JPH0463012A - ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法 - Google Patents
ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法Info
- Publication number
- JPH0463012A JPH0463012A JP2323350A JP32335090A JPH0463012A JP H0463012 A JPH0463012 A JP H0463012A JP 2323350 A JP2323350 A JP 2323350A JP 32335090 A JP32335090 A JP 32335090A JP H0463012 A JPH0463012 A JP H0463012A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- tuning
- agc
- value
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
- H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
本発明は、ダブルコンバージョンチューナによって選択
されたチャネルの色副／音声搬送波の差異に該当する同
調電圧を電圧制御発振器に伝送して再同調することによ
って、上記色副／音声搬送波による入力フィルターの挿
入の損失を最小化する自動同調方法及び装置に関するも
ので、同調回路の局部発振器によって発振信号を制御す
る位相同期ループ（ＰＬＬ）回路と、上記同調回路の出
力信号を受けてＲＦ自動利得調整（ＡＧＣ）信号とＩＦ
自動利得調整信号を出力する映像中間周波数（ＶＩＦ）
発生回路と、上記映像中間周波数発生回路からの両出力
信号を受けて上記同調回路のバンドパスフィルター信号
を制御する自動同調部とから構成された自動同調装置と
、ＰＬＬによってＶＣＯを同調させ、またマイクロプロ
セッサ−のメモリー素子に内蔵されたプログラムによっ
て読み出された同調信号によってＲＦ倍信号同調させて
色副搬送波のＡＧＣ電圧とメモリー素子で読み出された
最大ＡＧＣｉｌ電圧を比較する第１過程；上記第１過程
で最大ＡＧＣ電圧値が小さいかまたは同じであるとｒＦ
−ＡＧＣ電圧に使用し、最大Ａ ＧＣ電圧が大きくなる
と移行してＡＧＣ電圧が最大利得値を得るように同調電
圧を調整してそのＡＧＣ値をメモリー素子に貯蔵する一
方、入力信号の発振周波数に＋４．５ＭＨｚを加算して
ＶＣＯを調整する第２過程；上記第２過程で音声搬送波
を検出してこの音声搬送波のＡＧＣ電圧が最大利得値を
得るようにその同調電圧を調整してメモリー素子に貯蔵
し、発振周波数によってＶＣＯを調整する第３過程；上
記音声搬送波電圧で色副搬送波電圧を減算した値を色副
搬送波電圧で減算した同ｔＡ電圧によってＲＦ倍信号調
整し、メモリー素子に上記同調電圧を貯蔵する第４通程
；上記音声搬送波のＡＧＣ電圧で色副搬送波のＡ Ｑ
Ｃｉｉ圧を減算した値を色副搬送波のＡＧＣ電圧で減算
して第２の色副搬送波ＡＧＣ電圧に定め、また色副搬送
波のＡＧＣＴ４圧を第２の音声搬送波のＡＧＣ電圧に定
める第５過程；上記第５過程の新たな第２の色副／音声
搬送波のＡＧＣ１圧差の絶対値と、第３の色副／音声搬
送波のＡ Ｇ Ｃ電圧が予め定めた値とほぼ同し値にな
ったときの利得値の差に該当する整数値（０）とを比較
する第６過程；上記第６過程で絶対値と整数（ｔｉ（０
）とが同じであると新たに定まった音声搬送波のＡＧＣ
電圧が最終的な同調電圧になり、上記整数値が異なると
新たな音声搬送波のＡＧＣ電圧より色副搬送波のＡＧＣ
電圧が大きいか否かを比較した後、この比較値により同
調電圧を変更してメモリー素子に貯蔵する第７過程；上
記第７過程の色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧を再び変動
させて色副搬送波の同ｔＡ電圧を変更することによって
上記第６過程を遂行するようにする第８過程とから成る
ことを特徴とする。
されたチャネルの色副／音声搬送波の差異に該当する同
調電圧を電圧制御発振器に伝送して再同調することによ
って、上記色副／音声搬送波による入力フィルターの挿
入の損失を最小化する自動同調方法及び装置に関するも
ので、同調回路の局部発振器によって発振信号を制御す
る位相同期ループ（ＰＬＬ）回路と、上記同調回路の出
力信号を受けてＲＦ自動利得調整（ＡＧＣ）信号とＩＦ
自動利得調整信号を出力する映像中間周波数（ＶＩＦ）
発生回路と、上記映像中間周波数発生回路からの両出力
信号を受けて上記同調回路のバンドパスフィルター信号
を制御する自動同調部とから構成された自動同調装置と
、ＰＬＬによってＶＣＯを同調させ、またマイクロプロ
セッサ−のメモリー素子に内蔵されたプログラムによっ
て読み出された同調信号によってＲＦ倍信号同調させて
色副搬送波のＡＧＣ電圧とメモリー素子で読み出された
最大ＡＧＣｉｌ電圧を比較する第１過程；上記第１過程
で最大ＡＧＣ電圧値が小さいかまたは同じであるとｒＦ
−ＡＧＣ電圧に使用し、最大Ａ ＧＣ電圧が大きくなる
と移行してＡＧＣ電圧が最大利得値を得るように同調電
圧を調整してそのＡＧＣ値をメモリー素子に貯蔵する一
方、入力信号の発振周波数に＋４．５ＭＨｚを加算して
ＶＣＯを調整する第２過程；上記第２過程で音声搬送波
を検出してこの音声搬送波のＡＧＣ電圧が最大利得値を
得るようにその同調電圧を調整してメモリー素子に貯蔵
し、発振周波数によってＶＣＯを調整する第３過程；上
記音声搬送波電圧で色副搬送波電圧を減算した値を色副
搬送波電圧で減算した同ｔＡ電圧によってＲＦ倍信号調
整し、メモリー素子に上記同調電圧を貯蔵する第４通程
；上記音声搬送波のＡＧＣ電圧で色副搬送波のＡ Ｑ
Ｃｉｉ圧を減算した値を色副搬送波のＡＧＣ電圧で減算
して第２の色副搬送波ＡＧＣ電圧に定め、また色副搬送
波のＡＧＣＴ４圧を第２の音声搬送波のＡＧＣ電圧に定
める第５過程；上記第５過程の新たな第２の色副／音声
搬送波のＡＧＣ１圧差の絶対値と、第３の色副／音声搬
送波のＡ Ｇ Ｃ電圧が予め定めた値とほぼ同し値にな
ったときの利得値の差に該当する整数値（０）とを比較
する第６過程；上記第６過程で絶対値と整数（ｔｉ（０
）とが同じであると新たに定まった音声搬送波のＡＧＣ
電圧が最終的な同調電圧になり、上記整数値が異なると
新たな音声搬送波のＡＧＣ電圧より色副搬送波のＡＧＣ
電圧が大きいか否かを比較した後、この比較値により同
調電圧を変更してメモリー素子に貯蔵する第７過程；上
記第７過程の色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧を再び変動
させて色副搬送波の同ｔＡ電圧を変更することによって
上記第６過程を遂行するようにする第８過程とから成る
ことを特徴とする。
〔産業上の利用分野］
本発明はダブルコンバージョン（Ｄｏｕｂｌｅ Ｃｏｎ
ｖｅｒｓ １ｏｎ）チューナの自動同調方法及び装置に
関するもので、特にダブルコンバージョンチューナによ
って選択されたチャンネルの色副／音声搬送波の差異に
該当する同ｍ ＴＫ、圧を電圧制御発振器に伝送して再
同調することによって上記色副／音声搬送波による入力
フィルターの押入の損失を最小化する自動同調方法及び
装置に関するものである。
ｖｅｒｓ １ｏｎ）チューナの自動同調方法及び装置に
関するもので、特にダブルコンバージョンチューナによ
って選択されたチャンネルの色副／音声搬送波の差異に
該当する同ｍ ＴＫ、圧を電圧制御発振器に伝送して再
同調することによって上記色副／音声搬送波による入力
フィルターの押入の損失を最小化する自動同調方法及び
装置に関するものである。
−ｇにテレビジョン（ＴＶ）受信器内の同調システムは
多数のＴＶ周波数帯域内の信号を受信するためにミキサ
ーを各各包含しである多数の同調器を使用する０例えば
、第１同調器はＶＨＦ−ＴＶ周波数帯域（５４乃至８８
及び１７４乃至２１６ ＭＨｚ）内のチャンネルを選択
し、第２同調器はＵＨＦ−ＴＶ周波数帯域（４７ｏ乃至
８９０ＭＨｚ）内のチャンネルを選択する。ＴＶ受信器
がケーブルテレビジョン（ＣＡＴＶ）信号を受信するよ
うに設定される場合は、これの同調システムは第３同調
器とミキサーを追加させなければならない。
多数のＴＶ周波数帯域内の信号を受信するためにミキサ
ーを各各包含しである多数の同調器を使用する０例えば
、第１同調器はＶＨＦ−ＴＶ周波数帯域（５４乃至８８
及び１７４乃至２１６ ＭＨｚ）内のチャンネルを選択
し、第２同調器はＵＨＦ−ＴＶ周波数帯域（４７ｏ乃至
８９０ＭＨｚ）内のチャンネルを選択する。ＴＶ受信器
がケーブルテレビジョン（ＣＡＴＶ）信号を受信するよ
うに設定される場合は、これの同調システムは第３同調
器とミキサーを追加させなければならない。
多数の同調器の複雑性と値段が高い経費問題を防止する
ための二重変換同調システムは”消費者の電子Ｉ ＥＥ
Ｅ操作”第ＣＥ−２４巻、第１号、１９７８年２月号の
ページ３９乃至４６にり、Ｌ。
ための二重変換同調システムは”消費者の電子Ｉ ＥＥ
Ｅ操作”第ＣＥ−２４巻、第１号、１９７８年２月号の
ページ３９乃至４６にり、Ｌ。
アシューが”高性能ＴＶ受信器”という題目で記述した
もののように放送（空気遮断）ＶＨＦ−Ｔ■及びＵＨＦ
−ＴＶ信号を受信するためのもので、記述されてある。
もののように放送（空気遮断）ＶＨＦ−Ｔ■及びＵＨＦ
−ＴＶ信号を受信するためのもので、記述されてある。
しかし、ＶＨＦ−ＴＶ、ＵＨＦＴＶ及びＣＡＴＶ信号を
受信するための簡単、かつ、安価な同調システムが要求
される。
受信するための簡単、かつ、安価な同調システムが要求
される。
このために、従来においては米国の特許出願番号が第８
１−２９４１３３号の技術の内容のように選択されたチ
ャンネルの周波数によって決定された大きさをもっであ
る同調信号を発生させるための制御装置と、上記同調信
号に応答して上記第１ケープ帯域（ＭＢ−ＣＡＴＶ）の
低周波数部分と上記第１放送帯域（Ｌ−ＶＨＦ）を包含
した第１同調帯域（低帯域）で選択したチャンネルに対
応するＲＦ倍信号選択するための第１フイルター装置と
、上記同調信号に応答して上記第１ケープ帯域（ＭＢ−
ＣＡＴＶ）の上部周波数部分、上記第２放送帯域（）（
−ＶＨＦ）及び上記第２ケープ帯域（ＳＢ−ＣＡＴＶ）
の少なくとも低部の周波数部分に包含した第２同調帯域
（高帯域）で選択したチャンネルに対応するＲＦ倍信号
選択するための第２フイルター装置及び選択されたチャ
ン２ルが上記第１同調帯域（低帯域）にあるとき、上記
第１フイルター装置フイルター装置を動作させ、選択さ
れたチャンネルが上記第２同調帯域（高帯域）にあると
き、上記第２フイルター装置を動作させるためのフィル
ター選択装置で構成されて、多重帯域同調システムは第
１同調帯域、第１ケープ帯域、第２放送帯域及び第２ケ
ープ帯域の順序にあるＲＦ倍信号らＩＰ信号を作り出す
。
１−２９４１３３号の技術の内容のように選択されたチ
ャンネルの周波数によって決定された大きさをもっであ
る同調信号を発生させるための制御装置と、上記同調信
号に応答して上記第１ケープ帯域（ＭＢ−ＣＡＴＶ）の
低周波数部分と上記第１放送帯域（Ｌ−ＶＨＦ）を包含
した第１同調帯域（低帯域）で選択したチャンネルに対
応するＲＦ倍信号選択するための第１フイルター装置と
、上記同調信号に応答して上記第１ケープ帯域（ＭＢ−
ＣＡＴＶ）の上部周波数部分、上記第２放送帯域（）（
−ＶＨＦ）及び上記第２ケープ帯域（ＳＢ−ＣＡＴＶ）
の少なくとも低部の周波数部分に包含した第２同調帯域
（高帯域）で選択したチャンネルに対応するＲＦ倍信号
選択するための第２フイルター装置及び選択されたチャ
ン２ルが上記第１同調帯域（低帯域）にあるとき、上記
第１フイルター装置フイルター装置を動作させ、選択さ
れたチャンネルが上記第２同調帯域（高帯域）にあると
き、上記第２フイルター装置を動作させるためのフィル
ター選択装置で構成されて、多重帯域同調システムは第
１同調帯域、第１ケープ帯域、第２放送帯域及び第２ケ
ープ帯域の順序にあるＲＦ倍信号らＩＰ信号を作り出す
。
制御装置は選択されたチャンネルの周波数によって決定
された大きさをもっである同調信号を発生させる。
された大きさをもっである同調信号を発生させる。
第１フイルターは同調信号に応答して第１ケープ帯域の
低周波数部分と第１放送帯域を包含した第１同調帯域内
で選択したチャンネルに対応するＲＦ倍信号選択する。
低周波数部分と第１放送帯域を包含した第１同調帯域内
で選択したチャンネルに対応するＲＦ倍信号選択する。
第２フイルターは同調信号に応答して第１ケープ帯域、
第２放送及び第２同調帯域内で選択したチャンネルに対
応するＲＦ倍信号選択する。
第２放送及び第２同調帯域内で選択したチャンネルに対
応するＲＦ倍信号選択する。
選択装置は選択された信号が第１同調帯域内にあるとき
、第１フイルターを動作させ、選択されたチャンネルが
第２同ｔｌｉＩＩ域内にあるとき、第２フイルターを動
作させる。また、テレビジョンの放送スペクトルを活用
するためにシングルコンバージョン（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃ
ｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）バラクタ−チューナを利用するが
、このシングルコンハージョンハラクターチューナは電
圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：以下、ＶＣＯという）と高周波
（Ｒａｃｌｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：以下、ＲＦとい
う）同調回路のバラクタ−ダイオードに掛かる同調電圧
が同じであるので、一つの同調電圧で上記のシングルコ
ンバージョンバラクタ−チューナの全体を同調させるこ
とは可能である。しかし、上記のシングルコンバージョ
ンバラクタ−チューナに入力される信号より多い種類の
信号と高い周波数信号を使用して放送スペクトルを活用
するためにはダブルコンバージョンバラクタ−チューナ
を利用しなければならないし、このダブルコンバージョ
ンバラクタ−チューナはＶＣＯとＲＦ同調回路のバラク
タ−ダイオードに掛かる同調電圧が各各異なる。
、第１フイルターを動作させ、選択されたチャンネルが
第２同ｔｌｉＩＩ域内にあるとき、第２フイルターを動
作させる。また、テレビジョンの放送スペクトルを活用
するためにシングルコンバージョン（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃ
ｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）バラクタ−チューナを利用するが
、このシングルコンハージョンハラクターチューナは電
圧制御発振器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：以下、ＶＣＯという）と高周波
（Ｒａｃｌｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：以下、ＲＦとい
う）同調回路のバラクタ−ダイオードに掛かる同調電圧
が同じであるので、一つの同調電圧で上記のシングルコ
ンバージョンバラクタ−チューナの全体を同調させるこ
とは可能である。しかし、上記のシングルコンバージョ
ンバラクタ−チューナに入力される信号より多い種類の
信号と高い周波数信号を使用して放送スペクトルを活用
するためにはダブルコンバージョンバラクタ−チューナ
を利用しなければならないし、このダブルコンバージョ
ンバラクタ−チューナはＶＣＯとＲＦ同調回路のバラク
タ−ダイオードに掛かる同調電圧が各各異なる。
上記ダブルコンバージョンチューナのＶＦＯとＲＦ同調
回路は各各異なる周波数によって同調されることによっ
て同調電圧が各各異なる値で印加されると入力フィルタ
ー挿入の損失が大きくなる問題点があったのである。
回路は各各異なる周波数によって同調されることによっ
て同調電圧が各各異なる値で印加されると入力フィルタ
ー挿入の損失が大きくなる問題点があったのである。
したがって、本発明は上記従来の諸般の問題点を解決す
るために創案したもので、本発明の目的はダブルコンバ
ージョンチューナに入力される入力チャンふルの色副／
音声搬送波を利用してＶＣＯ同調電圧とは異なるＲＦ同
調回路の同調電圧をダブルコンバージョンチューナに印
加するダブルコンバージョンチューナの自動同調方法及
び装置を従供することにある。
るために創案したもので、本発明の目的はダブルコンバ
ージョンチューナに入力される入力チャンふルの色副／
音声搬送波を利用してＶＣＯ同調電圧とは異なるＲＦ同
調回路の同調電圧をダブルコンバージョンチューナに印
加するダブルコンバージョンチューナの自動同調方法及
び装置を従供することにある。
〔課題を解決するための手段及び作用］上記本発明の目
的を達成するための技術的な手段としては、アンテナ入
力端子から入って来たＲＦ倍信号処理する複数個のバン
ドパスフィルターと高周波増幅器及びマツチ回路と、上
記入力されるＲＦ倍信号合わせて発振信号を発生する複
数個の局部発振器と、上記マツチ回路と局部発振器の出
力信号を混合して出力する複数個の混合器とから構成さ
れたチューナの同調回路において、上記同調回路の局部
発振器を発振信号を制御する位相同期ループ（ＰＬＬ）
回路と、上記同調回路の出力信号を受けてＲＦ自動利得
調節（ＡＧＣ）信号とＩＦ自動利得調節信号を出力する
映像中間周波数（ＶＩＦ）発生回路と、上記映像中間周
波数発生回路からの百出力信号を受けて上記同調回路の
バンドパスフィルター信号を制御する自動同調部とを包
含してなり、上記自動同調部は上記映像中間周波数発生
回路からの両アナログ信号をディジタル信号に変換させ
てやる複数個のＡ／Ｄ変換器と、本発明の自動同調方法
である制御プログラムが内蔵されてあるＲＯＭメモリー
素子と、上記ディジタルに変換された信号と上記ＲＯＭ
メモリー装置内に内蔵された制御プログラムによって動
作するマイクロプロセッサ−と、上記マイクロプロセッ
サ−によって処理された両ディジタル信号をアナログ信
号に変換させてやる複数個のＤ／Ａ変換器と、上記両Ｄ
／Ａ変換器の出力信号を比較して上記同調回路を制御す
る演算増幅比較器とから成り、 上記のような構成によってＰＬＬ回路によってＶＣＯ回
路を同調させ、またマイクロプロセッサ−のメモリー素
子に内蔵されたプログラムによって読出された同調信号
によってＲＦ倍信号同調させて色副搬送波のＡＧＣ電圧
と最大Ａ Ｇ Ｃ電圧とを比較する第１過程；上記第１
過程で最大ＡＧＣ電圧値が小さいかまたは同じであると
ＩＦ−ＡＧＣ電圧に使用し、最大ＡＧＣ電圧が大きくな
ると移行してＡＧＣ１ｉ圧が最大利得値を得るように同
調電圧を調整してそのＡＧＣ値をメモリー素子に貯蔵す
る一方、入力信号の発振周波数に＋４．５ ＭＨｚを加
算してＶＣＯを調整する第２通程；音声搬送波を検出し
てこの音声搬送波のＡＧＣ電圧が最大利得値を得るよう
にその同調電圧を調整してメモリー素子に貯蔵し、発振
周波数によってＶＣＯを調整する第３過程；音声搬送波
電圧で色副搬送波電圧を減算した値を色副搬送波電圧で
減算した同調電圧によってＲＦ倍信号調整し、メモリー
素子に上記同調電圧を貯蔵する第４過程；音声搬送波の
ＡＧＣ電圧で色副搬送波のＡ Ｇ Ｃ”Ｉ電圧を減算し
た値を色副搬送波のＡＧＣ電圧で減算して新たな色副搬
送波ＡＧＣ電圧に定め、また色副搬送波のＡＧＣ電圧を
新たな音声搬送波のＡＧＣ電圧に定める第５過程；上記
第５過程の新たな色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧差の絶
対値と上記新たな色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧が予め
定めた値とほぼ同し値になったときの利得値の差に該当
する割数値と比較する第６過程；上記第６過程で絶対値
と割数値とが同じであると新たに定まった音声搬送波の
ＡＧＣ電圧が最終的な同調電圧になり、割数値が異なる
と新たな音声搬送波のＡＧｃ電圧より色副搬送波のＡＧ
Ｃ電圧が大きくなると同調電圧を変更してメモリー素子
貯蔵する第７過程；上記第７過程の色副／音声搬送波の
ＡＧＣ電圧を再び変動させて色副搬送波の同調電圧を変
更することによって上記第６過程を遂行するようにする
第８過程とから成ることを特徴とする。
的を達成するための技術的な手段としては、アンテナ入
力端子から入って来たＲＦ倍信号処理する複数個のバン
ドパスフィルターと高周波増幅器及びマツチ回路と、上
記入力されるＲＦ倍信号合わせて発振信号を発生する複
数個の局部発振器と、上記マツチ回路と局部発振器の出
力信号を混合して出力する複数個の混合器とから構成さ
れたチューナの同調回路において、上記同調回路の局部
発振器を発振信号を制御する位相同期ループ（ＰＬＬ）
回路と、上記同調回路の出力信号を受けてＲＦ自動利得
調節（ＡＧＣ）信号とＩＦ自動利得調節信号を出力する
映像中間周波数（ＶＩＦ）発生回路と、上記映像中間周
波数発生回路からの百出力信号を受けて上記同調回路の
バンドパスフィルター信号を制御する自動同調部とを包
含してなり、上記自動同調部は上記映像中間周波数発生
回路からの両アナログ信号をディジタル信号に変換させ
てやる複数個のＡ／Ｄ変換器と、本発明の自動同調方法
である制御プログラムが内蔵されてあるＲＯＭメモリー
素子と、上記ディジタルに変換された信号と上記ＲＯＭ
メモリー装置内に内蔵された制御プログラムによって動
作するマイクロプロセッサ−と、上記マイクロプロセッ
サ−によって処理された両ディジタル信号をアナログ信
号に変換させてやる複数個のＤ／Ａ変換器と、上記両Ｄ
／Ａ変換器の出力信号を比較して上記同調回路を制御す
る演算増幅比較器とから成り、 上記のような構成によってＰＬＬ回路によってＶＣＯ回
路を同調させ、またマイクロプロセッサ−のメモリー素
子に内蔵されたプログラムによって読出された同調信号
によってＲＦ倍信号同調させて色副搬送波のＡＧＣ電圧
と最大Ａ Ｇ Ｃ電圧とを比較する第１過程；上記第１
過程で最大ＡＧＣ電圧値が小さいかまたは同じであると
ＩＦ−ＡＧＣ電圧に使用し、最大ＡＧＣ電圧が大きくな
ると移行してＡＧＣ１ｉ圧が最大利得値を得るように同
調電圧を調整してそのＡＧＣ値をメモリー素子に貯蔵す
る一方、入力信号の発振周波数に＋４．５ ＭＨｚを加
算してＶＣＯを調整する第２通程；音声搬送波を検出し
てこの音声搬送波のＡＧＣ電圧が最大利得値を得るよう
にその同調電圧を調整してメモリー素子に貯蔵し、発振
周波数によってＶＣＯを調整する第３過程；音声搬送波
電圧で色副搬送波電圧を減算した値を色副搬送波電圧で
減算した同調電圧によってＲＦ倍信号調整し、メモリー
素子に上記同調電圧を貯蔵する第４過程；音声搬送波の
ＡＧＣ電圧で色副搬送波のＡ Ｇ Ｃ”Ｉ電圧を減算し
た値を色副搬送波のＡＧＣ電圧で減算して新たな色副搬
送波ＡＧＣ電圧に定め、また色副搬送波のＡＧＣ電圧を
新たな音声搬送波のＡＧＣ電圧に定める第５過程；上記
第５過程の新たな色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧差の絶
対値と上記新たな色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧が予め
定めた値とほぼ同し値になったときの利得値の差に該当
する割数値と比較する第６過程；上記第６過程で絶対値
と割数値とが同じであると新たに定まった音声搬送波の
ＡＧＣ電圧が最終的な同調電圧になり、割数値が異なる
と新たな音声搬送波のＡＧｃ電圧より色副搬送波のＡＧ
Ｃ電圧が大きくなると同調電圧を変更してメモリー素子
貯蔵する第７過程；上記第７過程の色副／音声搬送波の
ＡＧＣ電圧を再び変動させて色副搬送波の同調電圧を変
更することによって上記第６過程を遂行するようにする
第８過程とから成ることを特徴とする。
［実施例］
以下、本発明の望ましい実施例を添付図面を参照してよ
り詳細に説明する。
り詳細に説明する。
第３図は本発明であるダブルコンバージョンチューナの
自動同調方法が適用されるシステムブロンク図である。
自動同調方法が適用されるシステムブロンク図である。
上記第３回でアンテナ１１の入力端から入って来るＲＦ
入力信号は第１バンドパスフイルター１２を通して第１
ＲＦ増幅器１３により充分に増幅されてからマツチ（Ｍ
ａｔｃｈ）回路１４をへて第１混合器１５に印加される
。上記第１混合器１５は上記マツチ回路１４からの入力
信号と第１局部発振器１６からの入力信号を混合して第
２バンドパスフイルター１７を経て第２ＲＦ増幅器１８
に印加する。
入力信号は第１バンドパスフイルター１２を通して第１
ＲＦ増幅器１３により充分に増幅されてからマツチ（Ｍ
ａｔｃｈ）回路１４をへて第１混合器１５に印加される
。上記第１混合器１５は上記マツチ回路１４からの入力
信号と第１局部発振器１６からの入力信号を混合して第
２バンドパスフイルター１７を経て第２ＲＦ増幅器１８
に印加する。
このとき、上記第１局部発振器１６はｖＣＯを制御する
制御部であるＰＬＬ回路３００によって制御される。
制御部であるＰＬＬ回路３００によって制御される。
上記第２ＲＦ増幅器１８に印加された信号は充分に増幅
されて第２混合器１９で第２局部発振器２０の出力信号
と混合される。
されて第２混合器１９で第２局部発振器２０の出力信号
と混合される。
上記第２混合器１９で混合された信号は第３ＲＦ増幅器
２１で再度増幅されてから映像中間周波数（Ｖ？Ｆ：Ｖ
ｉｄｅｏ Ｊｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ）発生回路３０に印加される。
２１で再度増幅されてから映像中間周波数（Ｖ？Ｆ：Ｖ
ｉｄｅｏ Ｊｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ）発生回路３０に印加される。
そのようになると、上記ＶＩＦ発生回路３０はＲＦ−Ａ
ＧＣ信号３１とＩ Ｐ −ＡＣＣ信号３２を作ってマイ
コン制御装置４０のアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変
換器４２．４３に各々印加する。
ＧＣ信号３１とＩ Ｐ −ＡＣＣ信号３２を作ってマイ
コン制御装置４０のアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変
換器４２．４３に各々印加する。
上記マイコン制ｒＩＪ装置４０はＲＯＭメモリー４４と
マイクロプロセッサー４１が上記Ａ／Ｄ変換器４２．４
３に連結されるように構成されている。
マイクロプロセッサー４１が上記Ａ／Ｄ変換器４２．４
３に連結されるように構成されている。
上記Ａ／Ｄ変換器４２．４３によって変換されたＲＦ
−ＡＧＣのディジタル信号とＩＦ−ＡＧＣのディジタル
信号は上記マイクロプロセッサー４１の動作によって処
理されてディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器５１．
５２に各各印加される。
−ＡＧＣのディジタル信号とＩＦ−ＡＧＣのディジタル
信号は上記マイクロプロセッサー４１の動作によって処
理されてディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器５１．
５２に各各印加される。
そのようになると、上記Ｄ／Ａ変換器５１．５２は上記
マイクロプロセッサ−４１によって処理されたディジタ
ル信号をアナログ信号に変換してＲＦ同調電圧を比較す
る比較器５０を通して上記第１バンドパスフイルター１
２に印加されてスイッチングバンドを制御する。
マイクロプロセッサ−４１によって処理されたディジタ
ル信号をアナログ信号に変換してＲＦ同調電圧を比較す
る比較器５０を通して上記第１バンドパスフイルター１
２に印加されてスイッチングバンドを制御する。
第１図は本発明による自動同調方法の１実施例を示した
流れ図である。
流れ図である。
第１図で正確なＶＣＯ周波数をあわせるためにＰＬＬ回
路３００を利用してを同調させるＶＣＯ同調段階１０１
をへる。
路３００を利用してを同調させるＶＣＯ同調段階１０１
をへる。
上記ＶＣＯ同調段階１０１をへてから最大利得（ｍａｘ
ｇａｉｎ）を得るためにマイクロプロセッサ−４１
のＲＯＭメモリー素子４４に内蔵されたプログラム制御
によって読出された同調電圧（ＶＴ）によってＲＦ電圧
を同調させるＲＦ電圧同調段階１０２をへる。
ｇａｉｎ）を得るためにマイクロプロセッサ−４１
のＲＯＭメモリー素子４４に内蔵されたプログラム制御
によって読出された同調電圧（ＶＴ）によってＲＦ電圧
を同調させるＲＦ電圧同調段階１０２をへる。
上記ＲＦ同調（Ｔｕｎｎｉｎｇ）は３バンドによって同
調されるので、ＶＣＯに同調されたチャンネルによりバ
ンドスイッチングが行われて同調される。
調されるので、ＶＣＯに同調されたチャンネルによりバ
ンドスイッチングが行われて同調される。
ここで、ＲＦ同調電圧はチューナとＩＰ増幅器のＡＣ，
Ｃ電圧の変化により決定され、要求されるチャンネルに
よりＲＦ同調電圧範囲で最大利得になるように同調電圧
を（ｓｗｅｅｐ）して決定する。
Ｃ電圧の変化により決定され、要求されるチャンネルに
よりＲＦ同調電圧範囲で最大利得になるように同調電圧
を（ｓｗｅｅｐ）して決定する。
上記スイープ（一種のＳｃａｎｎｉｎｇ）過程は次のよ
うである。
うである。
上記ＲＦｆｌｉｌ調段階１０２を経てから、色副搬送波
（ｖｐ）によって調整されたＡＧＣ電圧とＲＯＭメモリ
ー素子４４で読出された最大ＡＧＣ電圧を１０３段階で
比較する。
（ｖｐ）によって調整されたＡＧＣ電圧とＲＯＭメモリ
ー素子４４で読出された最大ＡＧＣ電圧を１０３段階で
比較する。
上記ＲＦ電圧同調段階１０２で第２圀のＡのような波形
が現れる。
が現れる。
ここでＰＣは色副搬送波（Ｐｉｃｔｕｒｅ ｃａｒｒ
ｉｅｒ）であり、ＳＣは音声搬送波（Ｓ。
ｉｅｒ）であり、ＳＣは音声搬送波（Ｓ。
ｕｎｄ ｃａｒｒｉｅｒ）である。
上記最大ＡＧＣ電圧比較段階１０３で最大ＡＧＣ電圧が
入力信号の色副搬送波によって同調されたＡＧＣｆｉ圧
値より小さいかまたは同じであるとＩＦ−ＡＧＣ電圧に
使用しく１（１４）、の最大ＡＧＣ電圧が上記色副搬送
波によって同調されたＡＧＣ電圧より大きいと、１０５
段階に移行される。
入力信号の色副搬送波によって同調されたＡＧＣｆｉ圧
値より小さいかまたは同じであるとＩＦ−ＡＧＣ電圧に
使用しく１（１４）、の最大ＡＧＣ電圧が上記色副搬送
波によって同調されたＡＧＣ電圧より大きいと、１０５
段階に移行される。
上記１０５段階においては色副搬送波（ＶＰ）によるＡ
ＧＣ電圧が最大利得を得るように同調電圧（ＶＴ）を調
整（Ｔｕｎｎｉｎｇ）Ｌ、このときの色副搬送波による
ＡＧＣ電圧Ｖａｃｃ （ｖＰ）をメモリー素子に貯蔵
する（１０６）。
ＧＣ電圧が最大利得を得るように同調電圧（ＶＴ）を調
整（Ｔｕｎｎｉｎｇ）Ｌ、このときの色副搬送波による
ＡＧＣ電圧Ｖａｃｃ （ｖＰ）をメモリー素子に貯蔵
する（１０６）。
上記１０５段階で第２図のＢのような波形が現れる。上
記Ｂ波形で同調電圧ＶＴが色副搬送波による電圧ＢＰと
同し位置に移動する。
記Ｂ波形で同調電圧ＶＴが色副搬送波による電圧ＢＰと
同し位置に移動する。
一方、ＲＦ倍信号よる発振周波数（Ｆ０）に＋４．５Ｍ
Ｈｚを加算してＶＣＯを同調させる段階１０７をへて音
声搬送波によるＡＧＣ電圧が最大利得を得るように同ｉ
ｌｌ電圧（ＶＴ）を調整（１０Ｂ）。
Ｈｚを加算してＶＣＯを同調させる段階１０７をへて音
声搬送波によるＡＧＣ電圧が最大利得を得るように同ｉ
ｌｌ電圧（ＶＴ）を調整（１０Ｂ）。
上記１０７段階でＦ。、４．５ＭＩＩｚを増加させた理
由は音声搬送波のＡＧＣ電圧（ＶＳ）を知るためのもの
で、上記４．５−Ｈｚは音声搬送波（ＳＣ：５ｏｕｎｄ
Ｃａｒｒｉｅｒ）で色副搬送波（ＰＯ：Ｐｉχｅ１
（ａｒｒｉｅｒ）を減算した値（ＳＣＰＣ）である
。
由は音声搬送波のＡＧＣ電圧（ＶＳ）を知るためのもの
で、上記４．５−Ｈｚは音声搬送波（ＳＣ：５ｏｕｎｄ
Ｃａｒｒｉｅｒ）で色副搬送波（ＰＯ：Ｐｉχｅ１
（ａｒｒｉｅｒ）を減算した値（ＳＣＰＣ）である
。
したがって、４．５ＭＨｚ程増加されるようにＶＣＯを
同調させたのち、この値が最大利得になるように同調ス
イープ（Ｔｕｎｎｉｎｇ Ｓｗｅｅｐ）して決定する
。
同調させたのち、この値が最大利得になるように同調ス
イープ（Ｔｕｎｎｉｎｇ Ｓｗｅｅｐ）して決定する
。
上記１０８段階で第２図のＣのような波形が現れる。
上記Ｃ波形で同調電圧ＶＴは音声搬送波による■Ｓ電圧
と一致する。上記１０８段階で同調電圧（ＶＴ）を調整
して獲得した音声搬送波のＡＧＣ電圧Ｖ Ｓ 、 Ｖ
ａＧｃ （ＶＳ）をメモリー素子に貯蔵（１０９）し、
ＲＦ倍信号よる発振周波数（ＦＯ＞ を合わせるために
ＶＣＯを調整する（１１０）。そして、音声搬送波（Ｓ
Ｃ）電圧（ＶＳ）で色副搬送波（ｐｃ）電圧（ＶＰ）を
減少した値（ＶＳＶＰ−Δｖｓｐ）を色副搬送波（ＰＣ
）電圧（ＶＰ）で再び減少させた値（ＶＰ−ΔＶＳＰ）
である同調電圧（ＶＴ）に合わせるためにＲＦ倍信号調
整する段階１１１をへてメモリー素子に上記同調電圧（
ＶＰ−ΔＶＳＰ）によるＡＧＣ電圧■。
と一致する。上記１０８段階で同調電圧（ＶＴ）を調整
して獲得した音声搬送波のＡＧＣ電圧Ｖ Ｓ 、 Ｖ
ａＧｃ （ＶＳ）をメモリー素子に貯蔵（１０９）し、
ＲＦ倍信号よる発振周波数（ＦＯ＞ を合わせるために
ＶＣＯを調整する（１１０）。そして、音声搬送波（Ｓ
Ｃ）電圧（ＶＳ）で色副搬送波（ｐｃ）電圧（ＶＰ）を
減少した値（ＶＳＶＰ−Δｖｓｐ）を色副搬送波（ＰＣ
）電圧（ＶＰ）で再び減少させた値（ＶＰ−ΔＶＳＰ）
である同調電圧（ＶＴ）に合わせるためにＲＦ倍信号調
整する段階１１１をへてメモリー素子に上記同調電圧（
ＶＰ−ΔＶＳＰ）によるＡＧＣ電圧■。
Ｇｅ （−ΔＶＳＰ）を貯蔵する（１１２）、上記１
１１の段階で第２図のＤのような波形が現れる。
１１の段階で第２図のＤのような波形が現れる。
上記１１２段階のＡＧＣ電圧を１１３段階で新たな色副
搬送波（ｐｃ）のＡＧＣ電圧値（ＶＰ“−ＶＰ）によっ
て置換し、また上記色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ電圧を
新たな音声搬送波（ＳＣ）のＡＧＣ電圧値（ＶＳ’ −
ＶＰ−Δｖｓｐ）によって置換する。上記１１３段階で
第２図のＥのような波形が現れる。上記１１３段階の新
たな色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧を１１４段階で比較
してその差の絶対値（ＩＶａｃｃ （ＶＳ’ ）
ＶＡＧＣ（ＶＰ’ ）１）が音声搬送波（ＳＣ）のＡＧ
Ｃ電圧値（ＶＳ“）及び色副搬送波（ｐｃ）のＡＧＣ電
圧値（ｖｐ’）とほぼ等しいか、即ち音声搬送波の利得
（ＶＡＧＣ（−ΔＶＳＰ）が色副搬送波の利得（ＶＡＧ
Ｃ（ｐ））と同しであるかを比較する。
搬送波（ｐｃ）のＡＧＣ電圧値（ＶＰ“−ＶＰ）によっ
て置換し、また上記色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ電圧を
新たな音声搬送波（ＳＣ）のＡＧＣ電圧値（ＶＳ’ −
ＶＰ−Δｖｓｐ）によって置換する。上記１１３段階で
第２図のＥのような波形が現れる。上記１１３段階の新
たな色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧を１１４段階で比較
してその差の絶対値（ＩＶａｃｃ （ＶＳ’ ）
ＶＡＧＣ（ＶＰ’ ）１）が音声搬送波（ＳＣ）のＡＧ
Ｃ電圧値（ＶＳ“）及び色副搬送波（ｐｃ）のＡＧＣ電
圧値（ｖｐ’）とほぼ等しいか、即ち音声搬送波の利得
（ＶＡＧＣ（−ΔＶＳＰ）が色副搬送波の利得（ＶＡＧ
Ｃ（ｐ））と同しであるかを比較する。
上記１１４段階で音声搬送波の利得と色副搬送波との利
得が同じであると上記音声搬送波のＡＧＣ電圧値（ＶＳ
’）を同調電圧（ＶＴ）によって処理（１２３）Ｌ終了
する。
得が同じであると上記音声搬送波のＡＧＣ電圧値（ＶＳ
’）を同調電圧（ＶＴ）によって処理（１２３）Ｌ終了
する。
上記１１４段階で比較結果の絶対値が整数値（０）と異
なる新たな音声搬送波（ＳＣ）のＡＧＣ１ａ圧値（ＶＳ
’）と新タナ色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ電圧値（ＶＰ
”）とを比較して（１１５）音声搬送波（ＳＣ）のＡＧ
Ｃ電圧値（ＶＳ’ ）より大きいと、同調電圧（ＶＴ）
を変更するための利得整数（Ｎ）を減算（Ｎ＝−（Ｎ十
１））Ｌ （１１６）、色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ’
Ｒ圧値（ｖｐ’）が音声搬送波（ＳＣ）のＡＧＣ電圧（
１（ＶＳ’）より大きくなると同調電圧（ＶＴ）を変更
するための利得整数（Ｎ）を加算（Ｎ＝Ｎ＋ １ ）す
る（１１７）。上記１１６と１１７との段階で調整され
た利得整数（Ｎ）値に変動電圧（ΔＶ）を乗算（ＮΔＶ
）して音声搬送波（ＳＣ）（７）ＡＧＣ電圧値（ＶＳ’
）に加算した第２の同調電圧（ＶＴ２＝ＶＳ’ 十ＮΔ
Ｖ）を定めて（１’１８）上記間ｉｊｉ 電圧（ＶＴ２
）によるＡＧＣ！圧（ＶＡＧＣ（ＶＳ’ 十ＮΔＶ）を
メモリー素子に貯蔵する（１１９）。
なる新たな音声搬送波（ＳＣ）のＡＧＣ１ａ圧値（ＶＳ
’）と新タナ色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ電圧値（ＶＰ
”）とを比較して（１１５）音声搬送波（ＳＣ）のＡＧ
Ｃ電圧値（ＶＳ’ ）より大きいと、同調電圧（ＶＴ）
を変更するための利得整数（Ｎ）を減算（Ｎ＝−（Ｎ十
１））Ｌ （１１６）、色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ’
Ｒ圧値（ｖｐ’）が音声搬送波（ＳＣ）のＡＧＣ電圧（
１（ＶＳ’）より大きくなると同調電圧（ＶＴ）を変更
するための利得整数（Ｎ）を加算（Ｎ＝Ｎ＋ １ ）す
る（１１７）。上記１１６と１１７との段階で調整され
た利得整数（Ｎ）値に変動電圧（ΔＶ）を乗算（ＮΔＶ
）して音声搬送波（ＳＣ）（７）ＡＧＣ電圧値（ＶＳ’
）に加算した第２の同調電圧（ＶＴ２＝ＶＳ’ 十ＮΔ
Ｖ）を定めて（１’１８）上記間ｉｊｉ 電圧（ＶＴ２
）によるＡＧＣ！圧（ＶＡＧＣ（ＶＳ’ 十ＮΔＶ）を
メモリー素子に貯蔵する（１１９）。
上記１１４段階で貯蔵されたＡＧＣ電圧値（ＶＰ“＋Ｎ
ΔＶ）は音声搬送波（ＳＣ）の同調電圧を１ＭＨｚ程波
形の左側に移動したときの電圧利得値である。
ΔＶ）は音声搬送波（ＳＣ）の同調電圧を１ＭＨｚ程波
形の左側に移動したときの電圧利得値である。
また、色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ電圧値（ＶＰ”）に
上記利得整数（Ｎ）と変動電圧（ΔＶ）との乗算した値
（ＮΔＶ）を加算した第３の同調電圧（ＶＴ３＝ＶＰ’
＋ＮΔＶ）を調整しく１２０）、上記１２０段階によ
って調整された第３の同ｙＩ電圧（ＶＴ３）のＡ Ｇ
Ｃ”ｍ圧ＶＡＧＣ （ＶＰ’＋ＮΔＶ）を貯蔵（１２
１） した後、上記１１８段階と１２０段階との色副／
音声搬送波同調電圧（ＶＴ２）、（ＶＴ３）をまた他の
音声搬送波（ＶＳ’ ）、（ＳＣ）のＡＧＣ１圧値（ｖ
ｓ’ＶＳ’ ＋ＮΔＶ）と色副搬送波（ｐｃ）とのＡＧ
Ｃ電圧値（ＶＰ’ ＝ＶＰ’ 十ＮΔＶ）によって定め
られて（置換して）（１２２）、上記１１４段階に引き
戻して上記絶対値（ＩＶＡＧｃ （ＶＳ“）ＶＡＧＣ
（ｖｐ’ ） ｌ ）と整数値（０）とが同しくなる
まで循環させて上記絶対値と整数値（０）とが同しくな
ると音声搬送波（ＳＣ）のＡ Ｇ Ｃｉｉ正値（ＶＳ’
）を最終的な同調電圧（ＶＴ）に定める（１２３）。
上記利得整数（Ｎ）と変動電圧（ΔＶ）との乗算した値
（ＮΔＶ）を加算した第３の同調電圧（ＶＴ３＝ＶＰ’
＋ＮΔＶ）を調整しく１２０）、上記１２０段階によ
って調整された第３の同ｙＩ電圧（ＶＴ３）のＡ Ｇ
Ｃ”ｍ圧ＶＡＧＣ （ＶＰ’＋ＮΔＶ）を貯蔵（１２
１） した後、上記１１８段階と１２０段階との色副／
音声搬送波同調電圧（ＶＴ２）、（ＶＴ３）をまた他の
音声搬送波（ＶＳ’ ）、（ＳＣ）のＡＧＣ１圧値（ｖ
ｓ’ＶＳ’ ＋ＮΔＶ）と色副搬送波（ｐｃ）とのＡＧ
Ｃ電圧値（ＶＰ’ ＝ＶＰ’ 十ＮΔＶ）によって定め
られて（置換して）（１２２）、上記１１４段階に引き
戻して上記絶対値（ＩＶＡＧｃ （ＶＳ“）ＶＡＧＣ
（ｖｐ’ ） ｌ ）と整数値（０）とが同しくなる
まで循環させて上記絶対値と整数値（０）とが同しくな
ると音声搬送波（ＳＣ）のＡ Ｇ Ｃｉｉ正値（ＶＳ’
）を最終的な同調電圧（ＶＴ）に定める（１２３）。
上記１２３段階で第２図のＦのような波形が現れる。
ここで、上記変動電圧（ΔＶ）はΔＶ＝（ΔＶ＝（４，
５）の値によって１ＭＨｚずつスイプして増加される電
圧である。
５）の値によって１ＭＨｚずつスイプして増加される電
圧である。
（発明の効果］
上述のように本発明はダブルコンバージョンチューナの
各々異なる同調電圧をマイクロプロセッサーによる方法
によって選択したチャネルに該当する入力ＲＦ同調回路
のバラクタ−ダイオードに掛かる同調電圧を選択して色
副／音声搬送波に該当する入力フィルターの挿入の損失
を最小化しろる利点がある。
各々異なる同調電圧をマイクロプロセッサーによる方法
によって選択したチャネルに該当する入力ＲＦ同調回路
のバラクタ−ダイオードに掛かる同調電圧を選択して色
副／音声搬送波に該当する入力フィルターの挿入の損失
を最小化しろる利点がある。
第１図は、本発明による自動同調方法の望ましいｌ実施
例の流れ図、 第２図は、第１図による自動同調方法の１実施例を説明
するためのグラフ線図、 第３図は、本発明の方法が適用されるシステムの構成回
である。 図面の主要部分に対する符号の説明 １１・・・アンテナ、１２．１７・・・バンドパスフィ
ルター １３．１８．２１・・・ＲＦ増幅器、１４：マ
ツチ回路、１５．１９・・・混合器、１６．２０・・局
部発振器、３０・・・ＶＩＦ発生回路、４ｏ・・・マイ
コン制御装置、４１・・・マイクロプロセッサー ４２
．４３・・・Ａ／Ｄ変換器、４４・・・ＲＯＭ記憶装置
、５０ ・・・比較器、５１ 、 ５２−Ｄ／Ａ変換器
、ｉ。 Ｏ・・・ＴＶチューナ部、２００・・・自動同調部、３
゜Ｏ・・・ＰＬＬ回路、ＶＰ・・・色副搬送波の同調電
圧、ＶＡＧＣ（ＶＰ）・・・色副搬送波の利得、ＶＰ−
ΔＶＳＰ・・・音声搬送波の同ｔＡ電圧、ＶＡＧＣ（−
Δｖｓｐ）・・・音声搬送波の利得。 特許出願人 サムスン・エレクトロ−メカニクス・カン
パニー・リミテッド 代 理 人 弁理士 用浪 魚 ■Ｔ＝ｖＰ 第１図（ア） 第２図（アラ
例の流れ図、 第２図は、第１図による自動同調方法の１実施例を説明
するためのグラフ線図、 第３図は、本発明の方法が適用されるシステムの構成回
である。 図面の主要部分に対する符号の説明 １１・・・アンテナ、１２．１７・・・バンドパスフィ
ルター １３．１８．２１・・・ＲＦ増幅器、１４：マ
ツチ回路、１５．１９・・・混合器、１６．２０・・局
部発振器、３０・・・ＶＩＦ発生回路、４ｏ・・・マイ
コン制御装置、４１・・・マイクロプロセッサー ４２
．４３・・・Ａ／Ｄ変換器、４４・・・ＲＯＭ記憶装置
、５０ ・・・比較器、５１ 、 ５２−Ｄ／Ａ変換器
、ｉ。 Ｏ・・・ＴＶチューナ部、２００・・・自動同調部、３
゜Ｏ・・・ＰＬＬ回路、ＶＰ・・・色副搬送波の同調電
圧、ＶＡＧＣ（ＶＰ）・・・色副搬送波の利得、ＶＰ−
ΔＶＳＰ・・・音声搬送波の同ｔＡ電圧、ＶＡＧＣ（−
Δｖｓｐ）・・・音声搬送波の利得。 特許出願人 サムスン・エレクトロ−メカニクス・カン
パニー・リミテッド 代 理 人 弁理士 用浪 魚 ■Ｔ＝ｖＰ 第１図（ア） 第２図（アラ
Claims (10)
- （１）ＰＬＬでＶＣＯを同調させ、またマイクロプロセ
ッサーのメモリー素子に内蔵されたプログラムによって
読出された同調信号によってＲＦ信号を同調させて色副
搬送波のＡＧＣ電圧とメモリー素子から読出された最大
ＡＧＣ電圧を比較する第１過程と、 上記第１過程で最大ＡＧＣ電圧値が小さいかまたは同じ
であるとＩＦ・ＡＧＣ電圧に使用し、最大ＡＧＣ電圧が
大きくなるとＡＧＣ電圧が最大利得値を得るように同調
電圧を調整してそのＡＧＣ値をメモリー素子に貯蔵する
一方、入力信号の発振周波数に＋４．５ＭＨｚを加算し
てＶＣＯを調整する第２過程と、 上記第２過程で音声搬送波を検出してこの音声搬送波の
ＡＧＣ電圧が最大利得値を得るようにその同調電圧を調
整してメモリー素子に貯蔵し、発振周波数によってＶＣ
Ｏを調整する第３過程と、上記音声搬送波電圧で色副搬
送波電圧を減算した値を色副搬送波電圧で減算した同調
電圧によってＲＦ信号を調整し、メモリー素子に上記同
調電圧を貯蔵する第４過程と、 上記音声搬送波のＡＧＣ電圧で色副搬送波のＡＧＣ電圧
を減算した値を色副搬送波のＡＧＣ電圧で減算して第２
の色副搬送波ＡＧＣ電圧に定め、また色副搬送波のＡＧ
Ｃ電圧を第２の音声搬送波のＡＧＣ電圧に定める第５過
程と、 上記第５過程の新たな第２の色副／音声搬送波のＡＧＣ
電圧差の絶対値と、第３の色副／音声搬送波のＡＧＣ電
圧が予め定めた値とほぼ同じ値になったときの利得値の
差に該当する整数値（０；零）とを比較する第６過程と
、 上記第６過程で絶対値と整数値（０）とが同じであると
新たに定まった音声搬送波のＡＧＣ電圧が最終的な同調
電圧になり、上記整数値が異なると新たな音声搬送波の
ＡＧＣ電圧より色副搬送波のＡＧＣ電圧が大きいか否か
を比較した後、この比較値により同調電圧を変更してメ
モリー素子に貯蔵する第７過程と、 上記第７過程の色副／音声搬送波のＡＧＣ電圧を再び変
動させて色副搬送波の同調電圧を変更することによって
上記第６過程を遂行するようにする第８過程と を具備したことを特徴とするダブルコンバージョンチュ
ーナの自動同調方法。 - （２）前記ＲＦ信号の同調は３バンドによって同調され
、ＲＦ同調電圧はチューナのＩＦ増幅器のＡＧＣ電圧の
変化により決定されるようにしたことを特徴とする請求
項１記載の自動同調方法。 - （３）前記第２過程でメモリー素子に貯蔵されたＡＧＣ
値は色副搬送波（ＰＣ）のＡＧＣ値であり、入力信号の
発振周波数に４．５ＭＨｚを加算して音声搬送波（ＳＣ
）のＡＧＣ電圧をしるようにしたことを特徴とする請求
項１記載の自動同調方法。 - （４）前記第３過程でメモリー素子に貯蔵されたＡＧＣ
値は音声搬送波のＡＧＣ値であり、ＲＦ信号のよる発振
周波数（Ｆ＿０）を合わせるようにＶＣＯを調整するこ
とを特徴とする請求項１記載の自動同調方法。 - （５）前記第７過程でのメモリー素子に貯蔵された値は
音声搬送波のＡＧＣ値を１ＭＨｚ移動した電圧利得値で
あることを特徴とする請求項１記載の自動同調方法。 - （６）前記第７過程で同調電圧の変更は利得整数値（Ｎ
）を増加させることが減少させて変更させたことを特徴
とする請求項１に記載の自動同調方法。 - （７）前記第８過程で同調電圧の変更はＶＴ２＝ＶＳ′
＋ＮΔＶとＶＴ３＝ＶＰ′＋ＮΔＶを満足する値となり
、上記同調電圧（ＶＴ２）、（ＶＴ３）によるＡＧＣ電
圧をメモリー素子に貯蔵するようにしたことを特徴とす
る請求項１または６記載の自動同調方法。 - （８）前記変動電圧ΔＶはΔＶ＝（ΔＶＳＰ）／（４．
５）（ＭＨｚ）を満足することを特徴とする請求項７記
載の自動同調方法。 - （９）アンテナ入力端子から入って来たＲＦ信号を処理
する複数個のバンドパスフィルターと高周波増幅器及び
マッチ回路と、上記入力されるＲＦ信号に合わせて発振
信号を発生する複数個の局部発振器と、上記マッチ回路
と局部発振器の出力信号を混合して出力する複数個の混
合器とから構成されたチューナの同調回路１００におい
て、上記同調回路１００の局部発振器を発振信号を制御
する位相同期ループ（ＰＬＬ）回路３００と、上記同調
回路１００の出力信号を受けてＲＦ自動利得調節（ＡＧ
Ｃ）信号３１とＩＦ自動利得調節信号３２を出力する映
像中間周波数（ＶＩＦ）発生回路３０と、 上記映像中間周波数発生回路３０からの両出力信号３１
、３２を受けて上記同調回路１００のバンドパスフィル
ター信号を制御する自動同調部２００とを具備したこと
を特徴とするダブルコンバージョンチューナの自動同調
装置。 - （１０）前記同調部２００は 上記映像中間周波数発生回路３００からの両アナログ信
号をディジタル信号に変換させてやるＡ／Ｄ変換器４２
、４３と、 本発明の自動同調方法である制御プログラムが内蔵され
てあるＲＯＭメモリー装置４４と、上記ディジタル変換
された信号と上記ＲＯＭメモリー装置内に内蔵された制
御プログラムによって動作するマイクロプロセッサー４
１と、 上記マイクロプロセッサーによって処理された両ディジ
タル信号をアナログ信号に変換させてやるＤ／Ａ変換器
５１、５２と、 上記両Ｄ／Ａ変換器の出力信号を比較して上記同調回路
１００を制御する演算増幅比較器５０とを具備したこと
を特徴とする請求項９に記載のダブルコンバージョンチ
ューナの自動同調装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019890017411A KR910008131B1 (ko) | 1989-11-29 | 1989-11-29 | 더블 콘버젼(Double Conversion)튜너의 자동 동조방법 |
| KR89-17411 | 1989-11-29 | ||
| KR90-18479 | 1990-11-15 | ||
| KR1019900018479A KR930007300B1 (ko) | 1989-11-29 | 1990-11-15 | 더블 콘버젼(Double Conversion) 튜너의 자동 동조방법 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0463012A true JPH0463012A (ja) | 1992-02-28 |
| JPH0787346B2 JPH0787346B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=26628127
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2323350A Expired - Lifetime JPH0787346B2 (ja) | 1989-11-29 | 1990-11-28 | ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5179726A (ja) |
| JP (1) | JPH0787346B2 (ja) |
| KR (1) | KR930007300B1 (ja) |
| DE (1) | DE4038110C2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006061930A1 (ja) * | 2004-12-07 | 2006-06-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 受信装置 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4217190C2 (de) * | 1992-05-23 | 2003-05-08 | Grundig Ag | Fernsehempfänger mit mikrocomputergesteuerter Verstärkungsregelung |
| DE4332161A1 (de) * | 1993-09-22 | 1995-03-23 | Thomson Brandt Gmbh | Hochfrequenzempfänger |
| AU3945495A (en) * | 1994-10-17 | 1996-05-06 | Scientific-Atlanta, Inc. | Filter diplexer |
| US5752179A (en) * | 1995-08-17 | 1998-05-12 | Zenith Electronics Corporation | Selective RF circuit with varactor tuned and switched bandpass filters |
| US6014547A (en) * | 1997-04-28 | 2000-01-11 | General Instrument Corporation | System for enhancing the performance of a CATV settop terminal |
| US6195539B1 (en) * | 1998-03-02 | 2001-02-27 | Mentor Graphics Corporation | Method and apparatus for rejecting image signals in a receiver |
| US6161004A (en) * | 1998-03-02 | 2000-12-12 | Mentor Graphics Corporation | Method and apparatus for rejecting image signals in a receiver |
| DE19957365A1 (de) * | 1999-11-29 | 2001-05-31 | Thomson Brandt Gmbh | Verbesserung des Videofrequenzgangs |
| US6564039B1 (en) * | 2000-02-29 | 2003-05-13 | Motorola, Inc. | Frequency generation circuit and method of operating a tranceiver |
| US6975685B1 (en) * | 2000-10-24 | 2005-12-13 | Agere Systems Inc. | Apparatus and method for multi-channel communications system |
| JP2004533167A (ja) * | 2001-05-11 | 2004-10-28 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 集積チューナ回路 |
| WO2007064323A1 (en) * | 2005-12-01 | 2007-06-07 | Thomson Licensing | Method and apparatus for determining frequency offset in a receiver |
| US7660566B2 (en) * | 2006-09-29 | 2010-02-09 | Visteon Global Technologies, Inc. | System for creating a programmable tuning voltage |
| US9306531B2 (en) * | 2014-03-06 | 2016-04-05 | Linear Technology Corporation | Exponential ROM table tuning using trim for frequency agile analog filters |
| US10277340B1 (en) * | 2018-01-18 | 2019-04-30 | Microchip Technology Incorporated | Signal integrity diagnostics for communication channels |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6373711A (ja) * | 1986-09-16 | 1988-04-04 | Pioneer Electronic Corp | 周波数シンセサイザチユ−ナ |
| JPH01152811A (ja) * | 1987-12-10 | 1989-06-15 | Akai Electric Co Ltd | 受信機の自動選局装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3872387A (en) * | 1972-09-29 | 1975-03-18 | Zenith Radio Corp | Frequency response modifier for fixed-tuned IF amplifiers |
| US4408348A (en) * | 1981-08-19 | 1983-10-04 | Rca Corporation | Multiband tuning system for a television receiver |
| US4402089A (en) * | 1981-09-16 | 1983-08-30 | Rca Corporation | Television tuning system with electronic frequency adjustment apparatus |
| US4476583A (en) * | 1983-02-28 | 1984-10-09 | Rca Corporation | Electronic tracking for tuners |
| US4499602A (en) * | 1983-06-28 | 1985-02-12 | Rca Corporation | Double conversion tuner for broadcast and cable television channels |
| US4581643A (en) * | 1983-07-25 | 1986-04-08 | Rca Corporation | Double conversion television tuner with frequency response control provisions |
| DE3347132C1 (de) * | 1983-12-27 | 1985-07-04 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Automatisch arbeitendes Abgleichsystem fuer einen Tuner eines Fernsehempfangsgeraetes |
| US4780909A (en) * | 1985-07-02 | 1988-10-25 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Signal receiver having automatic frequency characteristic adjusting capability |
| US5012235A (en) * | 1987-10-20 | 1991-04-30 | Telefind Corporation | Paging receiver with continuously tunable antenna and RF amplifier |
| US4843639A (en) * | 1988-03-17 | 1989-06-27 | Beals Richard G | Fully automatic garage door opener |
-
1990
- 1990-11-15 KR KR1019900018479A patent/KR930007300B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1990-11-28 JP JP2323350A patent/JPH0787346B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-28 US US07/619,302 patent/US5179726A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-29 DE DE4038110A patent/DE4038110C2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6373711A (ja) * | 1986-09-16 | 1988-04-04 | Pioneer Electronic Corp | 周波数シンセサイザチユ−ナ |
| JPH01152811A (ja) * | 1987-12-10 | 1989-06-15 | Akai Electric Co Ltd | 受信機の自動選局装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006061930A1 (ja) * | 2004-12-07 | 2006-06-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4038110A1 (de) | 1991-06-06 |
| JPH0787346B2 (ja) | 1995-09-20 |
| KR910010843A (ko) | 1991-06-29 |
| DE4038110C2 (de) | 1998-12-03 |
| KR930007300B1 (ko) | 1993-08-04 |
| US5179726A (en) | 1993-01-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5321852A (en) | Circuit and method for converting a radio frequency signal into a baseband signal | |
| US5311318A (en) | Double conversion digital tuning system using separate digital numbers for controlling the local oscillators | |
| JPH0463012A (ja) | ダブルコンバージョンチューナーの自動同調方法 | |
| US5983088A (en) | Wide frequency spectrum television tuner with single local oscillator | |
| JPS6062723A (ja) | テレビジヨン同調器 | |
| US5193005A (en) | Channel selecting apparatus having a channel skip function | |
| JPH07202573A (ja) | Ｆｍ搬送波の復調方法および復調回路 | |
| CN1663123A (zh) | 用于适配天线特性的、具有电可调整响应的调谐器输入滤波器 | |
| US5203032A (en) | Station selecting apparatus | |
| US5303398A (en) | Stability detection method and apparatus for a tuning system | |
| US6483552B1 (en) | Television tuner | |
| JP2001177779A (ja) | 映像中間周波処理装置 | |
| JPH09172584A (ja) | Ｓｉｆ信号処理回路 | |
| US20090061804A1 (en) | Frequency synthesizer applied to a digital television tuner | |
| GB2173661A (en) | Superheterodyne television tuner | |
| KR950003144B1 (ko) | 선국 장치 | |
| JP3833824B2 (ja) | 高周波発振器 | |
| KR20000008677A (ko) | 자동 채널 설정 장치와 방법 | |
| KR19980052942A (ko) | 채널별 음량레벨 변동폭 자동 조정기능을 갖춘 텔레비전 수상기 | |
| JPH09181628A (ja) | ダブルスーパチューナ | |
| US6967693B2 (en) | Television signal transmitter including a bandpass filter without tracking error | |
| JP2000152104A (ja) | デジタル放送の受信装置 | |
| JP3306002B2 (ja) | テレビ信号の選局装置 | |
| KR100288787B1 (ko) | 공용화된 발진기를 이용한 동조장치 | |
| KR950007721Y1 (ko) | 2튜너를 가지는 tvcr의 개선된 채널 서치 튜닝 시스템 |