで、同調フィルタが、入力同調フィルタと段間同調
フィルタの２段構成となっているのは、高周波帯までＱ
の高い同調フィルタを得るためである。

ところで、近年では、民生用ＣｙａＡｓデバイスや高周
波用Ｓｉデバイスなどの開発により、従来、個別部品で
構成されていた（すなわち、ディスクリート回路で構成
されていた）チューナ回路も、集積化が進み、ミクサ、
局部発振器、ＩＦアンプ等については、集積化されつつ
ある。

しかし、入力同調フィルタや段間同調フィルタ等のフィ
ルタについては、依然、インダクタや容量等の個別部品
にて構成されており、そのため、広い周波数に渡って同
様の帯域特性を得るためには、上記インダクタや容量等
の複雑な調整が必要であった。

そこで、高性能（すなわち、広い周波数に渡って同様の
帯域特性を得ることができる）で、且つ無調整なフィル
タを得るべく、フィルタについても集積化が望まれてお
り、従来では、その様なフィルタの集積化の一方法とし
て、オペアンプや抵抗等で構成できる、複数個の信号パ
スを有するＮパスフィルタを用いる方法が考えられてい
る。

なお、この様なＮパスフィルタを用いて、フィルタの集
積化を図った従来例としては、例えば、特開昭６１−１
５０４１６号公報に記載のものが挙げられる。この従来
例では、無線受信機において、一般に問題となる妨害信
号としてのイメージ信号を低減する方法について開示さ
れている。

なお、Ｎパスフィルタについては、後はど詳しく説明す
る。

〔発明が解決しようとする課題］ 上記従来例においては、上記した如く、無線受信機にお
けるイメージ信号の低減方法について開示されており、
その対象は、単一チャネルの信号を入力する場合につい
てであり、ＴＶ信号やＣＡＴＶ信号のように、多チャネ
ルの信号を入力する場合については配慮されていなかっ
た。

そのため、上記従来例を、そのままＴＶ信号やＣＡＴＶ
信号を受信するチューナ回路に応用した場合に、ＲＦア
ンプにおいて、イメージ信号以外の妨害信号として２次
歪、３次歪等の妨害信号が発生することがあった。

しかも、上記従来例では、イメージ信号を低減するのが
目的であるため、その様なイメージ信号以外の妨害信号
（すなわち、２次歪、３次歪等の妨害信号）が発生して
も、それら妨害信号については低減することができなか
った。

本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を解決し、
ＲＦアンプで発生する妨害信号を低減し得る、Ｎパスフ
ィルタを用いたチューナ回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記した目的を達成するために、本発明では、同調電圧
を出力する選局装置と、局部発振信号を出力すると共に
、前記選局装置からの同調電圧を入力し、該同調電圧に
応じて前記局部発振信号の周波数が変化する第１の局部
発振器と、ＲＦ倍信号入力し、該信号のうち、その通過
帯域内の信号のみを通過させて出力する入力フィルタと
、該入力フィルタからの出力信号を入力し、該信号を増
幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発振器か
らの局部発振信号と前記ＲＦアンプからの出力信号とを
入力し、該信号を前記局部発振信号によって周波数変換
し、ＩＦ倍信号して出力するミクサと、該ミクサからの
ＩＦ倍信号入力し、該信号を増幅して出力するＩＦアン
プと、該ＩＦアンプからの出力信号を入力し、該信号の
うち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出力する
■Ｆフィルタと、で構成されるチューナ回路において、
前記入力フィルタを、前記選局装置からの同調電圧を入
力し、該同調電圧に応じてその通過帯域が変化する前置
フィルタまたは後置フィルタと、前記前置フィルタの後
段または前記後置フィルタの前段に配され、前記第１の
局部発振器からの局部発振信号を入力し、該局部発振信
号の周波数に応じてその通過帯域が変化するＮパスフィ
ルタと、で構成するようにした。

また、前記選局装置からの同調電圧を入力し、該同調電
圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化する第２の
局部発振器を設けて、前記第１の局部発振器からの局部
発振信号に代え、前記第２の局部発振器からの局部発振
信号を前記Ｎパスフィルタに入力するようにしても良い
。

〔作用〕

では、本発明について説明する前に、Ｎパスフィルタの
構成及び動作について説明する。

第１１図は一般的なＮパスフィルタの構成を示すブロッ
ク図である。

同図において、１５は局部発振信号入力端子、２０．２
１は信号端子、２２は移相器、２３，２５は第１の信号
パスのミクサ、２４は第１のパスフィルタ、２６．２８
は第２の信号パスのミクサ、２７は第２のパスフィルタ
、２９．３１は第３の信号パスのミクサ、３０は第３の
パスフィルタ、３２．２４は第Ｎの信号パスのミクサ、
３３は第Ｎのパスフィルタである。

通常、第１から第Ｎの信号パスの、ミクサ及びパスフィ
ルタは、それぞれ等しい特性を有している。

また、移相器２２は、局部発振信号入力端子１５より入
力される局部発振信号から、局部発振信号（周期Ｔ）に
対してそれぞれ移相量が０．Ｔ／Ｎ、　２Ｔ／Ｎ、・・
・・・・、（Ｎ−１）Ｔ／ＮのＮ個の信号を作り、各信
号パスのミクサにそれぞれ印加する。

なお、局部発振信号入力端子１５より入力される局部発
振信号の周波数ばｆｃとする。

では、このＮパスフィルタの帯域特性を第１２図、第１
３図で説明する。

まず、第１２図により、第１１図におけるパスフィルタ
２４，２７，３０．３３として、通過帯域の中心周波数
が１０のバンドパスフィルタを用いた場合について説明
する。

同図（ａ）が各パスフィルタの帯域特性で、中心周波数
ｆｏ、通過帯域がｆｏ−ｆ、からｆ。＋ｆ５とする。

このパスフィルタと周波数ｆｃの局部発振信号が入力さ
れる各信号パスのミクサとから成るＮパスフィルタの帯
域特性を同図（ｂ）に示す。

Ｎパスフィルタの通過帯域としては、パスフィルタの通
過帯域、ｆｃ　　　ｆｏを中心周波数とし帯域幅がパス
フィルタと等しい通過帯域、ｆｃ＋ｆ。

を中心周波数とし帯域幅がパスフィルタと等しい通過帯
域、及びこれらの高調次の通過帯域がそれぞれ現われる
。

次に、第１３図により、第１１図におけるパスフィルタ
２４，２７，３０．３３として、通過帯域がｆ、のロー
パスフィルタを用いた場合について説明する。

同図（ａ）がパスフィルタの帯域特性で通過帯域がｆ、
までのローパスフィルタである。

このパスフィルタと周波数ｆＣの局部発振信号が入力さ
れる各信号パスのミクサとから成るＮパスフィルタの帯
域特性を同図（ｂ）に示す。

Ｎパスフィルタの通過帯域としては、パスフィルタの通
過帯域、ｆｃを中心周波数とし帯域幅がパスフィルタの
２倍の２ｆｓとなる通過帯域、及びその高調次の通過帯
域がそれぞれ現われる。

以上述べたように、Ｎパスフィルタの通過帯域としては
、パスフィルタの帯域特性を変えずに中心周波数だけを
、各信号パスのミクサに注入する局部発振信号の周波数
ｆＣで周波数軸上を移動させたような帯域特性を得るこ
とができる。従って、比較的急峻な（すなわち、Ｑの高
い）帯域特性が実現しにくい高周波帯においても、低周
波帯で実現できるようなＱの高い帯域特性を実現できる
。

また、どの中心周波数においても、各パスフィルタの帯
域特性が保たれるため、帯域内偏差が少ない。従って、
このＮパスフィルタをチューナ回路に用いた場合は、チ
ューナ回路で比較的問題となるＰＣティルト（帯域内偏
差による映像搬送波と色副搬送波のレベル差）が低減さ
れ、さらに、ＰＣティルトのチャネル間バラツキも同じ
く低減され、高精細テレビ等のＴＶ信号を受信する際に
、後段のチャネル等化器の性能を軽減できる。

以上が、−船釣なＮパスフィルタの構成及び動作の説明
である。

では、本発明について説明する。

本発明では、ＲＦアンプの前段に配される入力フィルタ
を急峻な帯域特性を有するＮパスフィルタで構成してい
るため、入力フィルタでは希望信号以外の信号を確実に
減衰させることができ、ＲＦアンプには希望信号のみを
入力させることができ、従って、ＲＦアンプ、ミクサで
発生する妨害信号を低減することができる。

また、本発明では、従来、入力フィルタ（すなわち、入
力同調フィルタ）の帯域特性を補うために設けられてい
た段間フィルタ（すなわち、段間同調フィルタ）が不要
となり、チューナ回路の回路構成が簡略化でき、部品点
数の削減も図れる。

また、前記第１の局部発振器からの局部発振信号を前記
Ｎパスフィルタに入力するようしているので、従来のチ
ューナ回路に本発明を比較的容易に取り入れることがで
きる。

一方、前記第２の局部発振器からの局部発振信号を前記
Ｎパスフィルタに入力するようした場合には、Ｎパスフ
ィルタに入力する局部発振信号の周波数を任意に選択す
ることができるので、Ｎパスフィルタを構成するパスフ
ィルタの設計の自由度が増大し、パスフィルタとしてロ
ーパスフィルタの使用も可能となり、より急峻な帯域特
性を有するフィルタを得ることができる。

〔実施例〕 以下、本発明の実施例を図面により説明する。

第１図は本発明の第１の実施例としてのチューナ回路を
示すブロック図であり、本実施例はテレビジョン受信装
置において用いられるものである。

同図において、１はＲＦ信号入力端子、２は入力フィル
タ、３はＲＦアンプ、４はミクサ、５はＩＦアンプ、６
はＩＦフィルタ、７はＩＦ信号出力端子、８は局部発振
器、９は同調電圧入力端子である。

ＲＦ信号入力端子１から入力した複数のＲＦ倍信号うち
、入力フィルタ２において、選局装置（図示せず）から
同調電圧入力端子９を介して印加された同調電圧と局部
発振器８からの局部発振信号とにより希望信号が選択さ
れ、その後、ＲＦアンプ３で増幅される。そして、この
希望信号はミサク４で局部発振器８からの局部発振信号
と混合され、ＩＦ倍信号変換される。このＩＦ倍信号Ｉ
Ｆアンプ５で増幅され、ＩＦフィルタ６を通してＩＦ信
号出力端子７から出力される。

ここで、入力フィルタ２の構成について、第２図及び第
３図を用いて説明する。

第２図は第１図における入力フィルタの一具体例を示す
ブロック図、第３図は同じく第１図における入力フィル
タの他の具体例を示すブロック図、である。

これら図において、１はＲＦ信号入力端子、１０は前置
フィルタ、１１はＮパスフィルタ、１２は後置フィルタ
、１３は同調電圧入力端子、１４は出力端子、１５は局
部発振信号入力端子である。

Ｎパスフィルタ１１は、前述したように、原理上希望通
過帯域以外にも副次的に形成される通過帯域を有する。

従って、入力フィルタ２が単独の通過帯域を形成するに
は、少なくとも前置フィルタ１０又は後置フィルタ１２
によって、必要な帯域を選択する必要がある。

第２図はそのうち前置フィルタ１０を、第３図は後置フ
ィルタ１２を、それぞれ用いた具体例である。

希望帯域特性は、Ｎパスフィルタ１１で決まるため、前
置フィルタＩＯや後置フィルタ１２は、比較的広い帯域
を有するＱの低いフィルタ、すなわち、低次数の簡易な
フィルタで構成できる。例えば、５ａｌｌｅｎ−Ｋｅｙ
　（サレン・キー）回路や、低次のはしご形回路等であ
る。

この様な構成の前置フィルタ１０或いは後置フィルタ１
２には、第１図の同調電圧入力端子９より、同調電圧が
同調電圧入力端子１３を介して入力され、その同調電圧
によって、選択すべき帯域が制御される。

また、Ｎパスフィルタ１１には、ミクサ４に入力される
局部発振信号と同じ、局部発振器８からの局部発振信号
が、局部発振信号入力端子１５を介して入力される。

第２図に示した前置フィルタ１０を用いた具体例では、
Ｎパスフィルタ１１に入力される信号帯域を前置フィル
タ１０で制限できるため、Ｎパスフィルタ１１に要求さ
れる混信排除能力を軽減することができる。

また、第３図に示した後置フィルタ１２を用いた具体例
では、ミクサ４、ＲＦアンプ３を通してＮパスフィルタ
１１へ漏洩する局部発振信号を低減することができるた
め、この漏洩信号によりＮパスフィルタ１１内で発生す
る不要信号（妨害信号）を低減できる。

次に、Ｎパスフィルタ１１の構成について、第４図を用
いて説明する。

第４図は第２図及び第３図におけるＮパスフィルタの一
具体例を示すブロック図である。

同図において、３５．３６はバンドパスフィルタである
。

本具体例は、Ｎ＝２の場合のＮパスフィルタであり、パ
スフィルタとして、バンドパスフィルタ３５．３６を用
いた場合のＮパスフィルタである。

従って、本具体例は第１２図に示した帯域特性を有する
。

第４図において、局部発振信号入力端子１５より入力さ
れる局部発振信号は、前述したように、ミクサ４に入力
される局部発振信号と同じ、局部発振器８から出力され
た局部発振信号である。

従って、入力フィルタ２で選択されるＲＦ信号帯域の中
心周波数をｆｌＩＦ＋　　ミクサ４から出力される中間
周波信号帯域の中心周波数をｆｌＦとすると、局部発振
信号の周波数ｆＣは、ｆｃ＝ｆ、Ｉ、＋ｆ、。

となる。

次に、この局部発振信号は、移相器２２で、０゜と１８
０°移相した２つの信号にされ、ミクサ２３．２５とミ
クサ２６，２８に各々印加される。

一方、パスフィルタであるバンドパスフィルタ３５．３
６の中心周波数ｆ０をｆｌＦとすると、Ｎパスフィルタ
１１の通過帯域としては、第１２図に示したように、ｆ
ｌＦを中心周波数とするバンドパスフィルタ３５．３６
自身の通過帯域、ｆｃｆｌＦすなわちｆｌｌＦを中心周
波数とする通過帯域、及びｒ、十ｒ、、を中心周波数と
する通過帯域がそれぞれ得られる。このうち、ｆｌＦを
中心周波数とする通過帯域を前置フィルタ１０或いは後
置フィルタ１２で選択すれば、単独の帯域特性が得られ
る。

一例として米国のチャネル配置を用いれば、第２チヤネ
ル信号帯域の中心周波数ｆｌｌＬＦから５７Ｍ）（ｚ、
それに対する局部発振信号の周波数ｆ。が１０１Ｍ）ｔ
ｚ、中間周波信号帯域の中心周波数ｆｌＦが４４ＭＨｚ
で、バンドパスフィルタ３５．３６の中心周波数ｆ０を
４４　ＭＨｚ　（−ｆ　ＩＦ）とすれば、１０１Ｍ七−
４４Ｍ七＝５７Ｍセ（ｆｃ　　ｆ＋ｖ＝ｆ＋ｔｙ）を中
心周波数とするＮパスフィルタの通過帯域を得ることが
できる。これにより第２チヤネルの信号のみを選択でき
る。

ここで、もう一方の通過帯域すなわちｆｃ＋ｆｌＦ＝１
４５ＭＨｚを中心周波数とする帯域は一般にイメージ信
号帯域で、後段のミクサ４で周波数変換される際に局部
発振信号の周波数ｆｃとの差でＩＦ信号の周波数ｆｌＦ
となり、希望のＩＦ信号に対して妨害となる。このため
、前置フィルタ１０或いは後置フィルタ１２で十分にこ
の帯域を減衰させる必要がある。この他、イメージ信号
の抑圧にはイメージキャンセルミクサのようにイメージ
信号の位相を調整して打消すことも可能である。

また、第４図において、移相器２２での局部発振信号の
移相量を、前述したＯｏと１８０＠とに代えて、０°と
９０°とし、第１の信号パスのミクサ２３，２５に０°
、第２の信号パスのミクサ２６．２８に９０°移相され
た信号を印加するようにすると、第２の信号パスでイメ
ージ信号が１８０°移相され、信号端子２１で逆相で打
ち消される。この位相関係を用いることで、前置フィル
タ１０或いは後置フィルタ１２のイメージ信号帯域での
減衰度を軽減できる。

ここまで、第２チャネル受信時の周波数関係で述べてき
たが、この方法で８００ＭＨｚ以上のＵＨＦ帯の最高受
信周波数まで、同一の帯域特性を有するフィルタが実現
できる。

パスフィルタは４４Ｍ）［ｚを中心周波数とするバンド
パスフィルタ３５．３６で、その通過帯域がＲＦ信号の
周波数帯域に比べ低いため、オペアンプや抵抗や容量等
から成る集積回路で容易に構成可能である。

以上、Ｎ＝２の場合について述べたが、Ｎが３以上の場
合も、移相器２２のＮ個の出力に対し、周期／Ｎの移相
量を与えることで、同様に広い周波数範囲で、帯域特性
の一定した可変フィルタが得られる。

以上説明したように、Ｎパスフィルタは、急峻な帯域特
性であって、通過帯域内で平坦な特性を得ることができ
、本実施例においては、その様なＮパスフィルタを入力
フィルタ２に用いることにより、入力アンプ２にて希望
信号以外の信号を確実に減衰させることができ、ＲＦア
ンプ３には希望信号のみを入力させることができる。従
って、ＲＦアンプ３で発生する妨害信号（すなわち、２
次歪、３次歪等）を低減することができ、しかも、ＲＦ
アンプ３自体も、妨害信号の発生防止について配慮する
必要がなくなるので、その分、構成を簡素化することが
できる。

また、入力フィルタの特性を補うために、従来、ＲＦア
ンプ３とミクサ４との間に設けられていた段間同調フィ
ルタが不要となるため、回路の小型化２部品点数の削減
が図れる。

さらにまた、Ｎパスフィルタ１１内のパスフィルタ（原
フィルタ）は、その通過帯域が比較的低い周波数帯域で
良いため、従来、インダクタや容量等から成るディスク
リート回路で構成していたフィルタを、オペアンプや抵
抗や容量等から成る集積回路で構成することができ、従
って、回路の一層の小型化が図れると共に、高性能化、
無調整化を図ることができる。

次に、第５図は本発明の第２の実施例としてのチューナ
回路を示すブロック図である。

同図において、第１図と同一の構成要素には同一の符号
を付しである。その他、４０は第２の局部発振器である
。

本実施例においては、第１図の実施例において、局部発
振器８とは別に第２の局部発振器４０を設けて、この第
２の局部発振器４０からの局部発振信号を、入力フィル
タ２を構成するＮパスフィルタ゛１１の移相器２２に人
力するようにした。

従って、第１回の実施例においては、移相器２２に入力
される局部発振信号は、ミクサ４に人力される局部発振
信号と同じ、局部発振器８からの局部発振信号であり、
その周波数ｆｃはＲＦ信号帯域の中心周波数をｆＲＦと
中間周波信号帯域の中心周波数をｆｌＦとによって、ｆ
ｃ＝ｆ＊ｒ＋ｆ＋ｙと決まっていたが、本実施例におい
ては、移相器２２に入力される局部発振信号が第２の局
部発振器４０からの局部発振信号であるため、その周波
数ｆｃは第２の局部発振器４０によって任意に選択でき
る。

従って、第１図の実施例においては、局部発振器８から
の局部発振信号を、第４図に示した如く、局部発振信号
入力端子１５を介して移相器２２で移相し、ミクサ２３
，２５，２６．２８に印加していたため、希望の通過帯
域を得る際、局部発振信号の周波数ｆｃを間に挟んだ高
周波側に、イメージ信号帯域が同時に現れていたが、本
実施例においては、局部発振信号入力端子１５を介して
移相器２２に入力される局部発振信号の周波数ｆ。

が、第２の局部発振器４０によって任意に選択できるの
で、イメージ信号帯域を減衰させることも可能となる。

すなわち、第１２図において、ｆｃ　　　ｆａを中心周
波数とする通過帯域をＲＦ信号帯域（中心周波数ｆｉｒ
）に一致させる際、局部発振信号の周波数ｆ、を、局部
発振器８からの局部発振信号の周波数と異なるよう選択
することにより、ｆｃ　＋ｆ。

を中心周波数とする通過帯域をイメージ信号帯域と異な
らせることができる。

或いは、また、ｆｃ＋ｆｏを中心周波数とする通過帯域
をＲＦ信号帯域（中心周波数ｆＩＩＦ）に−致させるよ
う、局部発振信号の周波数ｆ、を選択するようにしても
良い。

また、本実施例においては、局部発振信号の周波数ｆ、
が、第２の局部発振器４０によって任意に選択、できる
ので、パスフィルタの自由度も増す。

すなわち、Ｎパスフィルター１を構成するパスフィルタ
として、第４図に示したバンドパスフィルタ３５，３６
に代えて、ローパスフィルタを用いることも可能である
。

第６図は第♀図における入力フィルタを構成するＮパス
フィルタの他の具体例を示すブロック図である。

同図において、３７．３８．３９はローパスフィルタで
ある。

本具体例は、Ｎ＝３の場合のＮパスフィルタであり、パ
スフィルタとして、ローパスフィルタ３７．３８．３９
を用いた場合のＮパスフィルタである。従って、本具体
例は第１３図に示した帯域特性を有する。

すなわち、第６図において、第２の局部発振器４０から
の局部発振信号は、局部発振信号入力端子１５を介して
移相器２２に入力され、移相器２２で、０’　　　１２
０°、２４０’に移相した３つの信号にされて、各信号
パスのミクサ２３，２５゜２６．２Ｂ、２９．３１に各
々印加される。

その結果、第１３図に示すように、ローパスフィルタの
通過帯域、ｆｃを中心にローパスフィルタを向かい合わ
せた帯域、及びその高調次の通過帯域が得られる。ここ
で、第１２図中に破線で示したように前置フィルタ１０
或いは後置フィルタ１２で単独の通過帯域を選択できる
。

本具体例によれば、パスフィルタにローパスフィルタ３
７，３８．３９を用いることにより、より急峻な帯域特
性を実現でき、また、ｆｃに対して折り返した形状の帯
域特性になるため、通過帯域が平坦で、高域側、低域側
の帯域外減衰層も等しくできる。さらにまた、パスフィ
ルタを低周波域で設計できるため、ディスクリート回路
で構成していたフィルタを、集積回路で構成することも
容易である。

次に、第７図は本発明の第３の実施例としてのチューナ
回路を示すブロック図である。

同図において、第１図、第２図と同一の構成要素には同
一の符号を付しである。

本実施例においては、第１回の実施例において、入力フ
ィルタ２に代えて、第２図に示した前置フィルタ１０と
Ｎパスフィルタ１１をＲＦアンプ３の入力側と出力側と
に分けて配置するようにした。

従って、Ｎパスフィルタ１１の前段にＲＦアンプ３が配
置されるので、Ｎパスフィルタ１１での利得低下を補償
できるとともに、Ｎパスフィルタ１１で発生する雑音が
チューナ総合の雑音指数に与える影響を軽減でき、Ｓ／
Ｎ劣化の少ないチューナ回路を実現できる。

また、前置フィルタ１０でＲＦアンプ３に入力する信号
帯域を制限するため、ＲＦアンプ３の非直線性により発
生する２次歪、３次歪等の妨害信号を軽減できる。

さらに、Ｎパスフィルタ１１からＲＦ信号入力端子１側
へ漏洩する局部発振信号を低減できるという効果も有す
る。

次に、上記構成を第５図の実施例に適用した実施例を、
第８図に示す。

第８図は本発明の第４の実施例としてのチューナ回路を
示すブロック図である。

同図において、第５図、第２図と同一の構成要素には同
一の符号を付しである。

本実施例においては、第２の局部発振器４ｏを用いるこ
とで、Ｎパスフィルタ１１の移相器２２に入力する局部
発振信号の周波数ｆ０を任意に選択できるため、第６図
に示した如く、Ｎパスフィルタ１１内のパスフィルタに
ローパスフィルタを用いることができ、より急峻で良好
な帯域特性が得られる。

また、Ｎパスフィルタ１１の前段にＲＦアンプ３が配置
されるので、Ｎパスフィルタ１１での利得低下を補償で
きるとともに、Ｎパスフィルタ１１で発生する雑音がチ
ューナ総合の雑音指数に与える影響が軽減でき、Ｓ／Ｎ
劣化の少ないチューナ回路を実現できる。

また、前置フィルタ１０でＲＦアンプ３に入力する信号
帯域を制限するため、ＲＦアンプ３の非直線性により発
生する２次歪、３次歪等の妨害信号を低減できる。

さらに、Ｎパスフィルタ１１からＲＦ信号入力端子１側
へ漏洩する局部発振信号を低減できるという効果も有す
る。

次に、第９図は本発明の第５の実施例としてのチューナ
回路を示すブロック図である。

同図において、第７図と同一の構成要素には同一の符号
を付しである。その他、４２はフィルタ部、４３はバン
ド切換端子である。

本実施例においては、フィルタ部４２が、複数のバンド
パスフィルタから構成されていて、Ｎパスフィルタ１１
で発生する希望通過帯域以外の不要通過帯域を除去する
ようにハンド分けしてあり、ハンド切換端子４３に印加
する信号により、受信希望信号の周波数に応して適宜ハ
ンドを切換えることができる。

従って、本実施例においては、第７図の実施例と同様の
効果が得られる他、フィルタ部４２が複数のバンドパス
フィルタ（固定帯域フィルタ）を切換えて使用するため
、局部発振器とのトラッキングを考慮する必要がなく、
無調整化が図られる。

次に、上記構成を第８図の実施例に適用した実施例を、
第１０図に示す。

第１０図は本発明の第６の実施例としてのチューナ回路
を示すブロック図である。

同図において、第８図、第９図と同一の構成要素には同
一の符号を付しである。

従って、本実施例においては、第８図の実施例及び第９
図の実施例と同様の効果を得ることができる。

なお、第９図の実施例及び第１０図の実施例においては
、フィルタ部４２を複数のバンドパスフィルタにより構
成していたが、Ｎパスフィルタ１１の構成や希望受信帯
域のチャネル配置等の条件によっては、ローパスフィル
タやバイパスフィルタにより構成しても、同様の効果が
得られる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明においては、以下に述べる
効果を得ることができる。

すなわち、Ｎパスフィルタは急峻な帯域特性を有するた
め、ＲＦアンプの前段に、Ｎパスフィルタと前置フィル
タまたは後置フィルタとから成る入力フィルタを設ける
ことにより、その入力フィルタによって希望信号以外の
信号を確実に減衰させることができ、ＲＦアンプには希
望信号のみを入力させることができ、従って、ＲＦアン
プで発生する妨害信号を低減することができる。また、
従来、入力フィルタ（すなわち、入力同調フィルタ）の
帯域特性を補うために設けられていた段間フィルタ（す
なわち、段間同調フィルタ）が不要となるので、チュー
ナ回路の回路構成が簡略化でき、部品点数の削減も図れ
る。

また、ＲＦアンプの前段に前置フィルタまたは帯域切換
可能なフィルタを設けると共に、ＲＦアンプの後段にＮ
パスフィルタを設けるようにした場合には、前置フィル
タまたは帯域切換可能なフィルタによってＲＦアンプに
入力される信号の帯域を制限することができるため、Ｒ
Ｆアンプで発生する妨害信号を低減することができる。

また、Ｎパスフィルタでの利得低下を補償できると共に
Ｎパスフィルタで発生する雑音がチューナ総合の雑音指
数に与える影響を軽減でき、Ｓ／Ｎ劣化の少ないチュー
ナ回路を実現できる。

また、Ｎパスフィルタは、各信号パスに挿入されるパス
フィルタが比較的低い周波数帯域で設計できるので、従
来、インダクタや容量等から成るディスクリート回路で
構成していたフィルタを、オペアンプや抵抗や容量等か
らなる集積回路で構成することができる。従って、イン
ダクタに要する回路面積や回路調整が不要となるため、
回路の一層の小型化が図れると共に、高性能化、無調整
化を図ることができる。

また、Ｎパスフィルタは、パスフィルタの特性が一定で
、全ての受信チャネルに対して一定の帯域特性が得られ
るため、帯域内偏差が少なく、そのため、ＰＣティルト
が低減され、チャネル間のＰＣティルトのバラツキも同
じく低減される。

さらにまた、Ｎパスフィルタに入力する局部発振信号と
して、ミクサに人力する局部発振信号と同じ信号を用い
る場合には、従来のチューナ回路に比較的簡単な変更を
加えるだけで容易に実現することができる。

また、Ｎパスフィルタに入力する局部発振信号として、
ミクサに入力する局部発振信号とは異なる信号を用いる
場合には、Ｎパスフィルタに入力する局部発振信号の周
波数を任意に選択することができるので、イメージ信号
帯域と重ならないような通過帯域に設定することも可能
となる。また、Ｎパスフィルタを構成するパスフィルタ
の設計の自由度も増大するため、パスフィルタとしてロ
ーパスフィルタの使用も可能となり、より低い周波数帯
域で設計することができ、従って、フィルタの集積化が
さらに容易となる。

また、Ｎパスフィルタにおいて、入力された局部発振信
号を移相する移相器の移相量を、適当に調整することで
、イメージ信号を相殺することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例としてのチューナ回路を
示すブロック図、第２図は第１図における入力フィルタ
の一興体例を示すブロック図、第３図は同じく第１図に
おける入力フィルタの他の具体例を示すブロック図、第
４図は第２図及び第３図におけるＮパスフィルタの一興
体例を示すブロック図、第５図は本発明の第２の実施例
としてのチューナ回路を示すブロック図、第６図は第孕
図における入力フィルタを構成するＮパスフィルタの他
の具体例を示すブロック図、第７図は本発明の第３の実
施例としてのチューナ回路を示すブロック図、第８図は
本発明の第４の実施例としてのチューナ回路を示すブロ
ック図、第９図は本発明の第５の実施例としてのチュー
ナ回路を示すブロック図、第１０図は本発明の第６の実
施例としてのチューナ回路を示すブロック図、第１１図
は一般的なＮパスフィルタの構成を示すブロック図、第
１２図は第１１図のパスフィルタとしてバンドパスフィ
ルタを用いた場合における、パスフィルタとＮパスフィ
ルタの帯域特性を示す特性図、第１３図は第１１図のパ
スフィルタとしてローパスフィルタを用いた場合におけ
る、パスフィルタとＮパスフィルタの帯域特性を示す特
性図、である。 符号の説明 ２・・・入力フィルタ、３・・・ＲＦアンプ、４・・・
ミクサ、５・・・ＩＦアンプ、６・・・ＩＦフィルタ、
８・・・局部発振器、１０・・・前置フィルタ、１１・
・・Ｎパスフィルタ、１２・・・後置フィルタ、２２・
・・移相器、２３．２５，２６．２Ｂ、２９．３１・・
・信号パスのミクサ、３５．３６・・・バンドパスフィ
ルタ、３６゜３８．３９・・・ローパスフィルタ、４０
・・・第２の局部発振器、４２・・・フィルタ部。 ＩＩ　　図 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 ノ） １２　　図 第３図 第４ 図 第６図 苓　５！！ｉ！ ＠　７　図 叢８図 第９図 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、同調電圧を出力する選局装置と、局部発振信号を出
   力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を入力し、
   該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化す
   る第１の局部発振器と、ＲＦ信号を入力し、該信号のう
   ち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出力する入
   力フィルタと、該入力フィルタからの出力信号を入力し
   、該信号を増幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の
   局部発振器からの局部発振信号と前記ＲＦアンプからの
   出力信号とを入力し、該信号を前記局部発振信号によっ
   て周波数変換し、ＩＦ信号にして出力するミクサと、該
   ミクサからのＩＦ信号を入力し、該信号を増幅して出力
   するＩＦアンプと、該ＩＦアンプからの出力信号を入力
   し、該信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過さ
   せて出力するＩＦフィルタと、で構成されるチューナ回
   路において、前記入力フィルタは、前記選局装置からの
   同調電圧を入力し、該同調電圧に応じてその通過帯域が
   変化すると共に、前記ＲＦ信号を入力し、該信号のうち
   、前記通過帯域内の信号のみを通過させて出力する前置
   フィルタと、前記第１の局部発振器からの局部発振信号
   を入力し、該局部発振信号の周波数に応じてその通過帯
   域が変化すると共に、前記前置フィルタからの出力信号
   を入力し、該信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを
   通過させて出力するＮパスフィルタと、から成ることを
   特徴とするチューナ回路。 ２、同調電圧を出力する選局装置と、局部発振信号を出
   力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を入力し、
   該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化す
   る第１の局部発振器と、ＲＦ信号を入力し、該信号のう
   ち、その通過帯域内の信号のみを通過させて出力する入
   力フィルタと、該入力フィルタからの出力信号を入力し
   、該信号を増幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の
   局部発振器からの局部発振信号と前記ＲＦアンプからの
   出力信号とを入力し、該信号を前記局部発振信号によっ
   て周波数変換し、ＩＦ信号にして出力するミクサと、該
   ミクサからのＩＦ信号を入力し、該信号を増幅して出力
   するＩＦアンプと、該ＩＦアンプからの出力信号を入力
   し、該信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過さ
   せて出力するＩＦフィルタと、で構成されるチューナ回
   路において、前記入力フィルタは、前記第１の局部発振
   器からの局部発振信号を入力し、該局部発振信号の周波
   数に応じてその通過帯域が変化すると共に、前記ＲＦ信
   号を入力し、該信号のうち、前記通過帯域内の信号のみ
   を通過させて出力するＮパスフィルタと、前記選局装置
   からの同調電圧を入力し、該同調電圧に応じてその通過
   帯域が変化すると共に、前記Ｎパスフィルタからの出力
   信号を入力し、該信号のうち、前記通過帯域内の信号の
   みを通過させて出力する後置フィルタと、から成ること
   を特徴とするチューナ回路。 ３、請求項１または２に記載のチューナ回路において、
   局部発振信号を出力すると共に、前記選局装置からの同
   調電圧を入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号
   の周波数が変化する第２の局部発振器を設けると共に、
   前記Ｎパスフィルタは、前記第１の局部発振器からの局
   部発振信号に代えて、前記第２の局部発振器からの局部
   発振信号を入力することを特徴とするチューナ回路。 ４、同調電圧を出力する選局装置と、局部発振信号を出
   力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を入力し、
   該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化す
   る第１の局部発振器と、前記選局装置からの同調電圧を
   入力し、該同調電圧に応じてその通過帯域が変化すると
   共に、ＲＦ信号を入力し、該信号のうち、前記通過帯域
   内の信号のみを通過させて出力する前置フィルタと、該
   前置フィルタからの出力信号を入力し、該信号を増幅し
   て出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発振器からの
   局部発振信号を入力し、該局部発振信号の周波数に応じ
   てその通過帯域が変化すると共に、前記ＲＦアンプから
   の出力信号を入力し、該信号のうち、前記通過帯域内の
   信号のみを通過させて出力するＮパスフィルタと、前記
   第１の局部発振器からの局部発振信号と前記Ｎパスフィ
   ルタからの出力信号とを入力し、該信号を前記局部発振
   信号によって周波数変換し、ＩＦ信号にして出力するミ
   クサと、該ミクサからのＩＦ信号を入力し、該信号を増
   幅して出力するＩＦアンプと、該ＩＦアンプからの出力
   信号を入力し、該信号のうち、その通過帯域内の信号の
   みを通過させて出力するＩＦフィルタと、で構成される
   ことを特徴とするチューナ回路。 ５、請求項４に記載のチューナ回路において、局部発振
   信号を出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を
   入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数
   が変化する第２の局部発振器を設けると共に、前記Ｎパ
   スフィルタは、前記第１の局部発振器からの局部発振信
   号に代えて、前記第２の局部発振器からの局部発振信号
   を入力することを特徴とするチューナ回路。 ６、同調電圧を出力する選局装置と、局部発振信号を出
   力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を入力し、
   該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化す
   る第１の局部発振器と、複数の固定帯域フィルタを有し
   、入力される切換信号によって、それら固定帯域フィル
   タのうち、所望の固定帯域フィルタを選択すると共に、
   ＲＦ信号を入力し、該信号のうち、選択した固定帯域フ
   ィルタの通過帯域内の信号のみを通過させて出力するフ
   ィルタと、該フィルタからの出力信号を入力し、該信号
   を増幅して出力するＲＦアンプと、前記第１の局部発振
   器からの局部発振信号を入力し、該局部発振信号の周波
   数に応じてその通過帯域が変化すると共に、前記ＲＦア
   ンプからの出力信号を入力し、該信号のうち、前記通過
   帯域内の信号のみを通過させて出力するＮパスフィルタ
   と、前記第１の局部発振器からの局部発振信号と前記Ｎ
   パスフィルタからの出力信号とを入力し、該信号を前記
   局部発振信号によって周波数変換し、ＩＦ信号にして出
   力するミクサと、該ミクサからのＩＦ信号を入力し、該
   信号を増幅して出力するＩＦアンプと、該ＩＦアンプか
   らの出力信号を入力し、該信号のうち、その通過帯域内
   の信号のみを通過させて出力するＩＦフィルタと、で構
   成されることを特徴とするチューナ回路。 ７、請求項６に記載のチューナ回路において、局部発振
   信号を出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を
   入力し、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数
   が変化する第２の局部発振器を設けると共に、前記Ｎパ
   スフィルタは、前記第１の局部発振器からの局部発振信
   号に代えて、前記第２の局部発振器からの局部発振信号
   を入力することを特徴とするチューナ回路。 ８、請求項３、５または７に記載のチューナ回路におい
   て、前記第２の局部発振器における前記局部発振信号の
   周波数は、該周波数が、受信希望のＲＦ信号帯域の中心
   周波数に設定されるよう、前記同調電圧に応じて変化す
   ることを特徴とするチューナ回路。 ９、請求項１、２、３、４、５、６、７または８に記載
   のチューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入力
   した信号を発振信号によって周波数変換して出力する第
   １のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力し
   、該信号のうち、ＩＦ信号帯域内の信号のみを通過させ
   て出力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィル
   タからの出力信号を入力し、該信号を発振信号によって
   周波数変換して出力する第２のミクサと、から成る信号
   パスを、２つ並列に接続して有すると共に、入力した局
   部発振信号を移相して、互いに約１８０゜の位相差を持
   つ２つの信号を２つの前記信号パスに一対一に対応させ
   て生成し、生成した２つの前記信号を、それぞれ、対応
   する信号パスの前記第１及び第２のミクサに、前記発振
   信号として入力する移相器を有することを特徴とするチ
   ューナ回路。 １０、請求項１、２、３、４、５、６、７または８に記
   載のチューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入
   力した信号を発振信号によって周波数変換して出力する
   第１のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力
   し、該信号のうち、ＩＦ信号帯域内の信号のみを通過さ
   せて出力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィ
   ルタからの出力信号を入力し、該信号を発振信号によっ
   て周波数変換して出力する第２のミクサと、から成る信
   号パスを、２つ並列に接続して有すると共に、入力した
   局部発振信号を移相して、互いに約９０゜の位相差を持
   つ２つの信号を２つの前記信号パスに一対一に対応させ
   て生成し、生成した２つの前記信号を、それぞれ、対応
   する信号パスの前記第１及び第２のミクサに、前記発振
   信号として入力する移相器を有することを特徴とするチ
   ューナ回路。 １１、請求項１、２、３、４、５、６、７または８に記
   載のチューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入
   力した信号を発振信号によって周波数変換して出力する
   第１のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力
   し、該信号のうち、ＩＦ信号帯域信号のみを通過させて
   出力するバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタ
   からの出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周
   波数変換して出力する第２のミクサと、から成る信号パ
   スを、Ｎ（Ｎは３以上の整数）個並列に接続して有する
   と共に、入力した局部発振信号をＴ（Ｔは該局部発振信
   号の周期）／Ｎづつ移相して、Ｎ個の信号をＮ個の前記
   信号パスに一対一に対応させて生成し、生成したＮ個の
   前記信号を、それぞれ、対応する信号パスの前記第１及
   び第２のミクサに、前記発振信号として入力する移相器
   を有することを特徴とするチューナ回路。 １２、請求項１、２、３、４、５、６、７または８に記
   載のチューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入
   力した信号を発振信号によって周波数変換して出力する
   第１のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力
   し、該信号のうち、その通過帯域内の信号のみを通過さ
   せて出力するローパスフィルタと、該ローパスフィルタ
   からの出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周
   波数変換して出力する第２のミクサと、から成る信号パ
   スを、３つ並列に接続して有すると共に、入力した局部
   発振信号を移相して、互いに約１２０゜の位相差を持つ
   ３つの信号を３つの前記信号パスに一対一に対応させて
   生成し、生成した３つの前記信号を、それぞれ、対応す
   る信号パスの前記第１及び第２のミクサに、前記発振信
   号として入力する移相器を有することを特徴とするチュ
   ーナ回路。 １３、請求項１、２、３、４、５、６、７または８に記
   載のチューナ回路において、前記Ｎパスフィルタは、入
   力した信号を発振信号によって周波数変換して出力する
   第１のミクサと、該第１のミクサからの出力信号を入力
   し、該信号のうち、その通過帯域信号のみを通過させて
   出力するローパスフィルタと、該ローパスフィルタから
   の出力信号を入力し、該信号を発振信号によって周波数
   変換して出力する第２のミクサと、から成る信号パスを
   、Ｎ（Ｎは整数）個並列に接続して有すると共に、入力
   した局部発振信号をＴ（Ｔは該局部発振信号の周期）／
   Ｎづつ移相して、Ｎ個の信号をＮ個の前記信号パスに一
   対一に対応させて生成し、生成したＮ個の前記信号を、
   それぞれ、対応する信号パスの前記第１及び第２のミク
   サに、前記発振信号として入力する移相器を有すること
   を特徴とするチューナ回路。 １４、同調電圧を出力する選局装置と、局部発振信号を
   出力すると共に、前記選局装置からの同調電圧を入力し
   、該同調電圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化
   する第１の局部発振器と、前記選局装置からの同調電圧
   と前記第１の局部発振器からの局部発振信号とを入力し
   、該局部発振信号の周波数及び前記同調電圧に応じてそ
   の通過帯域が変化すると共に、前記ＲＦ信号を入力し、
   該信号のうち、前記通過帯域内の信号のみを通過させて
   出力する入力フィルタと、該入力フィルタからの出力信
   号を入力し、該信号を増幅して出力するＲＦアンプと、
   前記第１の局部発振器からの局部発振信号と前記ＲＦア
   ンプからの出力信号とを入力し、該信号を前記局部発振
   信号によって周波数変換し、ＩＦ信号にして出力するミ
   クサと、該ミクサからのＩＦ信号を入力し、該信号を増
   幅して出力するＩＦアンプと、該ＩＦアンプからの出力
   信号を入力し、該信号のうち、その通過帯域内の信号の
   みを通過させて出力するＩＦフィルタと、で構成される
   ことを特徴とするチューナ回路。１５、請求項１４に記
   載のチューナ回路において、局部発振信号を出力すると
   共に、前記選局装置からの同調電圧を入力し、該同調電
   圧に応じて前記局部発振信号の周波数が変化する第２の
   局部発振器を設けると共に、前記入力フィルタは、前記
   第１の局部発振器からの局部発振信号に代えて、前記第
   ２の局部発振器からの局部発振信号を入力することを特
   徴とするチューナ回路。