JPH047603B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、絶縁性の基板手段（insulating
substrate means）と、該基板手段上に接地平面
（ground plane）を有する無線周波伝送ライン
（R.F.transmission line）を少なくとも１つと、
該接地平面の２つの部分（portions）にそれぞれ
直流的に接続している２つのダイオードとを有す
る無線周波回路網（R.F.circuit arrangement）
であつて、該回路網は更に、該ダイオードを直流
バイアスするために、接地平面中にスロツト手段
（slot means）を有して、上記２つの部分を直流
的に相互に隔離して成る無線周波回路網に関す
る。

〔従来の技術〕

このような無線周波回路網は、米国特許第US
−Ａ−3939430号から既知である。この米国特許
は単平衡ミクサ（single−balanced mixer）を
開示し、そのR.F.回路（以下、無線周波をR.F.と
略記する）は、誘電性（dielectric）基板の１番
目の主表面（major surface）上に導電膜
（conducting film）を用いた３つの伝送ライン、
すなわちスロツト（slot）ライン、共平面
（coplanar）ライン（これは場合により共平面導
波管−coplanar waveguide−とも呼ばれる）及
びマイクロストリツプ（microstrip）ラインを含
む。導電膜は、その内部にスロツト・ラインが定
義される接地平面を形成し、また共平面ラインの
中央導体と外部接地導体の双方を形成し、細長い
中央導体は円周状の間〓（circumferential gap）
により横方向に対向している（transversely−
opposed）接地導体から隔離されている。導電膜
は更にマイクロストリツプ・ラインをも形成し、
このマイクロストリツプ・ラインは基板のもう一
方の主表面上に導体条片（strip conductor）を
更に有する。スロツト・ラインの一端は共平面ラ
インの一端と結合し、それぞれのラインのスロツ
トと間〓が一緒になつて導体と関係のない連続的
な領域を形成する。共平面ラインのもう一方の端
はマイクロストリツプ・ラインの一端に結合し、
共平面ラインの中央導体は、基板を貫通する導電
ピンによりマイクロストリツプ・ラインの導体条
片に接続している。スロツト・ラインと共平面ラ
インの接合点では、共平面ラインの中央導体とス
ロツトの両側に横たわるスロツトライン接地平面
の２つの領域との間にそれぞれ、２つのダイオー
ドがそれぞれ電気的に反対の向きに接続されてい
る。この接合配置（junction arrangement）は、
180゜ハイブリツド接合（180゜hybrid junction）と
して動作する（例えば、米国特許第US−Ａ−
3678395号及び米国特許第US−Ａ−4032849号、
並びに1975年９月刊Proc.5th European
Microwave Conference，pp.491−495所載U.H.
Gysel著“A26.5−to−40GHz Planar Balanced
Nixer”という論文をも参照されたい）。

実際の動作では、受信したR.F.信号はスロツ
ト・ラインにより接合点に供給され、一方、マイ
クロストリツプ・ラインと共平面ラインとは、局
所発振器（local oscillator−以下、L.O.と略記
する）信号を供給するのと、中間周波
（intermediate frequency−以下、I.F.と略記す
る）信号を接合点から抽出するのとに使われる。
上記米国特許に記載の実施例では、R.F.信号周波
数9.4GHz及びL.O.信号周波数7.8GHzで動作し、I.
F.信号周波数1.6GHzを与える。

ダイオードが直流バイアスされるのを許容する
ために、そしてそれにより、特定の変換損失値を
得ることのできるL.O.信号の電力を減少させるた
めに、スロツトの両側にそれぞれ横たわる接地平
面の２つの領域の各々の、それぞれにダイオード
が接続されている部分は、接地平面の残りの部分
からは、スロツト・ラインから共平面ラインに延
びている隣のスロツトにより隔離され、それによ
つて直交バイアス・パツドがそれぞれ定義される
ようにする（上記米国特許のFigure ６を参照）。
ダイオードは電気的に反対の向きに接続されてい
るのだから、それらは２つのバイアス・パツド間
に直列であるかのように見え、従つてパツド間に
適切な直流電圧を加えることにより順方向にバイ
アスされることができる。

受信したR.F.信号とL.O.信号及びI.F.信号とに
対して、バイアス・パツドの各とそれぞれの隣接
接地平面領域との間の経路を設けるために、多数
のビーム・リード結合コンデンサ（beam−
leaded coupling capacitors）がその間に接続さ
れる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、適切なキヤパシタンスを持ち現
在入手可能なこの種の市販コンデンサは著しいイ
ンダクタンスを持ち、このことはそれらを５−
10GHzより上の周波数で用いるのに不適当なもの
とする。その訳は、それらのコンデンサは上記諸
信号の経路に著しいインピーダンスを現出した
り、共振効果を生じさせたりすることがあるから
である。更にまた、バイアス・パッドを直流的に
弧立させるために設けた余分のスロツトは、もう
１つの伝送ラインを形成し、スロツト・ラインと
共平面ラインとからのR.F.エネルギーがこのもう
１つのラインへと結合することを阻止するために
は、それぞれのコンデンサが、該もう１つのライ
ンとスロツト・ライン及び共平面ラインとのそれ
ぞれの接合点に直接隣接し該もう１つのラインを
横切つて、上記米国特許のFigure ６に描かれて
いる通り、正確に位置するということは、それぞ
れのコンデンサにとつて重要である。コンデンサ
が該もう１つのラインを横切つて低インピーダン
スを現出することをも更に仮定するならば、該ラ
インは、さもなければそれへと結合したであろう
ところのR.F.エネルギーの大半を反射するであろ
う。だがしかし、もしもこれらの条件のどちらか
が満たされなかつたならば、すなわち、もしコン
デンサが正確に位置していなかつたら（このとき
は該もう１つのラインの長さがスタブーstub−と
して働くことがある）、或いはもしコンデンサが
低インピーダンスを現出しなかつたら（このとき
はR.F.エネルギーがコンデンサを通り過ぎて該も
う１つのラインに沿つて伝播することがある）、
該もう１つのラインは主R.F.回路に相当の程度で
結合し、望ましくない効果を其処に生じさせるこ
とがあり得る。

上述のものと或る程度類似の回路網が、米国特
許第US−Ａ−4118670号に開示されてあることに
注意されたい。

本発明の目的は、上記の不都合の一方又は双方
を軽減し、非常に高い周波数で使用するのに特に
適したR.F.回路網を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によれば、絶縁性の基板（insulative
substrate）と、基板上に配置された導体条片
（strip conductor）及び接地平面導体（ground
plane conductor）を含む条片形式（strip−
type）の無線周波伝送ラインを少なくとも１つ
と、導体条片とそれぞれにバイアス電圧を供給す
る手段との間に各々電気的に接続されている１番
目のダイオード及び２番目のダイオードとを有し
て成る無線周波回路網（R.F.circuit
arrangement）において、 接地平面導体は、１番目のダイオードと２番目
のダイオードとがそれに電気的に接続されている
１番目の部分と２番目の部分（first and second
portions）とを有することを特徴とし、また、 該１番目の部分と２番目の部分とを直流的には
隔離し、無線周波的には結合する（D.C.−
isolating and R.F.−coupling）ための結合手段
が設けられ、該結合手段は、接地平面導体中にそ
の１番目の部分と２番目の部分とを直流的に隔離
するためのスロツト（slot）を有し、該スロツト
は、無線周波エネルギーのスロツトへの結合を抑
止するため十分に狭いものであり、筐体
（housing）は、接地平面導体の１番目の部分及
び２番目の部分に隣接する１番目の導電部分及び
２番目の導電部分を有し、少なくとも上記１番目
の筐体部分と上記１番目の接地平面導体部分との
間には絶縁層（insulative layer）が置かれ、上
記筐体と上記絶縁層とが、接地平面導体の１番目
の部分と２番目の部分との無線周波的な結合
（R.F.coupling）を実現することを特徴とする無
線周波回路網が提供される。

筐体の１番目の部分と接地平面の１番目の部分
との間に絶縁層を配置すること、及び筐体の２番
目の部分を接地平面の２番目の部分に導電接続す
ることは、例えば、基板が筐体内の導波管のＥ面
（Ｅ−plane）に搭載され、筐体内で導波管の外側
に展開する１番目の接地平面部分の面積が導波管
の内部にある１番目の接地平面部分の面積よりも
大きい時には、たやすく実現される。このような
実施例は、比較的高い無線周波数、例えば18GHz
より上での動作に特に適しており、また例えば60
−90GHz又はそれ以上のミリ波帯域はで殊に好適
である。

スロツトそれ自身は、上記R.F.エネルギーを阻
止するように、また従つてスロツト手段を横切る
コンデンサの正確な位置極めに頼る必要がないよ
うに形成され、配置されているかも知れない。こ
のコンデンサの正確な位置極めという過程は困難
且つ多大の労力を伴うかも知れず、ある回路から
他の回路へと正確に再現できないかも知れない
が、スロツト手段は、今日応用可能な技術で容易
に且つ再現可能なように正確な定義をすることが
できる。

本明の１つの実施例では、スロツトが、上記１
つのR.F.伝送ラインに隣接するもう１つのR.F.伝
送ラインを形成し、該スロツトは上記１つのライ
ンに隣接する場所で該１つのラインの局所特性イ
ンピーダンス（（local characteristic
impedance）とは大幅に異なるインピーダンスを
そこに現出する。その結果として、該１つのライ
ンと該もう１つのラインとの間に大きな不整合
（mis−match）が生じる。好都合なことには、
スロツトが上記１つのラインに隣接している場合
にはスロツトの形成するもう１つの伝送ライン
は、上記局所特性インピーダンスより遥かに小さ
い特性インピーダンスを持つている。このような
もう１つの伝送ラインは、伝送ラインとして典型
的に使用され且つ典型的に100−200オームの特性
インピーダンスを持つスロツトに較べて、相当幅
の狭いスロツトにより形成できる。基板上のそん
な典型的なスロツト・ラインで、2.22という典型
的な誘電率（dielectric constant）の値を持つも
のの幅は150μm程度であり、それに対してもう１
つの伝送ラインを形成するスロツトの幅は例えば
約20μmであろう。幅の狭いスロツトは、スロツ
トの直接両側にある接地平面の２つの部分間の容
量結合（capacitive coupling）を増大させると
いう更に別の利点をもたらすことが出来よう。こ
の目的のためにスロツトの長さは、R.F.回路網の
動作周波数帯域中の数波長分、例えば波長の３倍
又はそれ以上とするのが好適である。

上記もう１つの伝送ラインは、R.F.回路網の動
作周波数帯域ではその長さ方向に沿つてかなり大
きな減衰を持つかも知れない。従つて、もし該も
う１つのラインがその特性インピーダンスに整合
しない終端を持つ（例えば開放回路−open
circuit−である）ならば、そのかなり大きな減
衰は該もう１つのラインが高い反射減衰量（ａ
high return loss）を持つことになり、結果とし
てそれにも拘わずその特性インピーダンスに近似
するインピーダンスを呈することになる。更にま
た、このもう１つの伝送ラインへと結合する任意
のR.F.エネルギーのかなり大きな放散
（dissipation）は、そんなエネルギーが上記１番
目の伝送ラインへ戻つて結合するといつたような
望ましくない効果を抑止するのに役立つであろ
う。かなり大きな減衰は、殊に動作周波数帯域が
例えば60−90GHzと高い時には、スロツトの幅を
狭くすることによりたやすく得られるのであつ
て、そのような周波数帯域では、ラインに沿つた
波長当たりの減衰は、かなり小さいスロツト幅に
対してはスロツト幅の減小に伴つて急速に増加
し、高い周波数では特に高いレベルに到達でき
る、ということが既に判つている。

本発明の１つの実施例であつて、基板は２つの
反対向きの主表面を持つものであり且つ上記接地
平面は１番目の主表面上にあり又上記１つの伝送
ラインに２番目の主表面上の導体条片を更に含む
マイクロストリツプ・ラインであるような実施例
では、スロツトは好適に該導体条片にほぼ並置さ
れている。このことは、スロツトとマイクロスト
リツプ・ラインとの間の結合を極めて低くする
が、一方導体条片とマイクロストリツプ・ライン
の接地平面の２つの部分の両方との間の良好な直
接結合を設けるという結果をもたらすことが出来
る。マイクロストリツプ・ラインに対してスロツ
トの存在の影響を最小にするためには、スロツト
は上記導体条片の中央に長手方向に整列するのが
よい。ダイオードが該導体条片の長手方向にその
末端から間隔のある配置では、上記２つの部分
は、その横方向に見た両側で上記導体条片に沿つ
て、それぞれのダイオードの方向に上記末端を越
えて展開することができ、このことはマイクロス
トリツプ・ラインとダイオードとの間に良好な均
衡のとれた結合を設けるのに役立つことができ
る。上記２番目のR.F.伝送ラインがマイクロスト
リツプ・ラインに結合し、かつそれは主表面のど
ちらか上に導体を有し、該導体は間隙により隔離
されているような、そして動作時には２番目の
R.F.伝送ラインに沿つて伝播するR.F.エネルギー
の電界が該間〓を横切つて上記導体の間に展開す
るような１つの実施例にあつては：− (a) 上記導体は基板手段の２番目の主表面上にあ
ることができ、それにより上記間〓は基板手段
のスロツト手段とは反対の主表面上にある。こ
のことにより、上記１番目の主表面上の導体と
同じ表面上のスロツト手段との間の間〓の接合
点で起きるかも知れない望ましくない結合、と
いうような困難を軽減することができる。

(b) ２つのダイオードは基板手段の２番目の主表
面上にあり、１番目の主表面から２番目の主表
面へ基板手段を貫通して延びる導電接続手段に
より接地平面の上記２つの部分にそれぞれ直流
的に接続しているであろう。このことにより、
ダイオードとマイクロストリツプ・ラインとの
間の結合を改善することができる。

“IEEE Transactions on Microwave
Theory and Techniques”誌Vol.MTT−25，
No.４，1977年４月号、pp.268−280所載J.J.
Whelehan著”Low−Noise Millimeter−Wave
Receivers”という文献が、そのFigure27及び
Figure 28で、均衡のとれたミクサ（balanced
mixer）を開示している。このミクサは、両面形
の印刷回路配線板及びそれに付帯するコンポネツ
トを格納する２つのパートからなるアルミニウム
筐体を有する。その各パートは交差部がＵ字形を
している。ミクサの設計は、伝送ラインの多重度
（ａ multiplicity of tansmission line）を用い
る。R.F.信号ラインは、二重リツジ・フインライ
ン（double−ridged finline）で設計されている
のに対し、発振器入力は、単一リツジ・フインラ
イン（single−ridge finline）で設計されてい
る。マイクロストリツプが局所発振器を共平面ラ
インに結合するのに用られ、該共平面ラインの中
央導体は、二重リツジ・フインラインの外部導体
の間にその側部からは隔離して配置される。ビー
ム・リード・ミクサ・ダイオード（beam−lead
mixer diodes）が、共平面ラインの中央導体と
二重リツジ・フインラインの外部導体のそれぞれ
１つとの間に接続される。正及び負のバイアス電
圧が二重リツジ・フインラインの外部導体のそれ
ぞれ一方に対し、外付けの直流バイアス・ポート
により与えられる。I.F.出力はマイクロストリツ
プを用いたミクサから得られる。

接地平面が回路配線板の裏の面に設けられる。
接地平面は二重リツジ・フインラインと共平面ラ
インとに並んでいる領域には存在しない。

筐体の一方のパートが、接地平面の対応する領
域に導電接触している。しかし、絶縁用ガスケツ
トが、筐体のもう一方のパートと少なくとも二重
リツジ・フインラインの外部導体の限界領域
（marginal areas）との間に置かれて、それによ
りバイアス電圧から短格するのを防止する。

この上記文献のFigure 28に示されている平面
図は、本出願の第３Ａ図にある程度類似してはい
るけれども、この文献には以下の(1)，(2)，(3)，(4)
は開示されていない：− (1) スロツトにより隔離されている２つの部分を
有する接地平面、該スロツトはR.F.エネルギー
のスロツトへの結合を抑止するのに十分なほど
幅が狭い； (2) 接地平面の２つの部分の基板を貫通して接続
されているミクサ・ダイオード； (3) 筐体部分の一方と２つの接地平面の部分の一
方との間に置かれた絶縁層； (4) 筐体と絶縁層とによる２つの接地平面の部分
のR.F.結合の実現。

上記(1)，(2)，(3)項は、単一バイアス・ポートを
用いてダイオードがバイアスされることを可能と
する。上記(4)項は、２つの接地平面の部分の間に
良好なR.F.結合が設けられて、低インピーダンス
の大地還流経路が回路網中のR.F.信号伝播用に設
けられるのを保証することを可能とする。筐体と
絶縁層と接地平面とが共同して、相互に隣接する
領域に亙つて展開する容量結合を形成するのであ
る。この容量結合は低インダクタンスを持ち、そ
れによつて過度に制限的な周波数の限定を課する
ことを避ける。R.F.エネルギーがスロツトへ結合
するのを妨げるよう、スロツトの幅を十分狭く設
定することにより、スロツトを横断するキヤパシ
タンスそれ自身がR.F.周波数では著しい結合をも
たらすのである。

〔実施例〕

以下、図面により本発明の実施例を詳細に説明
する。

第１図及び第２図に示す無線周波ミクサ（R.F.
mixer）は、２つの金属製の筐体構成部（metal
hou−sing members）１及び２と、絶縁性の基
板３とを有し、該基板３はその両側の主表面のそ
れぞれ上に導電性の層を持つている。筐体構成部
１及び２は、その中に形成される１対の対向する
チヤネル４ａ，４ｂを持ち、第２図に示すよう
に、チヤネル４ａ，４ｂの間にある基板３にそれ
らが固定されている（その手段は図示されていな
いが）ときには、該チヤネル４ａ，４ｂは、基板
がそこに置かれている中央の長手方向の平面内に
矩形導波管空洞を形成し、該平面は導波管の幅の
狭い方の壁に平行である、換言すれば、導波管内
の基本TE₁₀モード（funda−mental TE₁₀
mode）の電界が最大の平面内にほぼ入つている。
（明確に理解できるように、第２図では基板の厚
さが実際より厚く描かれている。）第１図に示す
ように、基板は筐体内部の大部分に亙つている
が、筐体の全長には及んでおらず、各端に僅かの
距離を残して終端する。

筐体構成部１及び２は、さらに別の２対の対向
するチヤネル５ａ，５ｂ及び６ａ，６ｂを持つて
いる。これらのチヤネルは、チヤネル４ａ，４ｂ
に平行に基板の全長に亙つて延び、その端を越え
て筐体の端の近くで終端して、導波管の上及び下
に閉じた空洞を形成する。これらについては、後
に更に説明する。

動作については、無線周波（R.F.）入力信号及
び局所発振器（L.O.）信号がミクサの対向する両
端（当該図面の左端及び右端）にそれぞれ供給さ
れ、中間周波（I.F.）信号が同軸コネクタ７で取
り出される。ミクサ中のダイオードをバイアスす
る直流電圧はコネクタ８に与えられる。

第３Ａ図及び第３Ｂ図は、第１図のミクサの側
面から視た基板全体及び第２図の矢印の方向に
視た基板全体の概略平面図であつて、これらの図
面はそれぞれ前面及び背面の導電層のパターンを
示し、該導電層の縁がそれぞれ実線及び点線で表
されている（差し当たり第３Ｂ図中の破線３７は
無視することとして、それについては後述する）。
このパターンは、図中で水平に対向する一対の矢
印９の間に延びる水平な線（描いてない）に沿つ
て、導波管の上部及び下部の幅の広い方の壁と交
差する。前面の導電層は、導波管の内部及び直接
それに隣接する領域に主として限定されているの
に対し、背面の導電層は、導管の中の２つの領域
を除いて該背面の全体に亙り広がつている。前面
及び背面のパターンの特定の部分の長手方向の整
合については、両図間で鎖線により示されてい
る。

導電管の中に延びる基板の前面の導電層の、そ
れぞれがＡ，Ｂ，Ｃと名付けられてある一定の部
分は、R.F.信号とL.O.信号の双方はいずれか一方
の周波数で導波管筐体に結合している必要があ
る。この結合を強化し、導波管からのR.F.信号及
びL.O.信号の漏洩を抑制するために、チヤネル５
ａ，５ｂ及び６ａ，６ｂにより導波管の上部及び
下部にそれぞれ形成される閉じた空洞は、R.F.信
号及びL.O.信号の動作周波数範囲の全体で導波管
伝播モードがカツトオフされるようにその寸法が
定められ、そうすることによつて、そこに到達す
るであろうこの周波数範囲内のR.F.エネルギーに
開放回路（open−circuit）を現出する。筐体に
結合すべき導電層の部分Ａ，Ｂ，Ｃは、筐体構成
部の間をそれに接して、導波管に隣接する閉じた
空洞のそれぞれの最も近い壁にまで延長して行
き、その距離は、R.F.信号及びL.O.信号の動作周
波数範囲の中心での基板内の波長の1/4に等しく
して、それによつて、閉じた空洞のそれぞれによ
りそこに現出する開放回路は、導波管の隣接の広
い壁でほぼ短絡回路（short−circuit）に変換さ
れる。

この実施例では、部分Ｂ及びＣは筐体構成部１
との導電接触により筐体と直流的に接続してお
り、一方、部分Ａは例えば厚さ8μmのKapton膜
（Kaptonは登録商標）のような薄い絶縁層で筐体
構成部１から隔離されて、直流では筐体と絶縁さ
れているが、R.F.信号及びL.O.信号の周波数では
筐体と密接に結合している。基板の背面の導電層
は、後述の場合を除き筐体構成部２と導電的に接
触している。

筐体構成部に接触し、絶縁層により構成部１か
らは直流的に隔離されている部分Ａの一部に係わ
る共振効果を抑止するために、長手方向に間隔を
置いた横断スロツト（その内の幾つかに符号１０
が付してある）が、それぞれの閉じた空洞の縁か
ら導波管の隣接の広い壁に達するまで該部分の中
へ延びて行く。

第３Ａ図及び第３Ｂ図に出てくるその他の特徴
については後述する。

第４図は、基板の導波管内にある部分を拡大し
た概略図（実寸ではない）で、前と同じく第１図
のミクサの側面から及び第２図の矢印の方向に
視たものである。図一の番上と一番下の水平な線
は、基板の平面が導波管の上と下の幅の広い壁の
平面にそれぞれ交差する線を示す。図上を右から
左へこの回路を見て行くと、ミクサのL.O.ポート
には、導波管モードとマイクロストリツプ・モー
ドとのモード変換器（waveguide／microstrip
mode tanducer）１１があり、該モード変換器
は基板の前面の導電層の部分１２と基板の背面の
導電層の部分１３とを持つ。これらの部分１２及
び１３は、導波管の上と下の幅の広い壁からそれ
ぞれ延びて行き、導波管に沿つて、横断方向にそ
れぞれ幅が段々狭く及び広くなつて行つて、マイ
クロストリツプ・ラインの導体条片（strip
conductor）及びその接地平面（ground plane）
をそれぞれ形成するに至る。該導体条片は導波管
の中心に沿つて展開し、該接地平面は導波管の全
高に亙つて展開する。このマイクロストリツプ・
ラインは、帯域通過フイルタ１４により、導体条
片１５と接地平面１３とを持つもう１つの別の長
いマイクロストリツプ・ラインに結合しており、
フイルタ１４は２つの隣接する横断方向に間〓の
ある条片（strips）を持ち、それらはモード変換
器１１の導体条片と導体条片１５とにそれぞれ接
続している。

フイルタ１４からは遠い方の端で、上記もう１
つの長いマイクロストリツプ・ラインは、中央導
体１７を有する共平面（coplanar）ライン（共
平面導波管）１６に結合し、該中央導体１７は、
横断的に対向している２つの外側の接地導体１８
及び１９からは環状の間〓により隔離される。マ
イクロストリツプ・ラインの導体条片１５は、共
平面ラインの中央導体１７に接触している。基板
の背面上のマイクロストリツプ接地平面１３は、
前面での導体条片１５と中央導体１７との接点に
対向するところで、導波管を直角に横断して終端
する。基板の前面上で横断的に対向している接地
導体１８及び１９の右端は、（図示のように）背
面のマイクロストリツプ接地平面１３に重なり合
い、湾曲した縁３１，３２（第５図参照）を持つ
四分円状の部分となつて、導波管のそれぞれ隣接
の幅の広い壁の方へかなり急速に細くなつて行
く。これらの壁に隣接して導体１８及び１９のこ
の部分には、伝播のスプリアス・モード
（spuious modes of propagation）を抑圧するた
め、それぞれ長手方向のスロツト２０及び２１が
設けられ、該各スロツトの電気的実効長は、L.O.
信号の周波数（又は、もしミクサが種々の周波数
のL.O.信号で動作するように設計されているなら
ば、L.O.信号周波数帯域の中心）の波長の1/4に
なつている。

第３Ａ図及び第４図に示すように、横断的に対
向している接地導体１８及び１９はまた、共平面
ライン１６の左端を越えて（図示のように）導波
管に沿つて延びて、導波管のそれぞれ隣接の幅の
広い壁の方へ比較的ゆつくり細くなつて行き、
段々にフインライン（ひれ状のライン−finline）
２２を形成して、フインライン・モードと導波管
モードとのモード変換器（finline／waveguide
mode transducer）２３が、ミクサのR.F.ポート
を構成する。

共平面ライン１６とフインライン２２との接続
点では、２つのダイオード４及び２５が、共平面
ラインの中央導体１７と接地導体１８及び１９と
の間に、電気的にそれぞれ逆方向に（図中の引用
番号の隣にダイオード記号で示したように）接続
される。共平面ライン１６の長さは、R.F.信号周
波数帯域の中心の波長の1/4となつているので、
それによつて、共平面ライン１６がマイクロスト
リツプ・ラインの導体条片１５に結合していると
ころの該共平面ライン１６の右端における導体１
７，１８，１９伝播共平面モードに現出する実質
的な短絡回路は、ダイオード２４及び２５ではほ
ぼ開放回路に変換されて、それ故に、該ダイオー
ドでR.F.ポートからの信号に現出するインピーダ
ンスにはほぼ影響を与えない。これらのダイオー
ドは、外側の接地導体１８及び１９の間に直列に
なつているかのように見える。

R.F.信号とL.O.信号とのミクシングによりダイ
オード２４及び２５内に生成されるI.F.信号は、
帯域通過フイルタ１４に隣接の導体条片１５にＴ
字状交差点で接続しているマイクロストリツプ低
域通過フイルム２６を経由して、ミクサから取り
出される。低域通過フイルタ２６は、各々の長さ
が近似的にR.F.信号及びL.O.信号の動作周波数帯
域の中心における波長の1/4の、交互に高インピ
ーダンスと低インピーダンスの一連の５つのライ
ンのセクシヨンを有し、その最初の高インピーダ
ンスのセクシヨンのみが導波管内に位置するの
で、第４図にはこのセクシヨンのみが見えてお
り、該フイルタの全体は第３Ａ図に現れている。
該フイルタの導体条片１５から遠い方の端はミク
サのI.F.ポートを構成し、同軸コネクタ７に接続
している。

茲に参照文献として引用する1984年５月10日に
公刊された英国特許第GB−Ａ−2129224A号明細
書に詳細に記載の通り、ミクサは更に、その長さ
及び相互の間隔がそれぞれL.O.周波数の波長のほ
ぼ1/4に等しい２つの短絡されたスタブ（short−
cir cuited stub）２７及び２９を有する。これ
らのスタブはL.O.周波数ではほぼ何の効果も持た
ないが、中間周波数ではモード変換器１１をほぼ
短絡するので、該モード変換器が、中間周波数で
ミクサ回路の残りの部分に弱く結合するスタブと
して振る舞うことを抑制する。

更にまた、茲に参照文献として引用する1984年
３月７日に公刊されたヨーロツパ出願第EP−Ａ
−0102128号に対応する英国特許第GB−Ａ−
2126429A号明細書に詳細に記載の通り、ミクサ
は、導体１８及び１９の各々から基板を貫いて接
地平面１３に延びる導電接続手段３３，３４，３
５，３６を有する（第５図参照）。これはダイオ
ードと接地平面１３との間のI.F.信号に対する大
地還流経路のインピーダンスを減少させることが
でき、従つて機能を向上させる。

動作中のダイオードはこれを直流バイアスする
ことが望ましい、それらが相対的に大きな障壁の
高さを持つならば、すなわち例えばガリウム砒素
（Gallium Arsenide）デバイスであるならば、そ
のことは特に望ましい。直流バイアス無しで得ら
れる変換損失のある特定の値は、直流バイアス有
りでは更に小さなL.O.信号電力で得られるように
成るであろう。このことは（今日普通に入手でき
るミリ波帯域用の発振器は限定された出力電力し
か持たない傾向があるから）局所部発振器がミリ
波帯域で動作する時や、単一の局所発振器から複
数のミクサ回路に供給することが望ましい時など
に、殊に重要な意味を持つ。上述のように導電接
続手段３３，３４，３５，３６がミクサ回路に含
まれることは、ダイオード２４及び２５が共に接
地平面１３に直流的に接続されることになり、そ
れ故に直列なダイオードの両端に直流電圧を加え
ることができないから、直流バイアスをダイオー
ド２４及び２５に与えることを妨げることにな
る。直流バイアスが与えられることを可能ならし
める為には、ミクサ回路は接地平面１３中にスロ
ツト手段３７を含み、それでダイオード２４及び
２５がそれぞれ接続している接地平面の２つの部
分３８及び３９を直流的に相互に弧立させる。該
スロツト手段は、基板の背面上の導電層中にレー
ザで形成された約20μm幅の単一で連続的な空〓
すなわちスロツトによつて構成される。このスロ
ツトの配置は第３Ｂ図、第４図及び第５図では短
破線の単線で示され、基板の前面の導体条片１５
及び低域通過フイルタ２６のパターンに並べて配
置されて、本実施例ではそれらの中央直下に展開
している。ダイオード２４が接続され図中ではス
ロツト３７の上左側にある接地平面の部分３８
は、隣接の筐体構成部２と直流的に隔離され、従
つて絶縁層（図示されていない）により全体とし
て筐体から直流的に隔離されている。この絶縁層
としては例えば、部分３８と筐体構成部２とが相
互に重なり合い接触している処でその間に展開し
ている8μm厚のKapton層（Kaptonは登録商標）
を用いる。また、この部分３８はコネクタ８でバ
イアス電圧の電源に接続している。接地平面のも
う一方の、ダイオード２５が接続され図中ではス
ロツト３７の下右側にある部分３９は、筐体構成
部２と導電接触している。同時に、後者すなわち
部分３９のみが、ミクサからI.F.信号を抽出する
同軸コネクタ５の接地部分に直接接続している。
以上２つの部分はR.F.で相互に結合している、特
に筐体の導電素材を介しての容量結合によつて結
合している。のみならず、スロツトの長さ方向に
沿つて狭い幅を横切つての結合もあるかも知れ
ず、その幅は本実施例ではR.F.信号及びI.F.信号
の動作周波数範囲の中心における波長の約５波長
分程度である。第３Ｂ図に見られる通り、部分３
８のうちの大半は導波管の外側に展開して筐体構
成部２に直接隣接し、そこからは絶縁層によつて
隔離されているので、部分３８はその大部分に亙
つて導電素材に容量結合している。この２つの部
分の相互結合は分散しており、それは上述の米国
特許中でバイアス・パツドと隣接の接地平面領域
との結合が一塊になつているか又は局所化されて
いるのとは反対である。

上述のように、接地平面の２つの部分のうちで
ダイオード２５の接続されている方の部分３９だ
けが、同軸コネクタ７の接地部分に直接接続さ
れ、そこでI.F.信号がミクサから抽出される。マ
イクロス波周波数帯域のI.F.信号に対して、ダイ
オード２４からコネクタ７への大地還流経路は、
接地平面の２つの部分の相互結合を当てにするこ
とができる。更に低い周波数（もしI.F.帯域がそ
んな周波数を含むなら）では、十分に低インピー
ダンスのI.F.信号大地還流経路が、バイアス電源
と大地との間に接続されたコンデンサを用いて得
られる。そのコンデンサは例えば導波管の外側で
筐体の内側の、一例としてそこに設けた窪み等に
置く。

上述したように、スロツト３７により形成され
たもう１つの伝送ラインは、R.F.回路の伝送ライ
ンよりも遥かに低い特性インピーダンスを持つ。
このもう１つのラインを形成するスロツトの幅の
狭さは、R.F.信号及びI.F.信号の周波数帯域で、
殊この周波数帯域が例えば60−90GHzと非常に高
いならば特に、かなりの減衰を持つラインをもた
らす。それ故に本実施例では、このもう１つのラ
インはその両端で高いインピーダンスをもつて
（実質的には開放回路）終端しており、必ずしも
整合のとれたやり方で終端できないかも知れない
が、主R.F.回路からスロツトへと結ばれたどんな
僅かな量のR.F.エネルギーといえども一般的に
は、スロツトの非整合終端で反射する前にかなり
減衰するであろうし、反射後にも更に減衰するで
あろう。結果として、スロツトにより形成される
もう１つのラインは一般的に高い反射減衰量
（return loss）を示す。従つて：− (a) R.F.回路の伝送ラインのいずれかとスロツト
３７とが隣接しているすべての点で、スロツト
３７によりりそれらのラインに現れるインピー
ダンスは、スロツト手段で形成されるもう１つ
の伝送ラインの特性インピーダンスに近似する
のが普通であろう。これはR.F.回路の隣接の伝
送ラインの局所特性インピーダンスよりも遥か
に小さいから、両者間のR.F.エネルギーの結合
を抑制する大きな不整合が存在するであろう。

(b) スロツト３７からR.F.回路に戻つて結合でき
るエネルギーの量は極めて小さい。それ故に、
スロツト３７へ結合することにより極く僅かの
エネルギーしかR.F.回路から失われないばかり
でなく、回路からスロツト手段へと結合し又回
路に戻つてくるエネルギーによる回路動作の乱
れも同じく極く僅かしかないであろう。

主R.F.回路の伝送ラインともう１つの伝送ライ
ンとの間のスロツト３７により形成されるインピ
ーダンス不整合は、エネルギーがミクサのR.F.ポ
ートからフインライン・モードでそれに沿つて拡
散するであろうところの基板前面上の導体１８及
び１９が（そして恐らくは背面上の類似の形の導
体もまた同様に）導体１５と導体１７との接点に
対向している接地平面１３の縁でスロツト３７に
近接している領域で、特に著しい。

スロツト３７は、I.F.出力フイルタ２６が接続
されている導体条片１５のＴ字状交差点でのみ、
I.O.信号ポートとダイオードとの間のL.O.信号の
伝送経路を横切つて、横断的に延びていることが
分かるだろう。スロツト３７のこの横断部分は、
接地平面の２つの部分が相互にR.F.結合している
のだから、そして又スロツトの横断部分の反対側
の縁で生成されるいかなる反射も、対向する縁間
の長手方向の極めて小さい空〓の故に、お互いに
殆ど完全に相殺されるであろうという事実がある
のだから、L.O.信号には僅かな影響しか持たない
であろう。

上述の実施例中で、ダイオード２４及びダイオ
ード２５に関し、またそれらのダイオードが導電
接続されているマイクロストリツプ・ラインの導
体条片１５に関して、スロツト３７が対称に配置
されていることは、ミクサ中に不均衡
（imbalance）の生じ可能性を軽減するという利
点がある。それにも拘らず、この配置を用いるこ
とは非常に重要ではなくて、スロツト３７はその
他の何処に置いてもよいのである。該スロツト手
段は、ダイオードがそれぞれ接続されている接地
平面の２つの部分が相互に直流的に隔離されるよ
うなやり方で、すなわち第４図及び第５図のダイ
オードの右の方へ、共平面ラインの近傍の何処で
でも接地平面の縁から延びることができる。例え
ば、導波管中の接地平面の垂直縁の上向きの延長
線に沿つて（導体条片１５と１７の交差点と並ん
で）、スロツトが延びて行くこともできる。

図面を引用した上記実施例では、基板手段とし
て単一絶縁シートを用いたが、これは複数の絶縁
シートを有することもできる。それは例えば、
1975年９月「第５回ヨーロツパ・マイクロウエー
ブ会議紀要」（Proc.5th European Microwave
Conference）pp.491−495所載U.H.Gyselによる
“A26.5−to−40GHz Planar Balanced Mixe”
という論文及び米国特許第4032849号に記載され
ている通りである。

本発明の実施例であるR.F.ミクサはまた、周波
数アツプコンバータ（up−converter）として使
用することもできる。それは適切な周波数の入力
信号が、前記実施例のL.O.ポート及びI.F.ポート
とした２つのポートに供給されると、各入力信号
より高い周波数の出力信号が、R.F.ポートとした
ポートから得られるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の実施例のR.F.ミクサの側面
図であつて、この図はミクサの筐体であり且つそ
の中の空洞及び基板の配置を示し、第２図は、第
１図を−線で截つた横断断面図であつて、や
はり空洞及び基板の配置を示し、第３Ａ図及び第
３Ｂ図は、基板全体の概略平面図であつて、それ
ぞれ第１図の側から視た前面及び第２図の矢印
の方向から視た背面の導電層のパターンを示すも
のであり、第４図は、ミクサの導波管空洞中に位
置する基板の部分を実寸通りではなく拡大した平
面図であり、第５図は、第４図に示す基板の部分
の一部分を実寸通りでなく更に拡大した平面図で
ある。 １，２……筐体構成部、３……絶縁性の基板、
４ａ，４ｂ……導波空洞を構成するチヤネル、５
ａ，５ｂ；６ａ，６ｂ……チヤネル４ａ，４ｂに
平行な別のチヤネル、７……同軸コネクタ、８…
…ダイオードをバイアスする直流電圧のコネク
タ、１０……基板の前面の導電層の一部分Ａにあ
る横断スロツト、１１，２３……モード変換器、
１２……基板の前面の導電層の部分、１３……基
板の背面の導電層の部分（接地平面）、１４……
帯域通過フイルタ、１５……導体条片、１６……
共平面ライン、１７……中央導体、１８，１９…
…接地導体、２０，２１……長手方向のスロツ
ト、２２……フインライン、２４，２５……ダイ
オード、２６……低域通過フイルタ、２７，２９
……短絡されたスタブ、３３，３４，３５，３６
……導電接続手段、３７……接地平面１３中のス
ロツト手段、３８，３９……ダイオード２４，２
５がそれぞれ接続している接地平面の部分、Ａ，
Ｂ，Ｃ……基板の前面の導電層のそれぞれ一部
分。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 絶縁性の基板３と、 基板上に配置された導体条片１５，１７及び接
   地平面導体３８，３９を含む条片形式の無線周波
   伝送ラインを少なくとも１つと、 導体条片とそれぞれにバイアス電圧を供給する
   手段との間に各々電気的に接続されている１番目
   のダイオード及び２番目のダイオード２４，２５
   と を有して成る無線周波回路網において、 接地平面導体は、１番目のダイオードと２番目
   のダイオードとがそれに電気的に接続されている
   １番目の部分３８と２番目の部分３９とを有する
   ことを特徴とし、また、 該１番目の部分と２番目の部分とを直流的には
   隔離し、無線周波的には結合するための結合手段
   が設けられ、 該結合手段は、接地平面導体中にその１番目の
   部分３８と２番目の部分３９とを直流的に隔離す
   るためのスロツト３７を有し、 該スロツト３７は、無線周波エネルギーのスロ
   ツトへの結合を抑止するため十分に狭いものであ
   り、 筐体１，２は、接地平面導体の１番目の部分及
   び２番目の部分に隣接する１番目の導電部分及び
   ２番目の導電部分を有し、 少なくとも上記１番目の筐体部分と上記１番目
   の接地平面導体部分３８との間には絶縁層が置か
   れ、 上記筐体と上記絶縁層とが、接地平面導体の１
   番目の部分と２番目の部分との無線周波的な結合
   を実現することを特徴とする無線周波回路網。 ２ 筐体の２番目の導電部分は、接地平面導体の
   ２番目の部分３９に接触して成ることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項に記載の無線周波回路
   網。 ３ スロツト３７は、条片形式の伝送ライン１
   ５，１７に隣接する部分を持ち、該スロツト部分
   は、上記伝送ラインの局所特性インピーダンスと
   は大きく異なるインピーダンスを現出することを
   特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記
   載の無線周波回路網。 ４ スロツト３７により現出する局所インピーダ
   ンスは、伝送ライン１５，１７の局所特性インピ
   ーダンスよりも遥かに小さいことを特徴とする特
   許請求の範囲第３項に記載の無線周波回路網。 ５ 導体条片１５，１７は、基板３の１番目の側
   面に載つており、 接地平面導体３８，３９は、基板３の反対の側
   面に載つており、また、 スロツト３７は、導体条片１５，１７に並べて
   置かれた部分を含むことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項又は第２項に記載の無線周波回路網。 ６ スロツト３７の並べて置かれた部分は、上記
   導体条片１５，１７の中央長手方向に沿つて置か
   れることを特徴とする特許請求の範囲第５項に記
   載の無線周波回路網。 ７ ２番目の伝送ラインが導体条片１５，１７に
   結合され、該伝送ラインは基板３の１番目の側面
   上に導体２２，２３を有し、 該導体は間〓により隔離され、動作中には、２
   番目の伝送ラインに沿つて伝播する無線周波エネ
   ルギーの電界が、この間〓を横切つて展開するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第５項又は第６項
   に記載の無線周波回路網。 ８ １番目のダイオード及び２番目のダイオード
   ２４，２５は、基板３の１番目の側面に載つてお
   り、 これらの両ダイオードはそれぞれ、１番目の側
   面から反対の側面へ基板３を貫いて延びる導電接
   続手段により、接地平面の１番目の部分３８及び
   ２番目の部分３９に直流的に接続していることを
   特徴とする特許請求の範囲第７項に記載の無線周
   波回路網。 ９ 上記導体２２，２３の一方は、接地平面の１
   番目の部分３８に並べて置かれた部分を持つて成
   ることと、 上記筐体の部分の一方と上記導体の一方の上記
   部分との間には絶縁層が置かれて成ることとを特
   徴とする特許請求の範囲第７項又は第８項に記載
   の無線周波回路網。