JPH047942A - 自動周波数制御方式 - Google Patents
自動周波数制御方式Info
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- JPH047942A JPH047942A JP2109928A JP10992890A JPH047942A JP H047942 A JPH047942 A JP H047942A JP 2109928 A JP2109928 A JP 2109928A JP 10992890 A JP10992890 A JP 10992890A JP H047942 A JPH047942 A JP H047942A
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、位相偏移変調を用いたディジタル通信システ
ムにおいて、伝送路上で生じる搬送波周波数の不確定な
変動を受信器側で補償する自動周波数制御方式に関する
。
ムにおいて、伝送路上で生じる搬送波周波数の不確定な
変動を受信器側で補償する自動周波数制御方式に関する
。
（従来の技術）
数ＧＨｚの高い搬送波周波数を用いるディジタル通信シ
ステムでは、伝送路上における周波数変換や無線局の移
動に伴うドツプラー効果等が原因となって搬送波周波数
に大きな変動が生じる。特に、低変調速度の通信システ
ムでは、最大周波数オフセットが変調周波数と同程度に
なる場合もある。一般に、この搬送波周波数の変動は、
受信器側での自動周波数制御によって補償される。
ステムでは、伝送路上における周波数変換や無線局の移
動に伴うドツプラー効果等が原因となって搬送波周波数
に大きな変動が生じる。特に、低変調速度の通信システ
ムでは、最大周波数オフセットが変調周波数と同程度に
なる場合もある。一般に、この搬送波周波数の変動は、
受信器側での自動周波数制御によって補償される。
従来の自動周波数制御方式としては、第２図に示すよう
なりロスプロダクト型周波数弁別器を用いた自動周波数
制街方式がある。第２図中で、結線は実信号、太線は直
交信号を示す。複素乗算器１４は、ＰＳＫ（位相偏移変
調）信号を準同期復調した直交信号を入力し、ＶＣＯ＜
電圧制御発振器）２３から供給される補償信号により入
力する直交信号の周波数変動の補償を行う。サンプラ１
５は、複素乗算器１４から出力される信号を受け、該信
号を外部から供給される変調クロックでサンプルし、変
調周期Ｔ毎に１／２変調周期の時刻Ｔ／２におけるサン
プルＳ（Ｔ／２）、すなわち信号点のサンプルを出力す
る。このサンプルＳ（Ｔ／２＞は、周波数変動が補償さ
れた受信信号として外部に出力される。変調除去手段１
６は、サンプラ１５から出力されるサンプルＳ（Ｔ／２
＞を受け、逓倍操作により入力信号であるサンプルＳ（
Ｔ／２）の変調を除去する。遅延手段１７は、変調除去
手段１６から出力される信号の実部を受け、該実部に変
調周期Ｔの時間だけ遅延を与えて出力する。遅延手段１
８は、変調除去手段１６から出力される信号の虚部を受
け、該虚部に変調周期Ｔの時間だけ遅延を与えて出力す
る。乗算器１９は、遅延手段１７の出力と変調除去手段
１６から出力される信号の虚部とを乗算する。乗算器２
０は、遅延手段１８の出力と変調除去手段１６から出力
される信号の実部とを乗算する。減算器２１は、乗算器
１９の出力から乗算器２０の出力を減算する。この減算
器２１の出力が前記周波数変動を示す信号である。ルー
プフィルタ２２は、この周波数変動信号を平均する。Ｖ
Ｃ０２３は、ループフィルタ２２から出力される信号に
より出力信号の周波数が制御され、該出力信号を前記周
波数変動を補償する補償信号として複素乗算器１４に出
力する。ここで、受信搬送波の周波数変動をΔｆ、ＰＳ
Ｋ信号の変調相数をＭ（Ｍは正の整数）とおくと、変調
除去手段１６で変調を除去された信号ｒ（ｔ）は、 ｒ （ｔ）＝ｅｘｐ （ｊ ２πＭΔｆｔ）と表される
。したがって、減算器２１の出力ｄ（ｎＴ）は、 ｄ （ｎＴ）＝ｓ ｉ ｎ （２ｒＭΔｆＴ＞（ｎ＝ｏ
、 １．２． ・・・） となる。上式より、引き込み可能な周波数変動の範囲１
Δｆ１は、 Δｆｌ＜ｆｓ／２Ｍ となる。ここで、ｆｓは変調周波数で１／Ｔで表される
。
なりロスプロダクト型周波数弁別器を用いた自動周波数
制街方式がある。第２図中で、結線は実信号、太線は直
交信号を示す。複素乗算器１４は、ＰＳＫ（位相偏移変
調）信号を準同期復調した直交信号を入力し、ＶＣＯ＜
電圧制御発振器）２３から供給される補償信号により入
力する直交信号の周波数変動の補償を行う。サンプラ１
５は、複素乗算器１４から出力される信号を受け、該信
号を外部から供給される変調クロックでサンプルし、変
調周期Ｔ毎に１／２変調周期の時刻Ｔ／２におけるサン
プルＳ（Ｔ／２）、すなわち信号点のサンプルを出力す
る。このサンプルＳ（Ｔ／２＞は、周波数変動が補償さ
れた受信信号として外部に出力される。変調除去手段１
６は、サンプラ１５から出力されるサンプルＳ（Ｔ／２
＞を受け、逓倍操作により入力信号であるサンプルＳ（
Ｔ／２）の変調を除去する。遅延手段１７は、変調除去
手段１６から出力される信号の実部を受け、該実部に変
調周期Ｔの時間だけ遅延を与えて出力する。遅延手段１
８は、変調除去手段１６から出力される信号の虚部を受
け、該虚部に変調周期Ｔの時間だけ遅延を与えて出力す
る。乗算器１９は、遅延手段１７の出力と変調除去手段
１６から出力される信号の虚部とを乗算する。乗算器２
０は、遅延手段１８の出力と変調除去手段１６から出力
される信号の実部とを乗算する。減算器２１は、乗算器
１９の出力から乗算器２０の出力を減算する。この減算
器２１の出力が前記周波数変動を示す信号である。ルー
プフィルタ２２は、この周波数変動信号を平均する。Ｖ
Ｃ０２３は、ループフィルタ２２から出力される信号に
より出力信号の周波数が制御され、該出力信号を前記周
波数変動を補償する補償信号として複素乗算器１４に出
力する。ここで、受信搬送波の周波数変動をΔｆ、ＰＳ
Ｋ信号の変調相数をＭ（Ｍは正の整数）とおくと、変調
除去手段１６で変調を除去された信号ｒ（ｔ）は、 ｒ （ｔ）＝ｅｘｐ （ｊ ２πＭΔｆｔ）と表される
。したがって、減算器２１の出力ｄ（ｎＴ）は、 ｄ （ｎＴ）＝ｓ ｉ ｎ （２ｒＭΔｆＴ＞（ｎ＝ｏ
、 １．２． ・・・） となる。上式より、引き込み可能な周波数変動の範囲１
Δｆ１は、 Δｆｌ＜ｆｓ／２Ｍ となる。ここで、ｆｓは変調周波数で１／Ｔで表される
。
〈発明か解決しようとする課題）
以上に説明したように従来の自動周波数制御方式では、
周波数誤差を検出するために、受信信号の変調を逓倍操
作により除去する必要がある。その結果、変調相数が増
加するにしたがい周波数引き込み範囲が狭くなる。また
、低ＳＮ時には非線形損失が問題となってくる。
周波数誤差を検出するために、受信信号の変調を逓倍操
作により除去する必要がある。その結果、変調相数が増
加するにしたがい周波数引き込み範囲が狭くなる。また
、低ＳＮ時には非線形損失が問題となってくる。
そこで本発明は、変調周期内の興なる時刻において、各
々別途等化した２点の収束信号を用いて周波数誤差を検
出し、その出力でＶＣＯを制御して搬送波周波数変動を
補償することで、同期終了時のパターンジッタをなくし
、同時に広い周波数引き込み範囲を実現する自動周波数
制御方式を提供することを目的とする。
々別途等化した２点の収束信号を用いて周波数誤差を検
出し、その出力でＶＣＯを制御して搬送波周波数変動を
補償することで、同期終了時のパターンジッタをなくし
、同時に広い周波数引き込み範囲を実現する自動周波数
制御方式を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明の自動周波数制御方式は、
搬送波周波数が不確定に変動する位相偏移変調信号を直
交周波数変換した信号または前記位相偏移変調信号を準
同期復調した直交信号を入力信号として入力し、外部か
ら供給される補償信号により前記入力信号の周波数変動
の補償を行う周波数変動補償手段と、 該周波数変動補償手段から出力される信号を受け、該信
号を外部から供給される変調クロ・ツクに同期したクロ
ックでサンプルし、変調周期毎に変調周期内の第１の時
刻と第２の時刻と１．／２変変調期の時刻におけるサン
プルをそれぞれ第１のサンプル、第２のサンプルおよび
周波数変動を補償した受信信号として出力するサンプラ
と、該サンプラから出力される第１のサンプルの実部を
受け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を
行う第１のフィルタと、 該第１のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから出
力される第１のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
符号間干渉をなくすように等化を行う第２のフィルタと
、 前記サンプラから出力される第２のサンプルの実部を受
け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行
う第３のフィルタと、 該第３のフィルタと同特性を有し、前記サングラから出
力される第２のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
符号間干渉をなくすように等化を行う第４のフィルタと
、 前記第１のフィルタから出力される信号を受け、該信号
に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
を与える第１の遅延手段と。
交周波数変換した信号または前記位相偏移変調信号を準
同期復調した直交信号を入力信号として入力し、外部か
ら供給される補償信号により前記入力信号の周波数変動
の補償を行う周波数変動補償手段と、 該周波数変動補償手段から出力される信号を受け、該信
号を外部から供給される変調クロ・ツクに同期したクロ
ックでサンプルし、変調周期毎に変調周期内の第１の時
刻と第２の時刻と１．／２変変調期の時刻におけるサン
プルをそれぞれ第１のサンプル、第２のサンプルおよび
周波数変動を補償した受信信号として出力するサンプラ
と、該サンプラから出力される第１のサンプルの実部を
受け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を
行う第１のフィルタと、 該第１のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから出
力される第１のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
符号間干渉をなくすように等化を行う第２のフィルタと
、 前記サンプラから出力される第２のサンプルの実部を受
け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行
う第３のフィルタと、 該第３のフィルタと同特性を有し、前記サングラから出
力される第２のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
符号間干渉をなくすように等化を行う第４のフィルタと
、 前記第１のフィルタから出力される信号を受け、該信号
に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
を与える第１の遅延手段と。
前記第２のフィルタから出力される信号を受け、該信号
に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
を与える第２の遅延手段と、前記第１の遅延手段から出
力される信号と前記第４のフィルタから出力される信号
とを乗算する第１の乗算器と、 前記第２の遅延手段から出力される信号と前記第３のフ
ィルタから出力される信号とを乗算する第２の乗算器と
、 前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の出力との
差を生成し、該差を前記周波数変動の信号として出力す
る減算器と、 該減算器から出力される前記周波数変動信号を受け、該
周波数変動信号を平均するループフィルタと、 該ループフィルタから出力される信号により出力信号の
周波数が制御され、該出力信号を前記周波数変動を補償
する前記補償信号として前記周波数変動補償手段に出力
する電圧制御発振器とを備える。
に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
を与える第２の遅延手段と、前記第１の遅延手段から出
力される信号と前記第４のフィルタから出力される信号
とを乗算する第１の乗算器と、 前記第２の遅延手段から出力される信号と前記第３のフ
ィルタから出力される信号とを乗算する第２の乗算器と
、 前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の出力との
差を生成し、該差を前記周波数変動の信号として出力す
る減算器と、 該減算器から出力される前記周波数変動信号を受け、該
周波数変動信号を平均するループフィルタと、 該ループフィルタから出力される信号により出力信号の
周波数が制御され、該出力信号を前記周波数変動を補償
する前記補償信号として前記周波数変動補償手段に出力
する電圧制御発振器とを備える。
（実施例）
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の自動周波数制御方式の一実施例の構成
を示すブロック図である。本実施例においては、サンプ
ラ２に供給するタロツクとして変調クロックの４倍のク
ロックを用いると回路構成が容易になり、最も実用的で
あるから、サンプラ２に供給するクロックは変調クロッ
クの４倍のクロックとする。搬送波周波数が不確定に変
動するＰＳＫ（位相偏移変調）信号の周波数変動を補償
するために、複素乗算器１は、ＰＳＫ信号を準同期復調
した直交信号を入力として、ＶＣＯ（電圧制御発振器）
１３から供給される補償信号でその周波数変動の補償を
行う、サンプラ２は、複素乗算器１から出力される信号
を受け、該信号を変調クロックの４倍のクロックでサン
プルし、変調周期Ｔ毎に１／４変調周期の時刻Ｔ／４と
、３／４変調周期の時８３ Ｔ ／ ４と、１．／２変
調周期の時刻Ｔ／２におけるサンプルＳ（Ｔ／４）１０
１、Ｓ （３Ｔ／４）１０２、Ｓ （Ｔ／２）１０３を
出力する。サンプルＳ（Ｔ／２＞１０３は、信号点のサ
ンプルとなり、周波数変動が補償された受信信号として
外部に出力される。フィルタ３は、サングラ２から出力
される１／４変調周期の時刻Ｔ／４のサンプルＳ（Ｔ／
４）１０１の実部Ｒｅ［Ｓ （Ｔ／４ ） ］を受け、
該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行う。
を示すブロック図である。本実施例においては、サンプ
ラ２に供給するタロツクとして変調クロックの４倍のク
ロックを用いると回路構成が容易になり、最も実用的で
あるから、サンプラ２に供給するクロックは変調クロッ
クの４倍のクロックとする。搬送波周波数が不確定に変
動するＰＳＫ（位相偏移変調）信号の周波数変動を補償
するために、複素乗算器１は、ＰＳＫ信号を準同期復調
した直交信号を入力として、ＶＣＯ（電圧制御発振器）
１３から供給される補償信号でその周波数変動の補償を
行う、サンプラ２は、複素乗算器１から出力される信号
を受け、該信号を変調クロックの４倍のクロックでサン
プルし、変調周期Ｔ毎に１／４変調周期の時刻Ｔ／４と
、３／４変調周期の時８３ Ｔ ／ ４と、１．／２変
調周期の時刻Ｔ／２におけるサンプルＳ（Ｔ／４）１０
１、Ｓ （３Ｔ／４）１０２、Ｓ （Ｔ／２）１０３を
出力する。サンプルＳ（Ｔ／２＞１０３は、信号点のサ
ンプルとなり、周波数変動が補償された受信信号として
外部に出力される。フィルタ３は、サングラ２から出力
される１／４変調周期の時刻Ｔ／４のサンプルＳ（Ｔ／
４）１０１の実部Ｒｅ［Ｓ （Ｔ／４ ） ］を受け、
該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行う。
フィルタ４は、フィルタ３と同特性を有し、サンプラ２
から出力される１／４変調周期の時刻Ｔ／４のサンプル
Ｓ（Ｔ／４）１０１の虚部Ｉ ｍ ［Ｓ （Ｔ／４ ）
］を受け、該虚部に対して符号間干渉をなくすように
等化を行う。フィルタ５は、サンプラ２から出力される
３／４変調周期の時刻３Ｔ／４のサンプルＳ ＜３Ｔ／
４）１０２の実部Ｒｅ ［３（３Ｔ、”４）１を受け、
該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行う。
から出力される１／４変調周期の時刻Ｔ／４のサンプル
Ｓ（Ｔ／４）１０１の虚部Ｉ ｍ ［Ｓ （Ｔ／４ ）
］を受け、該虚部に対して符号間干渉をなくすように
等化を行う。フィルタ５は、サンプラ２から出力される
３／４変調周期の時刻３Ｔ／４のサンプルＳ ＜３Ｔ／
４）１０２の実部Ｒｅ ［３（３Ｔ、”４）１を受け、
該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行う。
フィルタ６は、フィルタ５と同特性を有し、サンプラ２
から出力される３／４変調周期の時刻３Ｔ／４のサンプ
ルＳ （３Ｔ／４）１０２の虚部１ ｍ ［Ｓ （３Ｔ
／４ ） ］を受け、該虚部に対して符号間干渉をなく
すように等化を行う。遅延手段７はフィルタ３から出力
される信号を受け、該信号に１／２変調周期の時間Ｔ／
２だけ遅延を与える。遅延手段８はフィルタ４から出力
される信号を受け、該信号に１／２変調周期の時間Ｔ／
２だけ遅延を与える。乗算器９は、遅延手段７の出力と
フィルタ６の出力とを乗算する。乗算器１０は、遅延手
段８の出力とフィルタ５の出力とを乗算する６減算器１
１は、乗算器９の出力から乗算器１０の出力を減算する
。この減算器１１の出力が前記周波数変動を示す信号で
ある。ループフィルタ１２は、減算器１１から出力され
る周波数変動信号を受け、該周波数変動信号を平均する
。ＶＣＯ１３は、ループフィルタ１２から出力される信
号により出力信号の周波数が制御され、該出力信号を周
波数変動を補償する前記補償信号として複素乗算器１に
出力する。
から出力される３／４変調周期の時刻３Ｔ／４のサンプ
ルＳ （３Ｔ／４）１０２の虚部１ ｍ ［Ｓ （３Ｔ
／４ ） ］を受け、該虚部に対して符号間干渉をなく
すように等化を行う。遅延手段７はフィルタ３から出力
される信号を受け、該信号に１／２変調周期の時間Ｔ／
２だけ遅延を与える。遅延手段８はフィルタ４から出力
される信号を受け、該信号に１／２変調周期の時間Ｔ／
２だけ遅延を与える。乗算器９は、遅延手段７の出力と
フィルタ６の出力とを乗算する。乗算器１０は、遅延手
段８の出力とフィルタ５の出力とを乗算する６減算器１
１は、乗算器９の出力から乗算器１０の出力を減算する
。この減算器１１の出力が前記周波数変動を示す信号で
ある。ループフィルタ１２は、減算器１１から出力され
る周波数変動信号を受け、該周波数変動信号を平均する
。ＶＣＯ１３は、ループフィルタ１２から出力される信
号により出力信号の周波数が制御され、該出力信号を周
波数変動を補償する前記補償信号として複素乗算器１に
出力する。
第３図は搬送波周波数変動のないＰＳＫ信号を準同期復
調して一般に用いられる最適受信フィルタを通した後の
復調信号を示す図である。本図において、同一変調符号
を変調周期をＴで表す。第４図は第１図の実施例におい
て準同期復調信号をフィルタ３または４で等化した後の
復調信号を示す図である。本図では、１／４変調周期の
時刻Ｔ／４で信号が等化されている。第５図は第１図の
実施例において準同期復調信号をフィルタ５または６で
等化した後の復調信号を示す図である。本図では、３Ｔ
／４変調信号の時刻３Ｔ／４で信号が等化されている６
時間Ｔでは変調による符号の変化は生じないから、時刻
Ｔ／４と時刻３Ｔ／４での変調符号は同一である。した
がって時刻Ｔ／４から時刻３Ｔ／４までの時間Ｔ／２で
生じた位相の変化は変調の影響を受けず、周波数変動だ
けに起因する。よって、クロスプロダクト型周波数弁別
器に、時刻Ｔ／４と時刻３Ｔ／４で各々等化した収束信
号を入力することで問波数詔差を横用できる。このよう
な方法で検出した周波数誤差に基づき、ＶＣ０１３を制
御し、搬送波周波数変動の補償を行うのが本発明の特徴
である。以上の説明に用いた第３図、第４図および第５
図では、２相または４相変胴信号を想定しているか、Ｍ
相変調信号においても同様の効果が得られることは言う
までもない。
調して一般に用いられる最適受信フィルタを通した後の
復調信号を示す図である。本図において、同一変調符号
を変調周期をＴで表す。第４図は第１図の実施例におい
て準同期復調信号をフィルタ３または４で等化した後の
復調信号を示す図である。本図では、１／４変調周期の
時刻Ｔ／４で信号が等化されている。第５図は第１図の
実施例において準同期復調信号をフィルタ５または６で
等化した後の復調信号を示す図である。本図では、３Ｔ
／４変調信号の時刻３Ｔ／４で信号が等化されている６
時間Ｔでは変調による符号の変化は生じないから、時刻
Ｔ／４と時刻３Ｔ／４での変調符号は同一である。した
がって時刻Ｔ／４から時刻３Ｔ／４までの時間Ｔ／２で
生じた位相の変化は変調の影響を受けず、周波数変動だ
けに起因する。よって、クロスプロダクト型周波数弁別
器に、時刻Ｔ／４と時刻３Ｔ／４で各々等化した収束信
号を入力することで問波数詔差を横用できる。このよう
な方法で検出した周波数誤差に基づき、ＶＣ０１３を制
御し、搬送波周波数変動の補償を行うのが本発明の特徴
である。以上の説明に用いた第３図、第４図および第５
図では、２相または４相変胴信号を想定しているか、Ｍ
相変調信号においても同様の効果が得られることは言う
までもない。
なお、第１図は、全ディジタル的に処理を行う自動周波
数制御方式の構成を示しているが、一部にアナログ処理
を取り入れることもできる。たとえば、複素乗算器１を
アナログ乗算器に置き換え、ＶＣ０１３にＩＰ帯域のア
ナログＶＣＯを用い、アナログ乗算器とサンプラ２との
間およびループフィルタ１２とＶＣ０１３との間に、各
々Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器をおく構成も当然考えら
れる。しかし、本質的には第１図と変わりない。
数制御方式の構成を示しているが、一部にアナログ処理
を取り入れることもできる。たとえば、複素乗算器１を
アナログ乗算器に置き換え、ＶＣ０１３にＩＰ帯域のア
ナログＶＣＯを用い、アナログ乗算器とサンプラ２との
間およびループフィルタ１２とＶＣ０１３との間に、各
々Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器をおく構成も当然考えら
れる。しかし、本質的には第１図と変わりない。
（発明の効果）
以上に説明しなように本発明では、変調周期内の異なる
時刻において、各々別途等化した２点の収束信号の位相
変化を観測することで、変調による符号変化に依存せず
周波数誤差を検出できる。
時刻において、各々別途等化した２点の収束信号の位相
変化を観測することで、変調による符号変化に依存せず
周波数誤差を検出できる。
したかって、平均周波数誤差がほぼ零となる同期終了時
には、変調によるパターンジッタがなくなる。また、変
調除去手段を用いないから、広い周波数引き込み範囲を
実現でき、逓倍操作による非線形損失が回避できる等の
効果がある。
には、変調によるパターンジッタがなくなる。また、変
調除去手段を用いないから、広い周波数引き込み範囲を
実現でき、逓倍操作による非線形損失が回避できる等の
効果がある。
３．４．５．６・・・フ
・・・遅延手段、９，１
１．２１・・・減算器、
１３ ２３・ ＶＣＯ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 搬送波周波数が不確定に変動する位相偏移変調信号を直
交周波数変換した信号または前記位相偏移変調信号を準
同期復調した直交信号を入力信号として入力し、外部か
ら供給される補償信号により前記入力信号の周波数変動
の補償を行う周波数変動補償手段と、 該周波数変動補償手段から出力される信号を受け、該信
号を外部から供給される変調クロックに同期したクロッ
クでサンプルし、変調周期毎に変調周期内の第１の時刻
と第２の時刻と１／２変調周期の時刻におけるサンプル
をそれぞれ第１のサンプル、第２のサンプルおよび周波
数変動を補償した受信信号として出力するサンプラと、 該サンプラから出力される第１のサンプルの実部を受け
、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行う
第１のフィルタと、 該第１のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから出
力される第１のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
符号間干渉をなくすように等化を行う第２のフィルタと
、 前記サンプラから出力される第２のサンプルの実部を受
け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行
う第３のフィルタと、 該第３のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから出
力される第２のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
符号間干渉をなくすように等化を行う第４のフィルタと
、 前記第１のフィルタから出力される信号を受け、該信号
に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
を与える第１の遅延手段と、 前記第２のフィルタから出力される信号を受け、該信号
に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
を与える第２の遅延手段と、 前記第１の遅延手段から出力される信号と前記第４のフ
ィルタから出力される信号とを乗算する第１の乗算器と
、 前記第２の遅延手段から出力される信号と前記第３のフ
ィルタから出力される信号とを乗算する第２の乗算器と
、 前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の出力との
差を生成し、該差を前記周波数変動の信号として出力す
る減算器と、 該減算器から出力される前記周波数変動信号を受け、該
周波数変動信号を平均するループフィルタと、 該ループフィルタから出力される信号により出力信号の
周波数が制御され、該出力信号を前記周波数変動を補償
する前記補償信号として前記周波数変動補償手段に出力
する電圧制御発振器とを備えることを特徴とする自動周
波数制御方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2109928A JPH0722294B2 (ja) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | 自動周波数制御方式 |
| CA002025135A CA2025135C (en) | 1989-09-13 | 1990-09-12 | Frequency tracking circuit using samples equalized at different sampling instants of same clock period |
| US07/582,147 US5036296A (en) | 1989-09-13 | 1990-09-13 | Frequency tracking circuit using samples equalized at different sampling instants of same clock period |
| AU62496/90A AU628765B2 (en) | 1989-09-13 | 1990-09-13 | Frequency tracking circuit using samples equalized at different sampling instants of same clock period |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2109928A JPH0722294B2 (ja) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | 自動周波数制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH047942A true JPH047942A (ja) | 1992-01-13 |
| JPH0722294B2 JPH0722294B2 (ja) | 1995-03-08 |
Family
ID=14522666
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2109928A Expired - Fee Related JPH0722294B2 (ja) | 1989-09-13 | 1990-04-25 | 自動周波数制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0722294B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6674814B2 (en) | 1999-07-07 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating apparatus and a frequency error estimating method |
| CN112748409A (zh) * | 2020-12-21 | 2021-05-04 | 中国航天科工集团八五一一研究所 | 一种基于fpga的干扰信号压缩存储方法 |
-
1990
- 1990-04-25 JP JP2109928A patent/JPH0722294B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6674814B2 (en) | 1999-07-07 | 2004-01-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency error estimating apparatus and a frequency error estimating method |
| CN112748409A (zh) * | 2020-12-21 | 2021-05-04 | 中国航天科工集团八五一一研究所 | 一种基于fpga的干扰信号压缩存储方法 |
| CN112748409B (zh) * | 2020-12-21 | 2024-02-13 | 中国航天科工集团八五一一研究所 | 一种基于fpga的干扰信号压缩存储方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0722294B2 (ja) | 1995-03-08 |
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