JPH0465634B2 - - Google Patents
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- JPH0465634B2 JPH0465634B2 JP3664483A JP3664483A JPH0465634B2 JP H0465634 B2 JPH0465634 B2 JP H0465634B2 JP 3664483 A JP3664483 A JP 3664483A JP 3664483 A JP3664483 A JP 3664483A JP H0465634 B2 JPH0465634 B2 JP H0465634B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、スイツチング方式による安定化電源
装置に関するものである。
装置に関するものである。
（従来例の構成とその問題点）
近年、コンピユータの発達に伴い、その電源装
置も低電圧大電流の供給という用途に最も適した
スイツチング方式の採用が定着し、その小型、軽
量という特徴と相俟つてコンピユータ用電源に止
まらず、広く民生用機器の電源としても採用され
つつあるのが現状である。
置も低電圧大電流の供給という用途に最も適した
スイツチング方式の採用が定着し、その小型、軽
量という特徴と相俟つてコンピユータ用電源に止
まらず、広く民生用機器の電源としても採用され
つつあるのが現状である。
スイツチング方式の電源回路には種々の方式が
あるが、共通しているのは、交流電源電圧の変化
に対して非常に安定なことである。このことは、
出力電圧を一定とすると、電源回路の効率が大き
な変化をしない限り、交流電源電圧に逆比例して
入力電流が変化することを意味しており、その変
化幅の大きな電流を効率よく制御し出力電圧を安
定化するのは非常にむずかしいが、殊に制御素子
に電流増幅素子のトランジスタを使用する場合に
は特にむずかしい。ここでは、トランジスタを使
用し、上述の欠点が顕著な回路方式をフライバツ
ク方式を例に述べる。
あるが、共通しているのは、交流電源電圧の変化
に対して非常に安定なことである。このことは、
出力電圧を一定とすると、電源回路の効率が大き
な変化をしない限り、交流電源電圧に逆比例して
入力電流が変化することを意味しており、その変
化幅の大きな電流を効率よく制御し出力電圧を安
定化するのは非常にむずかしいが、殊に制御素子
に電流増幅素子のトランジスタを使用する場合に
は特にむずかしい。ここでは、トランジスタを使
用し、上述の欠点が顕著な回路方式をフライバツ
ク方式を例に述べる。
第１図は従来のスイツチング方式による電源装
置の構成の一例を示すもので、交流入力端子１か
ら入力される交流電源電圧を、ダイオードD1〜
D4よりなる整流部２で整流し、平滑用コンデン
サC1よりなる平滑部３で平滑して制御トランジ
スタTR1のコントロール回路４及びコンバータ回
路５に供給する。コンバータ回路５は出力整流回
路（図示せず）とコンバータトランス６及び出力
電圧の安定化を行う制御電圧発生回路７とで構成
され、コントロール回路４には過電流保護回路８
を備えている。なお図中、９は直流出力端子、
R1，R2は抵抗、C2はコンデンサを示す。
置の構成の一例を示すもので、交流入力端子１か
ら入力される交流電源電圧を、ダイオードD1〜
D4よりなる整流部２で整流し、平滑用コンデン
サC1よりなる平滑部３で平滑して制御トランジ
スタTR1のコントロール回路４及びコンバータ回
路５に供給する。コンバータ回路５は出力整流回
路（図示せず）とコンバータトランス６及び出力
電圧の安定化を行う制御電圧発生回路７とで構成
され、コントロール回路４には過電流保護回路８
を備えている。なお図中、９は直流出力端子、
R1，R2は抵抗、C2はコンデンサを示す。
第２図は第１図の制御トランジスタTR1の動作
を説明するための波形図であり、Ａ，Ｂ，Ｃ及び
Ｄはそれぞれ制御トランジスタTR1のコレクタ電
流、コルクタ電圧、コレクタ損失及びベース電流
を示す。
を説明するための波形図であり、Ａ，Ｂ，Ｃ及び
Ｄはそれぞれ制御トランジスタTR1のコレクタ電
流、コルクタ電圧、コレクタ損失及びベース電流
を示す。
いま、交流入力電圧が規定の場合には、制御ト
ランジスタの各部波形が第２図Ａ及びＢののよ
うな波形であつたとする。
ランジスタの各部波形が第２図Ａ及びＢののよ
うな波形であつたとする。
このときの期間T2を整流し直流出力を取り出
す方式をフライバツク方式と言い、回路構成がシ
ンプルで安価なため主として低電力電源として採
用されている。いま、交流入力電源が下つたとす
ると、その情報が制御電圧発生回路７を介してコ
ントロール回路４にフイードバツクされ、制御ト
ランジスタTR1の動作をからに変化させる。
従つてT2はT′2となりパルス幅が小さくなるため
トランスを介するとその出力電圧のピーク値は一
定となり、それを整流して得られる直流出力電圧
も一定電圧を得ることができる。これがデユーテ
イサイクルを変化させ安定化を行うフライバツク
方式の安定化回路の動作の概要であり、交流電圧
が上昇したときは全く反対の動作をする。これら
の動作は公知であるので詳細説明は省略するが、
ここで注意しなければならないのは、第２図Ａで
コレクタ電流がからに変化することにより、
立上り、立下り共にピーク電流は増加しているに
もかかわらず、第２図Ｄに示すようにベース電流
は立上り立下り共に変化しないのが通例であり、
制御トランジスタTR1のドライブにトランスドラ
イブ方式を採用した場合には、コレクタ電流が増
加したのにベース電流が減少するということすら
発生する。
す方式をフライバツク方式と言い、回路構成がシ
ンプルで安価なため主として低電力電源として採
用されている。いま、交流入力電源が下つたとす
ると、その情報が制御電圧発生回路７を介してコ
ントロール回路４にフイードバツクされ、制御ト
ランジスタTR1の動作をからに変化させる。
従つてT2はT′2となりパルス幅が小さくなるため
トランスを介するとその出力電圧のピーク値は一
定となり、それを整流して得られる直流出力電圧
も一定電圧を得ることができる。これがデユーテ
イサイクルを変化させ安定化を行うフライバツク
方式の安定化回路の動作の概要であり、交流電圧
が上昇したときは全く反対の動作をする。これら
の動作は公知であるので詳細説明は省略するが、
ここで注意しなければならないのは、第２図Ａで
コレクタ電流がからに変化することにより、
立上り、立下り共にピーク電流は増加しているに
もかかわらず、第２図Ｄに示すようにベース電流
は立上り立下り共に変化しないのが通例であり、
制御トランジスタTR1のドライブにトランスドラ
イブ方式を採用した場合には、コレクタ電流が増
加したのにベース電流が減少するということすら
発生する。
その結果、第２図Ｃのコレクタ損失で示すよう
によりの方が著しくコレクタ損失が増大する
ため、この状態で長時間放置すればトランジスタ
TR1の破壊に至ることすらある。この対策には一
般的にのときにオーバードライブになるくらい
にベース電流を増加してやり、のときにアンダ
ードライブになるのを防止すれば、第２図Ｃの
のようなスイツチング損失は発生しない。しか
し、オーバードライブとすると、上述のようにス
イツチングロスの激増はないが、の時、オーバ
ードライブが原因で第２図Ｂコレクタ電圧のの
立上り時間が増大し、スイツチング損失が激増
し、極端な場合には熱暴走してトランジスタが破
壊することもあるので、ベース・ドライブ電流は
最適ドライブ条件を守らなければならない。ま
た、何らかの方法でドライブ条件を最適条件に保
てたとしても、交流入力電圧が極端に低い時はコ
レクタ電流が著しく大きくなり、何れにしても損
失は増大するという問題がある。
によりの方が著しくコレクタ損失が増大する
ため、この状態で長時間放置すればトランジスタ
TR1の破壊に至ることすらある。この対策には一
般的にのときにオーバードライブになるくらい
にベース電流を増加してやり、のときにアンダ
ードライブになるのを防止すれば、第２図Ｃの
のようなスイツチング損失は発生しない。しか
し、オーバードライブとすると、上述のようにス
イツチングロスの激増はないが、の時、オーバ
ードライブが原因で第２図Ｂコレクタ電圧のの
立上り時間が増大し、スイツチング損失が激増
し、極端な場合には熱暴走してトランジスタが破
壊することもあるので、ベース・ドライブ電流は
最適ドライブ条件を守らなければならない。ま
た、何らかの方法でドライブ条件を最適条件に保
てたとしても、交流入力電圧が極端に低い時はコ
レクタ電流が著しく大きくなり、何れにしても損
失は増大するという問題がある。
（発明の目的）
本発明は上記のような問題点を解決するため
に、いずれにしても避けられないコレクタ損失の
増大を検出し、スイツチング電源回路には不可欠
の過電流保護回路を動作させることによりトラン
ジスタの破壊を阻止することを目的とするもので
ある。
に、いずれにしても避けられないコレクタ損失の
増大を検出し、スイツチング電源回路には不可欠
の過電流保護回路を動作させることによりトラン
ジスタの破壊を阻止することを目的とするもので
ある。
（発明の構成）
本発明は、スイツチング方式による電源回路に
制御トランジスタのコレクタ電圧の立下り及び立
上り時間を検出するための微分回路と、時間を電
圧に換算する積分回路とインピーダンス変換器と
してのトランジスタとを有する構成を付加したこ
とを特徴とするものである。
制御トランジスタのコレクタ電圧の立下り及び立
上り時間を検出するための微分回路と、時間を電
圧に換算する積分回路とインピーダンス変換器と
してのトランジスタとを有する構成を付加したこ
とを特徴とするものである。
制御トランジスタTR1のコレクタ損失は、第２
図Ｃに示す期間T1の飽和電圧と、コレクタ電流
により損失と、コレクタ電圧が変化する時に発生
するスイツチング損失とに大別され、その電圧が
急峻に変化すればする程スイツチング損失は少い
ので、コレクタ電圧の変化する時間を観測すれば
間接的にコレクタ損失を観測することになる。ま
た、スイツチングロスは、前述のようにコレクタ
電圧の立上り、立下り時に発生するが、アンダー
ドライブの影響が最も顕著なのはコレクタ電圧の
立下りで、影響が最も大きいのはコレクタ電圧の
立上りであり、スイツチング動作時のトランジス
タはアンダードライブで使用すれば破壊に結びつ
くので厳禁であるが、オーバードライブで使用す
るのは、コレクタ損失は増大するが、比較的破壊
に至るまで余裕もあり、本発明の場合は、コレク
タ電流が減少するためのオーバードライブである
ことからコレクタ損失が小さいため、アンダード
ライブによるコレクタ損失の観測、つまり、コレ
クタ電圧の立下りの観測のみで制御トラジスタ
TR1の保護は充分その目的を達することができ
る。
図Ｃに示す期間T1の飽和電圧と、コレクタ電流
により損失と、コレクタ電圧が変化する時に発生
するスイツチング損失とに大別され、その電圧が
急峻に変化すればする程スイツチング損失は少い
ので、コレクタ電圧の変化する時間を観測すれば
間接的にコレクタ損失を観測することになる。ま
た、スイツチングロスは、前述のようにコレクタ
電圧の立上り、立下り時に発生するが、アンダー
ドライブの影響が最も顕著なのはコレクタ電圧の
立下りで、影響が最も大きいのはコレクタ電圧の
立上りであり、スイツチング動作時のトランジス
タはアンダードライブで使用すれば破壊に結びつ
くので厳禁であるが、オーバードライブで使用す
るのは、コレクタ損失は増大するが、比較的破壊
に至るまで余裕もあり、本発明の場合は、コレク
タ電流が減少するためのオーバードライブである
ことからコレクタ損失が小さいため、アンダード
ライブによるコレクタ損失の観測、つまり、コレ
クタ電圧の立下りの観測のみで制御トラジスタ
TR1の保護は充分その目的を達することができ
る。
（実施例の説明）
第３図は本発明の一実施例の構成を示すもの
で、第１図の回路に、コンデンサC3と抵抗R3か
らなる微分回路と、抵抗R4及びコンデンサC2か
らなる積分回路とインピーダンス変換用トランジ
スタTR2を設けたものである。なお、D5はトラ
ンジスタTR2のベース・エミツタ間の逆耐保護用
ダイオード、R5は電流制限用抵抗であり、その
他の符号は第１図と同じである。
で、第１図の回路に、コンデンサC3と抵抗R3か
らなる微分回路と、抵抗R4及びコンデンサC2か
らなる積分回路とインピーダンス変換用トランジ
スタTR2を設けたものである。なお、D5はトラ
ンジスタTR2のベース・エミツタ間の逆耐保護用
ダイオード、R5は電流制限用抵抗であり、その
他の符号は第１図と同じである。
ここで、C3及びR3からなる微分回路は制御ト
ランジス掲TR1のコレクタ電圧の立下り及び立上
り時間を検出し、R4及びC2からなる積分回路は
時間を電圧に換算するためのものである。
ランジス掲TR1のコレクタ電圧の立下り及び立上
り時間を検出し、R4及びC2からなる積分回路は
時間を電圧に換算するためのものである。
第４図は第３図の制御トランジスタTR1、イン
ピーダンス変換用トランジスタTR2の動作を説明
するための波形図であり、Ａ及びＢはトランジス
タTR1のコレクタ電圧及びコレクタ損失、Ｄはト
ランジスタTR2のコレクタ電流、Ｃ及びＥはトラ
ンジスタTR2のベース端子及びコレクタ端子であ
る点及び点の電圧を示している。
ピーダンス変換用トランジスタTR2の動作を説明
するための波形図であり、Ａ及びＢはトランジス
タTR1のコレクタ電圧及びコレクタ損失、Ｄはト
ランジスタTR2のコレクタ電流、Ｃ及びＥはトラ
ンジスタTR2のベース端子及びコレクタ端子であ
る点及び点の電圧を示している。
次に第３図の動作を第４図の波形図を用いて説
明する。
明する。
本発明では制御トランジスタTR1のコレクタ電
圧を微分するため、第４図Ｃに示すようにその立
上り及び立下り時間と同時間のパルスが得られ
る。その立下り部分のみインピーダンス変換用ト
ランジスタTR2をオンし、立下り時間のみコンデ
ンサC2を充電する。
圧を微分するため、第４図Ｃに示すようにその立
上り及び立下り時間と同時間のパルスが得られ
る。その立下り部分のみインピーダンス変換用ト
ランジスタTR2をオンし、立下り時間のみコンデ
ンサC2を充電する。
いま、交流入力電圧が定格電圧のときの波形を
第４図のとすると、トランジスタTR2のコレク
タ電圧である点の電圧は非常に低い。
第４図のとすると、トランジスタTR2のコレク
タ電圧である点の電圧は非常に低い。
しかし、入力電圧を下げて行くとコレクタ電流
は増大しアンダードライブ領域に突入する。する
と、前述の如く、コレクタ電圧の立下り時かがt1
と大きくなり、コンデンサC2への充電時間は長
くなり点の電圧は上昇する。その時第４図Ｅに
示すように過電流保護回路８の動作点をVsに選
んでおけば、その過電流保護回路８が動作しシス
テムの動作を停止して制御トランジスタTR1を保
護することができる。この時の交流入力電圧を保
証電圧よりも低い電圧に選べば何ら問題は生じな
い。また、過電流保護回路８は負荷短絡時等の負
荷電流増大時にシステムを保護する為に設けられ
たもので、スイツチング方式の電源回路では必ず
具備しており、それを併用することにより非常に
安価に目的が達成できる。
は増大しアンダードライブ領域に突入する。する
と、前述の如く、コレクタ電圧の立下り時かがt1
と大きくなり、コンデンサC2への充電時間は長
くなり点の電圧は上昇する。その時第４図Ｅに
示すように過電流保護回路８の動作点をVsに選
んでおけば、その過電流保護回路８が動作しシス
テムの動作を停止して制御トランジスタTR1を保
護することができる。この時の交流入力電圧を保
証電圧よりも低い電圧に選べば何ら問題は生じな
い。また、過電流保護回路８は負荷短絡時等の負
荷電流増大時にシステムを保護する為に設けられ
たもので、スイツチング方式の電源回路では必ず
具備しており、それを併用することにより非常に
安価に目的が達成できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明は、従来のスイツ
チング方式による電源回路に対して、制御トラン
ジスタのコレクタ電圧の立下り及び立上り検出す
る微分回路と、時間を電圧に変換する積分回路と
インピーダンス変換用トランジスタとよりなる簡
単な回路を付加することにより、極めて安価に安
定化した電源装置を提供することが出来る利点を
有するものである。
チング方式による電源回路に対して、制御トラン
ジスタのコレクタ電圧の立下り及び立上り検出す
る微分回路と、時間を電圧に変換する積分回路と
インピーダンス変換用トランジスタとよりなる簡
単な回路を付加することにより、極めて安価に安
定化した電源装置を提供することが出来る利点を
有するものである。
第１図は従来のスイツチング方式による電源装
置の構成の一例を示す図、第２図は第１図の制御
トランジスタの動作を説明するための波形図、第
３図は本発明の一実施例の構成を示す図、第４図
は第３図の動作を説明するための波形図である。 １……交流入力端子、２……整流部、３……平
滑部、４……コントロール回路、５……コンバー
タ回路、６……コンバータトランス、７……制御
電圧発生回路、８……過電流保護回路、９……直
流出力端子、TR1……制御トランジスタ、TR2…
…インピーダンス変換用トランジスタ、C3，R3
……微分回路、C2，R4……積分回路。
置の構成の一例を示す図、第２図は第１図の制御
トランジスタの動作を説明するための波形図、第
３図は本発明の一実施例の構成を示す図、第４図
は第３図の動作を説明するための波形図である。 １……交流入力端子、２……整流部、３……平
滑部、４……コントロール回路、５……コンバー
タ回路、６……コンバータトランス、７……制御
電圧発生回路、８……過電流保護回路、９……直
流出力端子、TR1……制御トランジスタ、TR2…
…インピーダンス変換用トランジスタ、C3，R3
……微分回路、C2，R4……積分回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流入力を整流する整流部と、該整流部の出
力端に入力側巻線の一端が接続されスイツチング
制御して負荷に直流出力を供給するためのコンバ
ータトランスおよび制御電圧発生回路とを有する
コンバータ回路と、前記コンバータトランスの他
端にコレクタが接続されたエミツタ接地の制御ト
ランジスタと、該制御トランジスタのベースに過
電流保護回路を有するコントロール回路からの制
御電圧を印加するとともに、前記制御電圧発生回
路に制御信号を供給するように構成されたスイツ
チング方式の電源回路において、 前記制御トランジスタのコレクタと、前記コン
トロール回路の過電流保護回路との間に、前記制
御トランジスタのコレクタ電圧の立下り及び立上
り時間を検出するための微分回路と、該微分回路
で検出された制御トランジスタのコレクタ電圧の
立下り及び立上り時間を電圧に換算する積分回路
と、インピーダンス変換用としてのトランジスタ
とを挿入接続し、前記制御トランジスタのコレク
タ電圧の立下り及び立上り時間にもとづき、前記
過電流保護回路の動作を制御するように構成した
ことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58036644A JPS59162771A (ja) | 1983-03-08 | 1983-03-08 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58036644A JPS59162771A (ja) | 1983-03-08 | 1983-03-08 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59162771A JPS59162771A (ja) | 1984-09-13 |
| JPH0465634B2 true JPH0465634B2 (ja) | 1992-10-20 |
Family
ID=12475552
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58036644A Granted JPS59162771A (ja) | 1983-03-08 | 1983-03-08 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59162771A (ja) |
-
1983
- 1983-03-08 JP JP58036644A patent/JPS59162771A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59162771A (ja) | 1984-09-13 |
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