JPH0476546B2 - - Google Patents
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- JPH0476546B2 JPH0476546B2 JP61179772A JP17977286A JPH0476546B2 JP H0476546 B2 JPH0476546 B2 JP H0476546B2 JP 61179772 A JP61179772 A JP 61179772A JP 17977286 A JP17977286 A JP 17977286A JP H0476546 B2 JPH0476546 B2 JP H0476546B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/04—Systems for the transmission of one television signal, i.e. both picture and sound, by a single carrier
- H04N7/045—Systems for the transmission of one television signal, i.e. both picture and sound, by a single carrier the carrier being frequency modulated
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
- H04B7/18528—Satellite systems for providing two-way communications service to a network of fixed stations, i.e. fixed satellite service or very small aperture terminal [VSAT] system
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04L27/2338—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using sampling
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/08—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division
- H04N7/083—Systems for the simultaneous or sequential transmission of more than one television signal, e.g. additional information signals, the signals occupying wholly or partially the same frequency band, e.g. by time division with signal insertion during the vertical and the horizontal blanking interval, e.g. MAC data signals
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Description
発明の背景
この発明は、高容量チヤンネルを介してデイジ
タル信号を全時間伝送することに関するものであ
り、特に重要な応用は、毎秒20メガビツトのデイ
ジタルフローレートが可能な12GHzの搬送周波数
で、衛星による直接放送のために与えられる特性
を有するチヤンネルを通じての伝送である。 他方、ケーブル地上通信網は、衛星チヤンネル
の27HHzの代わりに、約14MHzの通常帯域のみ提
供する。このことは、次のことを意味する。すな
わち、全時間多重化は、伝送チヤンネルが何であ
つてもケーブル通信網を介しての送信および同じ
装置での受信を許容する特性を有する場合、衛星
伝送容量を十分に使用できない。 ヨーロツパにおける衛星放送は、“従来のリン
ク”、Science、Systems and Services for
Communications、IEEE、Elsevier science
Publisher BV、（Netherlands）、1984、pp.3−
８におけるH.Mertensらによる“衛星による直接
放送のためのEBU Ｃ−MAC／パケツトシステ
ム”に記載されているようなMAC／パケツト方
式を用いるであろう。このシステムは、時間圧縮
でのアナログ形式の輝度および色信号の逐次伝
送、ならびに音声およびデータのためのバケツト
多重化に基づく。種々のMAC／パケツト方式の
中で、D2−MAC／パケツト方式は、デイジタル
信号について地上ケーブル通信と両立できる通過
帯域でデユオバイナリタイプの変調を行ない、一
方、Ｃ−MAC／パケツト方式は、デイジタル信
号について非常に広い通過帯域で２−4PSKコー
デイングを用いる。 D2−MAC／パケツト方式の説明は、フランス
特許出願第8408727号および特開昭61−2459号
（特願昭60−121376号）に見られる。 発明の概要 この発明の目的は、D2−MAC／パケツト方式
のための受信機に、限られた追加を行なうことの
みを必要とし、かつ地上通信網を介しての伝送の
可能性に関する限りではD2−パケツトの利点を
保持しつつ、衛星伝送チヤンネルの全容量を用い
て２つの相互に異なるプログラムに含まれる全時
間D2多重化信号を受信するための伝送方法を提
供することである。 この目的を考慮して、この発明は、より特定的
に、衛星放送チヤンネルを介して、連続的な２進
要素またはビツトの形で、デイジタル信号を全時
間伝送するための方法を提案しており、その方法
は、チヤンネルの半分の帯域幅の２つの多重化信
号が、２つの直交搬送波に関してπ／２に等しい
量のビツトオフセツトを有する４相タイプの変調
によつて２つの直交搬送波により伝送され、かつ
受信時に、多重化信号の一方が、２つから１つの
２進要素を物理的に分離しつつ、周波数復調、位
相差復調または位相コヒーレント復調を受けるこ
とを特徴とする。 送信時に、各多重化信号が、状態変調から状態
間の遷移による変調への変換によつてプレコーデ
イングを受け、そのため受信時に、周波数または
差動復調を用いることができ、かつコヒーレント
復調の場合には位相の曖昧さを避けることができ
る。そのようなプレコーデイングは、各直交搬送
波について独立であつてもよく、または、直交搬
送波間で達成されてもよい。そのことは、周波数
弁別による復調または位相差復調を用いるのが望
ましいときには最もよい解決策であるように思わ
れる。 この発明はまた、２つの多重化信号のうち一方
の信号を再生する受信機を提供する。その受信機
は、D2−MAC／パケツト受信エメレントに加え
て、その受信エレメントに属するデユオバイナリ
復調器の代わりに用いるための特定の切換可能な
アセンブリを有する。そのアセンブリは、各チヤ
ンネルの２進要素の２倍の周波数でクロツクを再
生する回路、および２つから１つの２進要素を選
択するカウンタを有する。そのカウンタは、D2
−MAC／パケツトデコーデイング回路に与えら
れるべき多重化信号の一方を選択することができ
るように初期設定可能である。 この発明は、制限的でない例として与えられる
特定の実施例の次の説明を読むとよりよく理解さ
れよう。添付の図面を参照して説明する。 第１図に示される変調器は、衛星通信チヤンネ
ルのための通信機に組込まれ、かつ、全時間
PSK2−４変調された搬送波を送り出すように意
図されている。その搬送波は、受信側で、物理レ
ベルで、すなわち２つから１つの２進要素を取り
去ることによつて標準のISOプロトコルの第１層
から分離可能な２つのD2−パケツト多重化信号
を運搬するものである。用語D2−パケツトは、
ここでは、D2−MAC／パケツト方式に特有の信
号の分配を考慮しつつ、搬送波を変調するために
用いられるパケツトの形成にのみ当てはまり、そ
の説明は、すでに述べられたフランス特許出願第
8408727号に見られる。 ２つの多重化信号は、同じ方法で組合わされ
る。すなわち、伝送されるべきメツセージを送り
出す源Ｓは、２つの従来のパケツトグループ回路
１０に接続される。パケツトは、それぞれの時間
分割マルチプレクサ１２に送られる。マルチプレ
クサ１２の出力は、共通の変調クロツク１４によ
つて（衛星チヤンネル伝送の場合には10.125MHz
で）制御される。それにより、２進要素に割り当
てられる時間Ｔは、（1/10.125×10）-6秒である。 チヤンネルの一方は、チヤンネルＡと呼ばれ、
偶数の２進要素a2kを送り出し、他方は、チヤン
ネルＢと呼ばれ、奇数の２進要素a2k+1を２進要
素a2kと交互に送り出す。 第１の動作は、受信時に周波数または差動復調
を用いるようにプレコーデイングすることにあ
る。第１図の場合には、このプレコーデイング
は、要素ａの状態変調を位相状態間の遷移による
変調へ変換するように意図されている。されは、
搬送波ＩとＱとの間で達成されるが、周波数弁別
または位相差復調より複雑な装置を必要とするコ
ヒーレント復調が用いられれば、各搬送波につい
て独立のプレコーデイングが可能である。 次に、２進要素a2kおよびa2k+1が、マルチプレ
クサ１２によつて同時に送り出されると仮定しよ
う。チヤンネルＡは、加算器１６Ａを含む。その
加算器１６Ａには、２進要素a2k、および遅延Ｔ
を与えるエレメント１８を介してチヤンネルＢの
加算器１６Ｂの出力が与えられる。 したがつて、加算器１６Ａの出力α2kは、同じ
瞬間の加算器１６Ｂの出力がα2k+1によつて示さ
れる場合、次のようになる。 α2k＝a2kα2k-1 ……(1) 加算器１６Ｂは、２進要素a2k+1および出力α2k
を受け、そのため次ようになる。 α2k+1＝a2k+1α2k ……(2) 加算器１６Ａは、対称ノンリターンツーゼロ／
リターンツーゼロ変換器（対称Ｎ／RZ／RZ変換
器）２０Ａを直接駆動する。対称NRZ／RZ変換
器は公知のタイプのものであつてもよい。加算器
１６Ｂは、インバータ２２および遅延Ｔ／２を与
えるエレメント２４を介して、対称NRZ／RZ変
換器２０Ｂを駆動する。それにより、符号が搬送
波に交互に与えられるように、シフトが与えられ
る。 適切にいえば、変調は従来の方法で達成され
る。すなわち、発振器２６によつて供給される
10.125MHzの搬送波Ｃは、チヤンネルＡの変調器
２８Ａに直接与えられ、かつ、π／２に等しい位
相シフトを起こす移送器３０を介してチヤンネル
Ｂの変調器２８Ｂに与えられる。最後に、搬送波
の２つの変調された成分ＩおよびＱは、加算器３
２で結合される。その加算器３２は従来の伝送回
路（示されず）に接続される。 上記の構成により、これらの回路は、次のテー
ブルに示されるように、２進要素ａの状態から、
移送状態遷移Δφを送り出す。
タル信号を全時間伝送することに関するものであ
り、特に重要な応用は、毎秒20メガビツトのデイ
ジタルフローレートが可能な12GHzの搬送周波数
で、衛星による直接放送のために与えられる特性
を有するチヤンネルを通じての伝送である。 他方、ケーブル地上通信網は、衛星チヤンネル
の27HHzの代わりに、約14MHzの通常帯域のみ提
供する。このことは、次のことを意味する。すな
わち、全時間多重化は、伝送チヤンネルが何であ
つてもケーブル通信網を介しての送信および同じ
装置での受信を許容する特性を有する場合、衛星
伝送容量を十分に使用できない。 ヨーロツパにおける衛星放送は、“従来のリン
ク”、Science、Systems and Services for
Communications、IEEE、Elsevier science
Publisher BV、（Netherlands）、1984、pp.3−
８におけるH.Mertensらによる“衛星による直接
放送のためのEBU Ｃ−MAC／パケツトシステ
ム”に記載されているようなMAC／パケツト方
式を用いるであろう。このシステムは、時間圧縮
でのアナログ形式の輝度および色信号の逐次伝
送、ならびに音声およびデータのためのバケツト
多重化に基づく。種々のMAC／パケツト方式の
中で、D2−MAC／パケツト方式は、デイジタル
信号について地上ケーブル通信と両立できる通過
帯域でデユオバイナリタイプの変調を行ない、一
方、Ｃ−MAC／パケツト方式は、デイジタル信
号について非常に広い通過帯域で２−4PSKコー
デイングを用いる。 D2−MAC／パケツト方式の説明は、フランス
特許出願第8408727号および特開昭61−2459号
（特願昭60−121376号）に見られる。 発明の概要 この発明の目的は、D2−MAC／パケツト方式
のための受信機に、限られた追加を行なうことの
みを必要とし、かつ地上通信網を介しての伝送の
可能性に関する限りではD2−パケツトの利点を
保持しつつ、衛星伝送チヤンネルの全容量を用い
て２つの相互に異なるプログラムに含まれる全時
間D2多重化信号を受信するための伝送方法を提
供することである。 この目的を考慮して、この発明は、より特定的
に、衛星放送チヤンネルを介して、連続的な２進
要素またはビツトの形で、デイジタル信号を全時
間伝送するための方法を提案しており、その方法
は、チヤンネルの半分の帯域幅の２つの多重化信
号が、２つの直交搬送波に関してπ／２に等しい
量のビツトオフセツトを有する４相タイプの変調
によつて２つの直交搬送波により伝送され、かつ
受信時に、多重化信号の一方が、２つから１つの
２進要素を物理的に分離しつつ、周波数復調、位
相差復調または位相コヒーレント復調を受けるこ
とを特徴とする。 送信時に、各多重化信号が、状態変調から状態
間の遷移による変調への変換によつてプレコーデ
イングを受け、そのため受信時に、周波数または
差動復調を用いることができ、かつコヒーレント
復調の場合には位相の曖昧さを避けることができ
る。そのようなプレコーデイングは、各直交搬送
波について独立であつてもよく、または、直交搬
送波間で達成されてもよい。そのことは、周波数
弁別による復調または位相差復調を用いるのが望
ましいときには最もよい解決策であるように思わ
れる。 この発明はまた、２つの多重化信号のうち一方
の信号を再生する受信機を提供する。その受信機
は、D2−MAC／パケツト受信エメレントに加え
て、その受信エレメントに属するデユオバイナリ
復調器の代わりに用いるための特定の切換可能な
アセンブリを有する。そのアセンブリは、各チヤ
ンネルの２進要素の２倍の周波数でクロツクを再
生する回路、および２つから１つの２進要素を選
択するカウンタを有する。そのカウンタは、D2
−MAC／パケツトデコーデイング回路に与えら
れるべき多重化信号の一方を選択することができ
るように初期設定可能である。 この発明は、制限的でない例として与えられる
特定の実施例の次の説明を読むとよりよく理解さ
れよう。添付の図面を参照して説明する。 第１図に示される変調器は、衛星通信チヤンネ
ルのための通信機に組込まれ、かつ、全時間
PSK2−４変調された搬送波を送り出すように意
図されている。その搬送波は、受信側で、物理レ
ベルで、すなわち２つから１つの２進要素を取り
去ることによつて標準のISOプロトコルの第１層
から分離可能な２つのD2−パケツト多重化信号
を運搬するものである。用語D2−パケツトは、
ここでは、D2−MAC／パケツト方式に特有の信
号の分配を考慮しつつ、搬送波を変調するために
用いられるパケツトの形成にのみ当てはまり、そ
の説明は、すでに述べられたフランス特許出願第
8408727号に見られる。 ２つの多重化信号は、同じ方法で組合わされ
る。すなわち、伝送されるべきメツセージを送り
出す源Ｓは、２つの従来のパケツトグループ回路
１０に接続される。パケツトは、それぞれの時間
分割マルチプレクサ１２に送られる。マルチプレ
クサ１２の出力は、共通の変調クロツク１４によ
つて（衛星チヤンネル伝送の場合には10.125MHz
で）制御される。それにより、２進要素に割り当
てられる時間Ｔは、（1/10.125×10）-6秒である。 チヤンネルの一方は、チヤンネルＡと呼ばれ、
偶数の２進要素a2kを送り出し、他方は、チヤン
ネルＢと呼ばれ、奇数の２進要素a2k+1を２進要
素a2kと交互に送り出す。 第１の動作は、受信時に周波数または差動復調
を用いるようにプレコーデイングすることにあ
る。第１図の場合には、このプレコーデイング
は、要素ａの状態変調を位相状態間の遷移による
変調へ変換するように意図されている。されは、
搬送波ＩとＱとの間で達成されるが、周波数弁別
または位相差復調より複雑な装置を必要とするコ
ヒーレント復調が用いられれば、各搬送波につい
て独立のプレコーデイングが可能である。 次に、２進要素a2kおよびa2k+1が、マルチプレ
クサ１２によつて同時に送り出されると仮定しよ
う。チヤンネルＡは、加算器１６Ａを含む。その
加算器１６Ａには、２進要素a2k、および遅延Ｔ
を与えるエレメント１８を介してチヤンネルＢの
加算器１６Ｂの出力が与えられる。 したがつて、加算器１６Ａの出力α2kは、同じ
瞬間の加算器１６Ｂの出力がα2k+1によつて示さ
れる場合、次のようになる。 α2k＝a2kα2k-1 ……(1) 加算器１６Ｂは、２進要素a2k+1および出力α2k
を受け、そのため次ようになる。 α2k+1＝a2k+1α2k ……(2) 加算器１６Ａは、対称ノンリターンツーゼロ／
リターンツーゼロ変換器（対称Ｎ／RZ／RZ変換
器）２０Ａを直接駆動する。対称NRZ／RZ変換
器は公知のタイプのものであつてもよい。加算器
１６Ｂは、インバータ２２および遅延Ｔ／２を与
えるエレメント２４を介して、対称NRZ／RZ変
換器２０Ｂを駆動する。それにより、符号が搬送
波に交互に与えられるように、シフトが与えられ
る。 適切にいえば、変調は従来の方法で達成され
る。すなわち、発振器２６によつて供給される
10.125MHzの搬送波Ｃは、チヤンネルＡの変調器
２８Ａに直接与えられ、かつ、π／２に等しい位
相シフトを起こす移送器３０を介してチヤンネル
Ｂの変調器２８Ｂに与えられる。最後に、搬送波
の２つの変調された成分ＩおよびＱは、加算器３
２で結合される。その加算器３２は従来の伝送回
路（示されず）に接続される。 上記の構成により、これらの回路は、次のテー
ブルに示されるように、２進要素ａの状態から、
移送状態遷移Δφを送り出す。
【表】
【表】
式(1)、(2)よりα2kα2k-1＝a2k、α2k+1α2k＝
a2k+1が得られるから、位相状態遷移Δφは、次式
のようにも表わされる。 ［２（α2kα2k-1）−１］π／２ ＝（２・a2k−１）π／２（偶数飛越）……(3) ［２（α2k+1α2k）−１］π／２ ＝（２・a2k+1−１）π／２（奇数飛越） ……(4) 第２図に示される変形例は、第１図の場合より
少し簡単な方法ではあるが、20.25MHzのクロツ
クを用いて残留側波帯フイルタリングによる
MDP2−４（PSK2−４）変調を達成する。第２
図では、第１図のエレメントに対応するエレメン
トは、同じ参照数字によつて示される。時間マル
チプレクサ１２は、クロツク３４の周波数の半分
の周波数で除算器３５を介して時間ベース信号を
同時に受ける。クロツク周波数は、一方のチヤン
ネルおよび他方のチヤンネルから来る２進要素を
加算器３８の入力へ交互に送るために、スイツチ
３６に直接与えられる。加算器のこの入力は、出
力から再ループされる遅延エレメント４０を用い
てプレコーデイング回路を形成する。加算器３８
からの信号は、整形および対称回路４２にも印加
される。その役割は第１図のNRZ／RZ回路と類
似である。最後に、回路４２の出力信号は、変調
器４４に印加される。変調器４４は、周波数f1の
発振器４６の出力を受ける。変調された搬送波
は、残留側波帯フイルタ４８に与えられる。フイ
ルタ４８の中心周波数f0は、次の関係によつてf1
と関連する。 f1＝f0−２／Ｔ ……(5) フイルタ４８の帯域幅は、周波数f1が大部分除
去されるようでなければならない。 第２図の回路は、参照するフランス特許
2428345号で説明されている変調器と関連する構
成を有する。 個人の受信のための種々の使用可能な受信機を
まず最初に説明する。すべての場合、受信機は、
D2−MAC／パケツト受信機内に設けられたエレ
メント、および特定のアセンブリを含む。このア
センブリは、信号の復調のために意図されてお
り、いくつかの方法のうちどれか１つを用いても
よく、その選択は、所望の性能および許容可能で
あると判断される価格に依存して行なわれる。 第３図は、特定のアセンブリ５０が周波数復調
器５２から信号を受けるように設けらえた受信機
を示す。周波数復調器５２は公知のタイプであつ
てもよい。 特定のアセンブリ５０は、低域フイルタ５４を
含む。この低域フイルタ５４は、２つから１つの
２進要素を増幅比較器５８に与えるために、多重
選択スイツチ５６に結合され、多重化信号の物理
的な分離を保証する。スイツチ５６は、クロツク
再生回路６２および２で割る除算器６０によつ
て、２つの多重化信号の一方に属する符号が現わ
れる周波数で閉じられる。この除算器は、一方ま
たは他方の多重化信号を選択するために、入力６
４によつて初期設定されてもよい。 このようにして、特定のアセンブリ５０の出力
においてデータ信号D1および10.125MHzのクロ
ツク信号H1が与えられる。 一方、従来のD2−MAC／パケツトデユオバイ
ナリ復調器６６は、テレビジヨンプログラムの
D2−MACパケツト信号を受信したときにデータ
信号D2およびクロツク信号H2を送り出す。 第３図の受信機は、特定のアセンブリ５０から
のデータ信号D1およびクロツク信号H1またはデ
ユオバイナリ復調器６６からのデータ信号D2お
よびクロツク信号H2を、D2−MAC／パケツト
受信機の通常の回路に属するアセンブリの入力
D0およびH0に与えるためのスイツチ（図示せ
ず）によつて完成される。この後者のアセンブリ
は、フレームの625ラインの同期化、デスクラン
ブリングおよび識別のための回路６８、パケツト
を同期化しかつパケツトを多重分離する回路７
０、および音声およびデータ信号をデコードしか
つ復元された出力７４を送り出す回路７２を含む
ものと考えられてもよい。回路６８に設けられる
手動スイツチ（図示せず）により、選択順序を除
算器６０に送り出すことができる。 デユオバイナリ復調器６６は、この発明による
多重化信号（全時間D2多重化信号）に含まれる
プログラムの一方を復調するためには用いられ
ず、通常のテレビジヨンプログラムを復調するた
めにのみ用いられる。 上記のように、第３図の受信機は、通常のD2
−MAC／パケツト受信機はすでに設けられたエ
レメント（回路６８，７０，７２等）に、特定の
アセンブリ５０およびスイツチを追加することに
より実現される。 第４図は、今度は差動復調を用いる個人用受信
機の変形例を示す。第４図においては、特定のア
センブリ７６および回路６８，７０，７２のみが
示される。 特定のアセンブリ７２は入力帯域フイルタ７８
を含む。フイルタ７８の通過帯域は、受信機の中
間周波数F1に中心が置かれる。差動復調器は混
合器８０を含む。混合器８０は、フイルタ７８の
出力を、一方では直接にかつ他方では遅延Ｔ／２
を与えるエレメント８２を介して受ける。混合器
８０の出力は、低域フイルタ８４に印加される。
特定のアセンブリ７６の残りの部分は、同じ参照
数字によつて示される第３図におけるエレメント
と同じエレメントを含む。 第４図の装置は、毎秒20.25Mビツトの差動復
調器を追加することによつて、第３図の装置から
本質的に区別されることがわかる。 第５図に示される変形例は、コヒーレント復調
を用いる。第５図においては、すでに説明したエ
レメントに対応するエレメントに再び同じ参照数
字が付けられている。この解決策は、一方では最
も優れた性能を提供するが、他方では最も複雑な
特定のアセンブリ８６となる。 第５図に示されるアセンブリは、従来の段（図
示せず）によつて送り出される第１中間周波数を
伝送する入力混合器８８、および第２中間周波数
に変換する制御局部発振器９０を含む。後者は、
第２中間周波数に中心が置かれる帯域フイルタ９
２によつて分離される。フイルタ９２の出力は、
捕捉援助回路９６を介して発振器９０を制御する
搬送波再生回路９４と、搬送波再生回路９４によ
つて再生される搬送波を受ける混合器９８とに印
加される。 混合器９８の出力信号は、有効な信号を再生す
る低域フイルタ１００に印加される。クロツク再
生および受信されるべき多重化信号の選択は、第
３図および第４図の場合と同様に供給される。し
かしながら、復調器は、コヒーレントタイプのも
のであり、加算器１０２を含む。加算器１０２
は、一方の入力でフイルタ１００から直接来る出
力信号を受け、他方の入力でエレメント１０４
（たとえば遅延線）によつてＴ／２だけ遅延され
た出力信号を受ける。回路の残りの部分は、第３
図および第４図と同じ方法で形成される。 どの受信機の実施例が採用されようと、クロツ
ク再生回路のみが20.25MHzで動作することがわ
かる。他の機能のすべては、毎秒10.125Mビツト
で起こる。２つのD2−パケツト多重化信号の単
純なビツト間のインタレースによつて、単に、
10.125MHz発振器の代わりに20.25MHzで制御さ
れる発振器を用いることにより、Ｃ−パケツトシ
ステムと同じ容量を得つつ、D2−パケツトの利
点が保持されることがわかる。すべての場合にお
いても、D2−MAC／パケツト受信機に追加され
るべき特定のアセンブリは、それほど複雑ではな
いカードと、通常のD2−MAC／パケツトの受信
から、衛星チヤンネルを介して全時間放送される
多重化信号の１つの受信に変えるためのスイツチ
とに限られる。 個人用受信機について説明してきた３つのタイ
プの復調器は、共同受信機の場合に置き換えられ
てもよい。簡略化のために、コヒーレント復調の
共同受信機の場合のみを説明する。第５図にすで
に示した部分に対応する部分は同じ参照数字によ
つて示される。 共同受信機は、伝送チヤンネル内の２つの多重
化信号を２つの異なる出力に送り出すことが可能
でなければならない。第６図に示される受信機の
上流部分１０６は、第５図と同じ方法で形成され
てもよい。しかしながら、復調器は、２つのサン
プラ５６および１０８を含む。それらは、除算器
６０の出力およびこの出力の補数によつて制御さ
れる。その出力の補数は、インバータ１１０によ
つて送り出される。 第１のサンプラ５６の出力は、加算器１１２の
入力の一方を直接駆動する。加算器１１２の他方
の入力は、Ｔ／２に等しい遅延を与える遅延エレ
メント１１４を介して、他方のサンプラ１０８の
出力に接続される。他の加算器１１６は、第１の
加算器１１２に関して対称的に接続され、サンプ
ラ１０８の出力と、第２の遅延エレメント１１８
によつてＴ／２だけ遅延されるサンプラ５６の出
力とを受ける。加算器１１２および１１６は、
各々、常にデユオバイナリコーダ１２０および変
調増幅器１２２を含む個人受信機のための電源チ
エーンを駆動する。各チエーンは、7MHzのD2−
パケツトチヤンネルを形成する。 デユオバイナリコーダ１２０は、従来のD2−
MAC／パケツトテレビジヨンセツトにより使用
するために、それぞれ、すでに加算器１１２，１
１６および遅延エレメント１１４，１１８におい
て復調された多重分離された信号の一方をデユオ
バイナリ形式でエンコードするものである。 第３図〜第５図に示される復調器は、わずかに
異なる性質を有する。そのため、所望の結果およ
び許容可能な価格に依存して、いずれかを選択す
る。第７図は、27MHzの帯域について、信号対ノ
イズ比Ｃ／Ｎの関数として誤り率の形式で、これ
らの性能の変化を示す。 曲線，およびは、それぞれリミツター周
波数弁別器を有する周波数復調器、差動復調器お
よびコヒーレント復調器の場合に対応する。
a2k+1が得られるから、位相状態遷移Δφは、次式
のようにも表わされる。 ［２（α2kα2k-1）−１］π／２ ＝（２・a2k−１）π／２（偶数飛越）……(3) ［２（α2k+1α2k）−１］π／２ ＝（２・a2k+1−１）π／２（奇数飛越） ……(4) 第２図に示される変形例は、第１図の場合より
少し簡単な方法ではあるが、20.25MHzのクロツ
クを用いて残留側波帯フイルタリングによる
MDP2−４（PSK2−４）変調を達成する。第２
図では、第１図のエレメントに対応するエレメン
トは、同じ参照数字によつて示される。時間マル
チプレクサ１２は、クロツク３４の周波数の半分
の周波数で除算器３５を介して時間ベース信号を
同時に受ける。クロツク周波数は、一方のチヤン
ネルおよび他方のチヤンネルから来る２進要素を
加算器３８の入力へ交互に送るために、スイツチ
３６に直接与えられる。加算器のこの入力は、出
力から再ループされる遅延エレメント４０を用い
てプレコーデイング回路を形成する。加算器３８
からの信号は、整形および対称回路４２にも印加
される。その役割は第１図のNRZ／RZ回路と類
似である。最後に、回路４２の出力信号は、変調
器４４に印加される。変調器４４は、周波数f1の
発振器４６の出力を受ける。変調された搬送波
は、残留側波帯フイルタ４８に与えられる。フイ
ルタ４８の中心周波数f0は、次の関係によつてf1
と関連する。 f1＝f0−２／Ｔ ……(5) フイルタ４８の帯域幅は、周波数f1が大部分除
去されるようでなければならない。 第２図の回路は、参照するフランス特許
2428345号で説明されている変調器と関連する構
成を有する。 個人の受信のための種々の使用可能な受信機を
まず最初に説明する。すべての場合、受信機は、
D2−MAC／パケツト受信機内に設けられたエレ
メント、および特定のアセンブリを含む。このア
センブリは、信号の復調のために意図されてお
り、いくつかの方法のうちどれか１つを用いても
よく、その選択は、所望の性能および許容可能で
あると判断される価格に依存して行なわれる。 第３図は、特定のアセンブリ５０が周波数復調
器５２から信号を受けるように設けらえた受信機
を示す。周波数復調器５２は公知のタイプであつ
てもよい。 特定のアセンブリ５０は、低域フイルタ５４を
含む。この低域フイルタ５４は、２つから１つの
２進要素を増幅比較器５８に与えるために、多重
選択スイツチ５６に結合され、多重化信号の物理
的な分離を保証する。スイツチ５６は、クロツク
再生回路６２および２で割る除算器６０によつ
て、２つの多重化信号の一方に属する符号が現わ
れる周波数で閉じられる。この除算器は、一方ま
たは他方の多重化信号を選択するために、入力６
４によつて初期設定されてもよい。 このようにして、特定のアセンブリ５０の出力
においてデータ信号D1および10.125MHzのクロ
ツク信号H1が与えられる。 一方、従来のD2−MAC／パケツトデユオバイ
ナリ復調器６６は、テレビジヨンプログラムの
D2−MACパケツト信号を受信したときにデータ
信号D2およびクロツク信号H2を送り出す。 第３図の受信機は、特定のアセンブリ５０から
のデータ信号D1およびクロツク信号H1またはデ
ユオバイナリ復調器６６からのデータ信号D2お
よびクロツク信号H2を、D2−MAC／パケツト
受信機の通常の回路に属するアセンブリの入力
D0およびH0に与えるためのスイツチ（図示せ
ず）によつて完成される。この後者のアセンブリ
は、フレームの625ラインの同期化、デスクラン
ブリングおよび識別のための回路６８、パケツト
を同期化しかつパケツトを多重分離する回路７
０、および音声およびデータ信号をデコードしか
つ復元された出力７４を送り出す回路７２を含む
ものと考えられてもよい。回路６８に設けられる
手動スイツチ（図示せず）により、選択順序を除
算器６０に送り出すことができる。 デユオバイナリ復調器６６は、この発明による
多重化信号（全時間D2多重化信号）に含まれる
プログラムの一方を復調するためには用いられ
ず、通常のテレビジヨンプログラムを復調するた
めにのみ用いられる。 上記のように、第３図の受信機は、通常のD2
−MAC／パケツト受信機はすでに設けられたエ
レメント（回路６８，７０，７２等）に、特定の
アセンブリ５０およびスイツチを追加することに
より実現される。 第４図は、今度は差動復調を用いる個人用受信
機の変形例を示す。第４図においては、特定のア
センブリ７６および回路６８，７０，７２のみが
示される。 特定のアセンブリ７２は入力帯域フイルタ７８
を含む。フイルタ７８の通過帯域は、受信機の中
間周波数F1に中心が置かれる。差動復調器は混
合器８０を含む。混合器８０は、フイルタ７８の
出力を、一方では直接にかつ他方では遅延Ｔ／２
を与えるエレメント８２を介して受ける。混合器
８０の出力は、低域フイルタ８４に印加される。
特定のアセンブリ７６の残りの部分は、同じ参照
数字によつて示される第３図におけるエレメント
と同じエレメントを含む。 第４図の装置は、毎秒20.25Mビツトの差動復
調器を追加することによつて、第３図の装置から
本質的に区別されることがわかる。 第５図に示される変形例は、コヒーレント復調
を用いる。第５図においては、すでに説明したエ
レメントに対応するエレメントに再び同じ参照数
字が付けられている。この解決策は、一方では最
も優れた性能を提供するが、他方では最も複雑な
特定のアセンブリ８６となる。 第５図に示されるアセンブリは、従来の段（図
示せず）によつて送り出される第１中間周波数を
伝送する入力混合器８８、および第２中間周波数
に変換する制御局部発振器９０を含む。後者は、
第２中間周波数に中心が置かれる帯域フイルタ９
２によつて分離される。フイルタ９２の出力は、
捕捉援助回路９６を介して発振器９０を制御する
搬送波再生回路９４と、搬送波再生回路９４によ
つて再生される搬送波を受ける混合器９８とに印
加される。 混合器９８の出力信号は、有効な信号を再生す
る低域フイルタ１００に印加される。クロツク再
生および受信されるべき多重化信号の選択は、第
３図および第４図の場合と同様に供給される。し
かしながら、復調器は、コヒーレントタイプのも
のであり、加算器１０２を含む。加算器１０２
は、一方の入力でフイルタ１００から直接来る出
力信号を受け、他方の入力でエレメント１０４
（たとえば遅延線）によつてＴ／２だけ遅延され
た出力信号を受ける。回路の残りの部分は、第３
図および第４図と同じ方法で形成される。 どの受信機の実施例が採用されようと、クロツ
ク再生回路のみが20.25MHzで動作することがわ
かる。他の機能のすべては、毎秒10.125Mビツト
で起こる。２つのD2−パケツト多重化信号の単
純なビツト間のインタレースによつて、単に、
10.125MHz発振器の代わりに20.25MHzで制御さ
れる発振器を用いることにより、Ｃ−パケツトシ
ステムと同じ容量を得つつ、D2−パケツトの利
点が保持されることがわかる。すべての場合にお
いても、D2−MAC／パケツト受信機に追加され
るべき特定のアセンブリは、それほど複雑ではな
いカードと、通常のD2−MAC／パケツトの受信
から、衛星チヤンネルを介して全時間放送される
多重化信号の１つの受信に変えるためのスイツチ
とに限られる。 個人用受信機について説明してきた３つのタイ
プの復調器は、共同受信機の場合に置き換えられ
てもよい。簡略化のために、コヒーレント復調の
共同受信機の場合のみを説明する。第５図にすで
に示した部分に対応する部分は同じ参照数字によ
つて示される。 共同受信機は、伝送チヤンネル内の２つの多重
化信号を２つの異なる出力に送り出すことが可能
でなければならない。第６図に示される受信機の
上流部分１０６は、第５図と同じ方法で形成され
てもよい。しかしながら、復調器は、２つのサン
プラ５６および１０８を含む。それらは、除算器
６０の出力およびこの出力の補数によつて制御さ
れる。その出力の補数は、インバータ１１０によ
つて送り出される。 第１のサンプラ５６の出力は、加算器１１２の
入力の一方を直接駆動する。加算器１１２の他方
の入力は、Ｔ／２に等しい遅延を与える遅延エレ
メント１１４を介して、他方のサンプラ１０８の
出力に接続される。他の加算器１１６は、第１の
加算器１１２に関して対称的に接続され、サンプ
ラ１０８の出力と、第２の遅延エレメント１１８
によつてＴ／２だけ遅延されるサンプラ５６の出
力とを受ける。加算器１１２および１１６は、
各々、常にデユオバイナリコーダ１２０および変
調増幅器１２２を含む個人受信機のための電源チ
エーンを駆動する。各チエーンは、7MHzのD2−
パケツトチヤンネルを形成する。 デユオバイナリコーダ１２０は、従来のD2−
MAC／パケツトテレビジヨンセツトにより使用
するために、それぞれ、すでに加算器１１２，１
１６および遅延エレメント１１４，１１８におい
て復調された多重分離された信号の一方をデユオ
バイナリ形式でエンコードするものである。 第３図〜第５図に示される復調器は、わずかに
異なる性質を有する。そのため、所望の結果およ
び許容可能な価格に依存して、いずれかを選択す
る。第７図は、27MHzの帯域について、信号対ノ
イズ比Ｃ／Ｎの関数として誤り率の形式で、これ
らの性能の変化を示す。 曲線，およびは、それぞれリミツター周
波数弁別器を有する周波数復調器、差動復調器お
よびコヒーレント復調器の場合に対応する。
第１図は、搬送波の２つの直交成分ＩおよびＱ
を介して２つのD2−パケツト多重化信号を運搬
するPSK2−４変調された搬送波を送り出す伝送
変調器のブロツク図である。第２図は、残留側波
帯で作用し、かつ略号VSBによつて示される、
第１図の変調器の変形例を示すブロツク図であ
る。第３図は、全時間伝送された多重化信号の一
方を受けるために、従来のD2−MAC／パケツト
受信機に追加されるべき周波数復調装置を示す一
般的なブロツク図であり、この装置は周波数復調
を用いる。第４図および第５図は、第３図と類似
であり、個人の受信のために意図されており、か
つそれぞれ差動復調およびコヒーレント復調を用
いる。第６図は、第３図ないし第５図に類似であ
り、共同受信のために、コヒーレント復調を用い
る。第７図は、上で考察した３つのタイプの復調
についての性能を比較するための図である。 図において、１０はパケツトグループ回路、１
２はマルチプレクサ、１４は変調クロツク、１６
Ａ，１６Ｂ，３２，３８，１０２，１１２，１１
６は加算器、２２はインバータ、２０Ａ，２０Ｂ
は対称NRZ／RZ変換器、２６は発振器、２８
Ａ，２８Ｂは変調器、３０は移相器、３４はクロ
ツク、４４は変調器、４６は発振器、４８は残留
側波帯フイルタ、５２は周波数復調器、５４，８
４，１００は低域フイルタ、３６，５６はスイツ
チ、５８は増幅器比較器、３５，６０は除算器、
６２はクロツク再生回路、６６はデユオバイナリ
復調器、８０，８８，９８は混合器、７８，９２
は入力帯域フイルタ、９４は搬送波再生回路、９
６は捕捉援助回路、５６，１０８はサンプラ、１
２０はデユオバイナリコーダ、１２２は変調増幅
器である。
を介して２つのD2−パケツト多重化信号を運搬
するPSK2−４変調された搬送波を送り出す伝送
変調器のブロツク図である。第２図は、残留側波
帯で作用し、かつ略号VSBによつて示される、
第１図の変調器の変形例を示すブロツク図であ
る。第３図は、全時間伝送された多重化信号の一
方を受けるために、従来のD2−MAC／パケツト
受信機に追加されるべき周波数復調装置を示す一
般的なブロツク図であり、この装置は周波数復調
を用いる。第４図および第５図は、第３図と類似
であり、個人の受信のために意図されており、か
つそれぞれ差動復調およびコヒーレント復調を用
いる。第６図は、第３図ないし第５図に類似であ
り、共同受信のために、コヒーレント復調を用い
る。第７図は、上で考察した３つのタイプの復調
についての性能を比較するための図である。 図において、１０はパケツトグループ回路、１
２はマルチプレクサ、１４は変調クロツク、１６
Ａ，１６Ｂ，３２，３８，１０２，１１２，１１
６は加算器、２２はインバータ、２０Ａ，２０Ｂ
は対称NRZ／RZ変換器、２６は発振器、２８
Ａ，２８Ｂは変調器、３０は移相器、３４はクロ
ツク、４４は変調器、４６は発振器、４８は残留
側波帯フイルタ、５２は周波数復調器、５４，８
４，１００は低域フイルタ、３６，５６はスイツ
チ、５８は増幅器比較器、３５，６０は除算器、
６２はクロツク再生回路、６６はデユオバイナリ
復調器、８０，８８，９８は混合器、７８，９２
は入力帯域フイルタ、９４は搬送波再生回路、９
６は捕捉援助回路、５６，１０８はサンプラ、１
２０はデユオバイナリコーダ、１２２は変調増幅
器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ アナログ形式の画像信号およびデイジタル形
式の音声−データ信号の時分割多重の形式で１つ
のテレビジヨンプログラムの伝送のために十分な
予め定められた周波数帯域幅を有する放送チヤン
ネルを介して伝送を行なうための衛星放送システ
ムに用いるために、前記チヤンネルを介して前記
テレビジヨンプログラムの代わりにデイジタル信
号の全時間放送を行なう方法であつて、 (a) 各々がビツトストリームからなりかつ各々が
前記予め定められた周波数帯域幅の実質的に半
分の帯域幅を必要とする２つの相互に独立な多
重化デイジタル信号を形成するステツプを含
み、 前記多重化信号はともに同じビツトレートを
有し、 (b) ビツト間の時間インタレースを用いて前記２
つの多重化信号で同じ伝送搬送波を変調するス
テツプ； (c) 位相復調、位相差動復調または位相コヒーレ
ント復調により前記多重化信号を復調するステ
ツプ；および (d) 前記インタレースされたビツトからそれに対
応するそれぞれのビツトを物理的に分離するこ
とにより前記多重化信号の一方のみを再生する
ステツプをさらに含む、デイジタル信号の全時
間放送方法。 ２ 前記ステツプ(b)の前に、状態変調から位相状
態間の遷移による変調に変換することにより前記
デイジタル信号をプレコーデイングするステツプ
をさらに含む、特許請求の範囲第１項記載の方
法。 ３ 前記変調するステツプは、PSK2/4変調を用
いることを含む、特許請求の範囲第２項記載の方
法。 ４ 前記変調するステツプに続いて残留側波帯フ
イルタリングを行なうことを含む、特許請求の範
囲第３項記載の方法。 ５ 前記プレコーデイングは前記直交搬送波間で
達成され、復調は周波数弁別または位相差復調に
よつて達成される、特許請求の範囲第２項記載の
方法。 ６ D2−MAC／パケツト標準に従う放送のため
に十分な予め定められた帯域幅の放送チヤンネル
を介してテレビジヨンプログラムを送信する送信
機を備え、 前記送信機は、各々がビツトストリームからな
りかつ各々が前記放送チヤンネルの前記予め定め
られた帯域幅の実質的に半分の帯域幅を必要とす
るデイジタル形式の全時間の２つの相互に独立な
多重化信号を発生する手段と、前記２つの多重化
信号で搬送波を変調かつその変調された搬送波を
放送する手段とをさらに含み、 前記送信機からのD2−MAC／パケツトテレビ
ジヨンプログラムまたは前記多重化信号の一方を
制御可能に受信する受信機をさらに備え、 前記受信機は、デユオバイナリデコーダを含み
かつD2−MAC／パケツトテレビジヨンプログラ
ムを受信する回路と、パケツトの多重分離および
音声およびデータのデコーデイングのための手段
とを含み、 前記送信機からのビツトストリームから各多重
化信号のビツトの２倍の周波数のクロツク信号を
再生する回路と、前記ストリームの１つの選択的
な再生のために２つから１つのビツトを抽出する
ために２で割る除算器を含む手段と、前記多重化
信号の特定の一方の選択のために前記除算器をリ
セツトしかつそれの前記選択された多重化信号を
出力に送り出す手段とを有する特定のユニツトを
さらに備え、 前記D2−MAC／パケツトテレビジヨンプログ
ラムを受信する回路の前記デユオバイナリデコー
ダの代わりに前記特定のユニツトを選択的に用い
るためにオペレータが操作可能なスイツチ手段を
さらに備える、放送システム。 ７ 前記ユニツトは周波数復調器を有する、特許
請求の範囲第６項記載のシステム。 ８ 前記ユニツトは差動復調器を有する、特許請
求の範囲第６項記載のシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8511610A FR2585908B1 (fr) | 1985-07-30 | 1985-07-30 | Procede et recepteur de transmission par paquets de signaux numeriques sur voie de grande capacite, notamment sur voie de diffusion par satellite |
| FR8511610 | 1985-07-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6290041A JPS6290041A (ja) | 1987-04-24 |
| JPH0476546B2 true JPH0476546B2 (ja) | 1992-12-03 |
Family
ID=9321762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61179772A Granted JPS6290041A (ja) | 1985-07-30 | 1986-07-29 | ディジタル信号の全時間放送方法および放送システム |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4821261A (ja) |
| EP (1) | EP0211758B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6290041A (ja) |
| CN (1) | CN1011462B (ja) |
| DE (1) | DE3667123D1 (ja) |
| FR (1) | FR2585908B1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3718679C1 (de) * | 1987-06-04 | 1988-04-28 | Rundfunkschutzrechte Ev | Verfahren zum UEbertragen von digitalen Ton/Datensignalen |
| FI77763C (fi) * | 1987-06-10 | 1989-04-10 | Nokia Oy Ab | Foerfarande, saendare och mottagare foer oeverfoerande av digitalisk tillaeggsinformation. |
| NL8702916A (nl) * | 1987-12-03 | 1989-07-03 | Philips Nv | Tv-omroepstelsel voor de overdracht van een tijdmultiplex televisiesignaal. |
| DE3816046C1 (ja) * | 1988-05-11 | 1989-09-28 | Interessengemeinschaft Fuer Rundfunkschutzrechte Gmbh Schutzrechtsverwertung & Co Kg, 4000 Duesseldorf, De | |
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| US5271041A (en) * | 1992-03-16 | 1993-12-14 | Scientific-Atlanta, Inc. | Method and apparatus for QPR carrier recovery |
| FR2752348B1 (fr) * | 1996-08-07 | 1998-09-18 | Telecommunications Sa | Demodulateur a circuit numerique de recuperation de porteuse et de rythme |
| US6895520B1 (en) | 2001-03-02 | 2005-05-17 | Advanced Micro Devices, Inc. | Performance and power optimization via block oriented performance measurement and control |
| US20060233233A1 (en) * | 2005-03-11 | 2006-10-19 | Welborn Matthew L | Method and device for receiving or transmitting a signal with encoded data |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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