JPH0466578B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0466578B2 JPH0466578B2 JP58057890A JP5789083A JPH0466578B2 JP H0466578 B2 JPH0466578 B2 JP H0466578B2 JP 58057890 A JP58057890 A JP 58057890A JP 5789083 A JP5789083 A JP 5789083A JP H0466578 B2 JPH0466578 B2 JP H0466578B2
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- JP
- Japan
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- delay
- delay means
- main
- ultrasonic
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- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000003325 tomography Methods 0.000 description 2
- NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 3-morpholin-4-yl-1-oxa-3-azonia-2-azanidacyclopent-3-en-5-imine;hydrochloride Chemical compound Cl.[N-]1OC(=N)C=[N+]1N1CCOCC1 NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000002604 ultrasonography Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、電子走査形超音波断層装置の受信整
相器に関するものである。
相器に関するものである。
従来の受信整相器として微小遅延時間の受信信
号を整相する前置遅延手段と比較的大きい遅延時
間の受波信号を整相する主遅延手段とからなる受
信整相器がある。その例は特開昭53−28989号公
報に記載される。ここで、遅延手段としては通常
アナログＬ―Ｃ遅延線、電荷移相素子、デジタル
メモリなどが用いられていた。
号を整相する前置遅延手段と比較的大きい遅延時
間の受波信号を整相する主遅延手段とからなる受
信整相器がある。その例は特開昭53−28989号公
報に記載される。ここで、遅延手段としては通常
アナログＬ―Ｃ遅延線、電荷移相素子、デジタル
メモリなどが用いられていた。
また、受信期間に上記前置遅延手段を切換える
ことは切換ノイズ発生のため実現できなかつた。
ことは切換ノイズ発生のため実現できなかつた。
本発明は受信期間中に超音波ビームの収束点に
応じて前置遅延手段を切換えることによりダイナ
ミツクフオーカスを可能とする受信整相器を提供
することを目的とする。
応じて前置遅延手段を切換えることによりダイナ
ミツクフオーカスを可能とする受信整相器を提供
することを目的とする。
かかる目的を達成するため、本発明は保持手段
と記憶手段とをもつ主遅延手段を具備し、上記前
置遅延手段の切換時刻と上記保持手段の保持時刻
とを同期させ、切換時刻に発生した切換ノイズが
消滅した時刻に保持手段により保持することによ
り、切換ノイズの影響を除去し、記憶手段に記憶
し、受信信号を整相しようとするものである。
と記憶手段とをもつ主遅延手段を具備し、上記前
置遅延手段の切換時刻と上記保持手段の保持時刻
とを同期させ、切換時刻に発生した切換ノイズが
消滅した時刻に保持手段により保持することによ
り、切換ノイズの影響を除去し、記憶手段に記憶
し、受信信号を整相しようとするものである。
以下、本発明を実施例を参照して詳細に説明す
る。
る。
第１図は受波ダイナミツクフオーカスの説明図
であり、T1，T2，…，Toは配列振動子の各素
子、R1，R2は深度、Ai，Bi（ｉ＝１，２，…，
ｎ）は各素子と深度R1，R2と結ぶ直線と円孤OA⌒
ｉ，OB⌒ｉとの交点でる。ここで、円孤OA⌒ｉ，
OB⌒ｉはそれぞれ中心がR1，R2、半径1，2
の円孤である。受波ダイナミツクフオーカスを行
うためには１回の超音波パルスの送波後の受波期
間中に、浅い深度での反射波から次第に深い深度
での反射波が素子に到達するのに連動して受波整
相器の使束点を順次切換える必要がある。たとえ
ば深度R1からの受波信号を整相するためには配
列素子T1は1 1の距離に対応する遅延時間を補
償し、深度R2からの受波信号を整相するために
はT1B1の距離に対応する遅延時間を補償する必
要がある。
であり、T1，T2，…，Toは配列振動子の各素
子、R1，R2は深度、Ai，Bi（ｉ＝１，２，…，
ｎ）は各素子と深度R1，R2と結ぶ直線と円孤OA⌒
ｉ，OB⌒ｉとの交点でる。ここで、円孤OA⌒ｉ，
OB⌒ｉはそれぞれ中心がR1，R2、半径1，2
の円孤である。受波ダイナミツクフオーカスを行
うためには１回の超音波パルスの送波後の受波期
間中に、浅い深度での反射波から次第に深い深度
での反射波が素子に到達するのに連動して受波整
相器の使束点を順次切換える必要がある。たとえ
ば深度R1からの受波信号を整相するためには配
列素子T1は1 1の距離に対応する遅延時間を補
償し、深度R2からの受波信号を整相するために
はT1B1の距離に対応する遅延時間を補償する必
要がある。
ここで、1 1＞2 2＞3 3であるので、
Δ1＝1 1−3 3，Δ2＝2 2−3 3
の微小距離に対応する微小遅延時間を補償する前
置遅延手段とT3A3に対応する主遅延手段とを持
つことにより受波整相器が実現できる。
置遅延手段とT3A3に対応する主遅延手段とを持
つことにより受波整相器が実現できる。
受波ダイナミツクフオーカスを行うためには各
深度において受波ビームが収束するように前置遅
延手段および主遅延手段を制御すればよい。
深度において受波ビームが収束するように前置遅
延手段および主遅延手段を制御すればよい。
第２図は本発明の実施例であり、１，２，…，
ｎは配列素子、１０―２……１０―（ｎ−１）は
前置遅延素子、１１―１……１１―ｍは保持回
路、１２―１……１２―ｍは主遅延素子、１３―
１……１３―ｍは前置遅延の加算器、１９―１…
…１９―ｍは主遅延の出力、２０は加算器、３０
は受波整相器出力端子である。但しｍ＝ｎ／３
（ｍ：正整数）である。ここで加算器１３まで前
置遅延手段、それ以降を主遅延手段とよぶことと
する。ここで、前置遅延素子の素子間の遅延時間
τ1は素子ピツチｄ、偏向角θ、音速ｃから τ1＝dsinθ／ｃ ……(1) で与えられることが知られている。第２図の場合
前置遅延素子１０―２，１０―５，…，１０―
（ｎ−１）の遅延時間はそれぞれの配列素子の位
置から収束点への偏向角θを用いて(1)式で算出さ
れるτ1であり、前置遅延素子１０―３，１０―
６，…，１０―（ｎ−２）の遅延時間は同様にそ
れぞれの配列素子の位置から収束点への偏向角θ
を用いて(1)式で算出されるτ1に対して2τ1である。
また主遅延素子の遅延時間τ2は第１図の作図から
求められるが実際には受波信号は口径中心の素子
に最初に到達するので、口径中心の受波信号を口
径の外側の受波信号に対して遅延させる必要があ
る。なお第２図では素子１，４、もしくはｎの受
波信号は微小遅延時間の補償の基準となつている
ので、前置遅延手段の遅延量はゼロであり、遅延
線がこれらの素子チヤネルには挿入されていない
が、一般には超音波ビームの中心位置を素子配列
方向に移動させる必要があるため全ての素子チヤ
ネルに遅延量ゼロのタツプをも有する遅延線が挿
入される。
ｎは配列素子、１０―２……１０―（ｎ−１）は
前置遅延素子、１１―１……１１―ｍは保持回
路、１２―１……１２―ｍは主遅延素子、１３―
１……１３―ｍは前置遅延の加算器、１９―１…
…１９―ｍは主遅延の出力、２０は加算器、３０
は受波整相器出力端子である。但しｍ＝ｎ／３
（ｍ：正整数）である。ここで加算器１３まで前
置遅延手段、それ以降を主遅延手段とよぶことと
する。ここで、前置遅延素子の素子間の遅延時間
τ1は素子ピツチｄ、偏向角θ、音速ｃから τ1＝dsinθ／ｃ ……(1) で与えられることが知られている。第２図の場合
前置遅延素子１０―２，１０―５，…，１０―
（ｎ−１）の遅延時間はそれぞれの配列素子の位
置から収束点への偏向角θを用いて(1)式で算出さ
れるτ1であり、前置遅延素子１０―３，１０―
６，…，１０―（ｎ−２）の遅延時間は同様にそ
れぞれの配列素子の位置から収束点への偏向角θ
を用いて(1)式で算出されるτ1に対して2τ1である。
また主遅延素子の遅延時間τ2は第１図の作図から
求められるが実際には受波信号は口径中心の素子
に最初に到達するので、口径中心の受波信号を口
径の外側の受波信号に対して遅延させる必要があ
る。なお第２図では素子１，４、もしくはｎの受
波信号は微小遅延時間の補償の基準となつている
ので、前置遅延手段の遅延量はゼロであり、遅延
線がこれらの素子チヤネルには挿入されていない
が、一般には超音波ビームの中心位置を素子配列
方向に移動させる必要があるため全ての素子チヤ
ネルに遅延量ゼロのタツプをも有する遅延線が挿
入される。
第２図に示す構成で受波整相が可能でるが、受
波期間中に前置遅延を切換えるタイミングについ
て第３図ａ及び第３図ｂを用いて説明する。
波期間中に前置遅延を切換えるタイミングについ
て第３図ａ及び第３図ｂを用いて説明する。
第３図ａの１０は前置遅延素子でり、例えばタ
ツプ付インダクタンスＬ、キヤパシタンスＣ遅延
線でる。１４はマルチプレクサ、αは保持回路１
１および主遅延素子１２の制御信号である。つま
りこの制御信号αのタイミングごとの信号値が保
持回路１１に順次サンプリングされて値が保持さ
れ、かつ記憶回路１２ではその値を順次出力側へ
シフトして行く。βはマルチプレクサ１４の制御
信号であり、この制御信号のタイミングで収束点
変更のための遅延線のタツプ切換えが成される。
第３図ｂに示すように制御信号βを制御信号αに
対して時間τ（＞０）だけ先行して同期して発生
させる。ここで切換ノイズはτ時間後に完全に消
滅するとする。このようにすれば、受波期間中に
前置遅延をマルチレクサ１４により切換えても、
保持回路１１に保持されるデータには、切換ノイ
ズの影響は現われない。
ツプ付インダクタンスＬ、キヤパシタンスＣ遅延
線でる。１４はマルチプレクサ、αは保持回路１
１および主遅延素子１２の制御信号である。つま
りこの制御信号αのタイミングごとの信号値が保
持回路１１に順次サンプリングされて値が保持さ
れ、かつ記憶回路１２ではその値を順次出力側へ
シフトして行く。βはマルチプレクサ１４の制御
信号であり、この制御信号のタイミングで収束点
変更のための遅延線のタツプ切換えが成される。
第３図ｂに示すように制御信号βを制御信号αに
対して時間τ（＞０）だけ先行して同期して発生
させる。ここで切換ノイズはτ時間後に完全に消
滅するとする。このようにすれば、受波期間中に
前置遅延をマルチレクサ１４により切換えても、
保持回路１１に保持されるデータには、切換ノイ
ズの影響は現われない。
次に受波期間中に行う前置遅延の切換回数につ
いて説明する。
いて説明する。
受波ビームの収束点に応じて連続的に前置遅延
を切換えればよいが、主遅延手段のチヤンネル間
指向特性が比較的広いため切換回数が非常に少な
くてよい。
を切換えればよいが、主遅延手段のチヤンネル間
指向特性が比較的広いため切換回数が非常に少な
くてよい。
第４図は主遅延手段のチヤンネル間指向特性例
である。
である。
いま、第２図に示すように前置遅延により、３
の入力、１の出力とするとき、主遅延のチヤンネ
ル間指向特性は、(2)式において素子ピツチが3d
＝1.92mmの場合に対応し、第１零点θ0は θ0＝sin-1λ／3d＝13degree …(2) となる。（ここでｄ＝0.64mm、λ＝0.43mmとした） このように、主遅延手段のチヤンネル間指向特
性が広いため、重複するように数点切換ればよ
い。
の入力、１の出力とするとき、主遅延のチヤンネ
ル間指向特性は、(2)式において素子ピツチが3d
＝1.92mmの場合に対応し、第１零点θ0は θ0＝sin-1λ／3d＝13degree …(2) となる。（ここでｄ＝0.64mm、λ＝0.43mmとした） このように、主遅延手段のチヤンネル間指向特
性が広いため、重複するように数点切換ればよ
い。
従つて、第１図、第４図に示すように配列素子
の中心から離れた素子では前置遅延の指向特性を
，，，の順に３回切換える必要がある。
一方、中心の配列素子は指向特性のままで切換
える必要はない。
の中心から離れた素子では前置遅延の指向特性を
，，，の順に３回切換える必要がある。
一方、中心の配列素子は指向特性のままで切換
える必要はない。
第５図に示すように、受波口径Ｄを中心対称に
D1，D2，D3，D4に分割したとき、最外側D4の受
波口径では、前置遅延の制御信号β4は指向特性を
〜に順次変化させる。部分口径D3，D2，D1
については図の如く順次変化させるがその切換点
が減少する。
D1，D2，D3，D4に分割したとき、最外側D4の受
波口径では、前置遅延の制御信号β4は指向特性を
〜に順次変化させる。部分口径D3，D2，D1
については図の如く順次変化させるがその切換点
が減少する。
以上の説明において、切換点の数は受波口径、
深度、前置遅延の構成により種々変形されること
は明らかでる。
深度、前置遅延の構成により種々変形されること
は明らかでる。
また、以上の説明においては、リニア型振動子
を仮定したが、第６図に示すようなコンベツクス
型振動子についても同様である。ここでR0は振
動子の曲率半径、Ｄは受波全口径でる。
を仮定したが、第６図に示すようなコンベツクス
型振動子についても同様である。ここでR0は振
動子の曲率半径、Ｄは受波全口径でる。
第６図において、受波口径の外側の振動子T1
〜T3の前置遅延が同位相ならば主遅延のチヤン
ネル間指向特性はＶとなる。受波ビームは収束点
Ｒに形成させる必要があるので外側の振動子T1
〜T3の指向特性はの方向に形成されるように
前置遅延を制御する必要がある。
〜T3の前置遅延が同位相ならば主遅延のチヤン
ネル間指向特性はＶとなる。受波ビームは収束点
Ｒに形成させる必要があるので外側の振動子T1
〜T3の指向特性はの方向に形成されるように
前置遅延を制御する必要がある。
このように上記期間中に前置遅延を切換えて
も、切換ノイズの影響を受けずに主遅延が動作す
るので、受波ダイナミツクフオーカスが可能とな
り、超音波断層装置の性能向上に寄与する所、大
である。
も、切換ノイズの影響を受けずに主遅延が動作す
るので、受波ダイナミツクフオーカスが可能とな
り、超音波断層装置の性能向上に寄与する所、大
である。
第１図は本発明の説明図、第２図は本発明の実
施例を示す図、第３図ａは本発明の実施例を示す
図、第３図ｂはその動作を示す図、第４図、第５
図は本発明の動作を説明する図、第６図はコンベ
ツクス型振動子における前置遅延の指向特性を示
す図である。 １０…前置遅延素子、１１…保持回路、１２…
主遅延素子、２０…加算器。
施例を示す図、第３図ａは本発明の実施例を示す
図、第３図ｂはその動作を示す図、第４図、第５
図は本発明の動作を説明する図、第６図はコンベ
ツクス型振動子における前置遅延の指向特性を示
す図である。 １０…前置遅延素子、１１…保持回路、１２…
主遅延素子、２０…加算器。
Claims (1)
- １ 対象への超音波パルスの送波により生じる反
射波を配列振動子により受波し、前記配列振動子
の各素子からの各受波信号の位相を制御して加算
することにより収束する超音波ビームを形成して
超音波像を得る装置において、前記配列振動子を
隣切する複数素子ごとにグループとして各グルー
プ内の各素子からの受波信号の相互の微小遅延時
間を補償する前置遅延手段と、微小遅延時間が補
償されたグループ内素子からの受波信号を各グル
ープごとにそれぞれ加算する第１の加算手段と、
加算された各グループの受波信号の相互の遅延時
間を補償する主遅延手段と、該主遅延手段を経た
各受波信号を加算する第２の加算手段とを備え、
前記前置遅延手段はそれぞれタツプ切換機能を備
えて各素子チヤネルごとに設けられた遅延線から
成り、一方前記主遅延手段はそれぞれサンプリン
グした信号を遅延時間分だけ記憶してから続み出
す記憶手段から成り、かつ超音波ビームの収束点
を切り換えるために前記前置遅延手段のタツプ切
換を行なう時刻からその切換により生じるノイズ
が消滅するまでの時間が経過した後に前記主遅延
手段におけるサンプリングが実行されるよう前記
前置遅延手段及び前記主遅延手段に制御信号を発
生する手段を有することを特徴とする超音波受信
整相器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58057890A JPS59183742A (ja) | 1983-04-04 | 1983-04-04 | 超音波受信整相器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58057890A JPS59183742A (ja) | 1983-04-04 | 1983-04-04 | 超音波受信整相器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59183742A JPS59183742A (ja) | 1984-10-18 |
| JPH0466578B2 true JPH0466578B2 (ja) | 1992-10-23 |
Family
ID=13068578
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58057890A Granted JPS59183742A (ja) | 1983-04-04 | 1983-04-04 | 超音波受信整相器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59183742A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60207651A (ja) * | 1984-03-30 | 1985-10-19 | 株式会社島津製作所 | 超音波診断装置 |
| JPH01195844A (ja) * | 1988-01-29 | 1989-08-07 | Yokogawa Medical Syst Ltd | 超音波受波整相回路 |
| JPH01201240A (ja) * | 1988-02-05 | 1989-08-14 | Yokogawa Medical Syst Ltd | 超音波受波整相回路 |
| JPH069554B2 (ja) * | 1988-02-23 | 1994-02-09 | 横河メディカルシステム株式会社 | 超音波受波整相回路 |
-
1983
- 1983-04-04 JP JP58057890A patent/JPS59183742A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59183742A (ja) | 1984-10-18 |
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