JPH0486110A - 高周波復調回路 - Google Patents
高周波復調回路Info
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- JPH0486110A JPH0486110A JP2202099A JP20209990A JPH0486110A JP H0486110 A JPH0486110 A JP H0486110A JP 2202099 A JP2202099 A JP 2202099A JP 20209990 A JP20209990 A JP 20209990A JP H0486110 A JPH0486110 A JP H0486110A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明１；Ｌ 高利へ 低雑音の高周波復調回路に関
するものであム 従来の技術 高周波機器類の高性能化に対する要求が高まるにつれ
ますます低雑音、低歪の高周波復調回路が求められるよ
うになってきていも 第３図に従来のスーパーヘテロダイン方式の高周波復調
回路の増幅器 利得制御皿 及び周波数変換部の回路図
及びブロック図を示す。第３図の回路４表 受信アンテ
ナ１０１から１００ＭＨｚ〜８００ＭＨｚの高周波信号
が人力され 出力端７１２８から９５０ＭＨｚの信号を
出力するように設計されていも 第３図において、 １
０１は受信アンテナ、 １０２、１０３は帯域通過フィ
ルター１０４は広帯域高周波増幅器 １０５は利得制御
回路 １０６は周波数変換回路 １０８はＦＥＴ、３０
９は帰還抵抗器 １１０は帰還容重 １１１．１１６は
バイアス抵抗 １１８、１１９、１２０はチョークコイ
ノｌ、、 １１２、１１３はＰＩＮダイオ−ｒ ３
１４．３１５は５０Ωの抵抗器 １２１〜１２４はコン
デンサ、３２５は５０Ωのダンピング抵撞 １２６は広
帯域高周波増幅器用電採１２７は利得制御用電線 １２
８は局発信号入力端子、 １２９は中間周波数信号出力
端子であも上記従来の高周波復調回路について、以下そ
の動作を説明すも 例えは 受信アンテナ１０１から入力された１００ＭＨ
２の高周波信号（戴 まず、帯域通過フィルター１０２
、１０３を通り、広帯域高周波増幅器１０４で増幅され
た既 利得制御回路１０５で適正な振幅にまで減衰され
４ 次にこの高周波信号は周波数変換回路１０６におい
て、局発信号入力端子１２８から人力された１０５１０
５Ｏの局発信号により周波数変換され それぞれの信号
の差の周波数にあたる９５０ＭＨｚの中間周波数力丈中
間周波数出力端子１２９から出力されもまず、利得制御
量がゼロのとき（Ｌ ダイオード１１２がオフ状態 か
つダイオード１１３かオフ状態になるように利得制御端
子１２７の電位を＋５ｖに設定すも この時、高周波広
帯域増幅器１０４の出力側から見た後段のインピーダン
スはダンピング抵抗３２５の値である５０Ωにほぼ等し
くなム このように高周波広帯域増幅器１０４の出力側
から後ろを見た後段のインピーダンスを５０Ωにするの
ＩＬ 受信アンテナ１０］から高周波広帯域増幅器１
０４に至る伝送線路が５０Ωに設計されている上 高周
波広帯域増幅器１０４の負荷インピーダンスを５０Ω以
外の値で設計する方法が知られていなかったためであ４
両 高周波広帯域増幅器１０４の入力インピーダンス
が５０Ωと異なる値を持つ場合、高周波広帯域増幅器１
０４より前段の回路との間で不整合を起こし 受信アン
テナ１０１からの不要輻射や歪特性の劣化等の原因とな
るため好ましくな（を 周波数変換回路１０６の入力インピーダンスは信号周波
数がＩＧＨｚ以下の場合、 ５００Ω以上あり、周波数
変換回路１０６の見かけ上の入力インピーダンスを５０
Ωにするために ダンピング抵抗３２５として５０Ωを
挿入していも 次に利得制御量がゼロでない場合は 利
得制御端子１２７の電位を制御することにより、利得制
御量に応じてダイオード１１２、１１３のオン状態とオ
フ状態を変化させて、所望の利得制御量を得ることがで
きも 例えば 利得制御端子１２７の電位を一１ｖに設
定すると、約１０ｄＢの減衰量を得ることができも こ
の啄 利得制御量の増加につれて、広帯域高周波増幅器
１０４の出力側から見た後段のインピーダンスには抵抗
器３１４の値が支配的になも 利得制御端子１２７の電
位を一１０Ｖに設定した隊 すなわちダイオード１１２
が完全にオフ状態 かつダイオード１１３が完全にオン
状態のとき、利得制御量は最大となり、高周波広帯域増
幅器１０４の出力端から後ろを見たインピーダンスは抵
抗器３１４の値である５０Ωにほぼ等しくなム 一般に
広帯域高周波増幅器の人力インピーダンスは その後段
の回路の入力インピーダンスと帰還抵抗値によって決定
される。第３図の場合、後段の回路の入力インピーダン
スが５０Ωであるた敢 広帯域高周波増幅器の入力イン
ピーダンスを５０Ωにするための帰還抵抗３０９の値は
実験的に４００Ωに設定されていも発明が解決しようと
する課題 しかしながら上記従来の構成で１よ 広帯域高周波増幅
器の帰還量が大きいためｌ−、広帯域高周波増幅器の利
焦 雑音指数共に劣化すること及び、ダンピング抵抗が
周波数変換回路の入力インピーダンスの１／１０程度と
小さいことによるダンピング抵抗での電力損失が大きい
こと等により、高周波復調回路全体の利得と雑音指数が
劣化するという欠点を有してい九 本発明は上記問題点
を解決することを目的とすム 課題を解決するための手段 この目的を達成するため凶 本発明の高周波復調回路（
Ｌ 広帯域高周波増幅器の出力インビーダン人 及び
周波数変換回路の入力インピーダンスを、共に高周波増
幅回路より前置 あるいは周波数変換回路より後段の回
路の特性インピーダンスより高くしていも 作用 この構成により、広帯域高周波増幅器と周波数変換回路
間を高インピーダンスで結合することができるた数 広
帯域高周波増幅器の負荷インピーダンスを高くすること
ができも これにより、広帯域高周波増幅器の帰還抵抗
値を大きくし 帰還量を小さくすることができるた八
広帯域高周波増幅器の電力利得を向上させることができ
、それに付随して広帯域高周波増幅器の雑音指数が改善
されも このようにして、高周波特性に最も大きな影響
を与える回路初段の広帯域高周波増幅器の電力利得と雑
音指数が改善されるた数 その結果として高利へ 低雑
音の高周波復調回路を実現することができも 実施例 第１図は本発明の実施例を示すものであ４ｊ１１図にお
いて、第３図と同一のものは同一番号を付してい＆
１０１は受信アンチ九 １０２、１０３は帯域通過フィ
ル久 １０４は広帯域高周波増幅器 １０５は利得制御
回路 １０６は周波数変換同区 １０８はＦＥＴ、 １
０９は帰還抵抗器１１０は帰還容量、 １１１、１１６
はバイアス抵抗 １１８、１１９、１２０はチョークコ
イノに１１２、１１３はＰＩＮダイオード、 １１４、
１１５は１００Ωの抵抗器 １２１〜１２４はコンデン
サ、 １２５は１００Ωのダンピング抵拡 １２６は広
帯域高周波増幅器用型＃ １２７は利得制御用型ｆＬ
１２８は局発信号入力端子、 １２９は中間周波数信号
出力端子であム 回路構成は従来の例と同じであるバ
前述のごとく回路定数が一部異な谷 な耘 回路は半導
体集積化されていも 上記本実施例の高周波復調回路に
ついて、以下その動作を説明すも まず、利得制御量がゼロのとき（戴 ダイオード１１２
がオフ状態 かつダイオード１１３がオフ状態になるよ
うに利得制御端子１２６の電位を＋５Ｖに設定すム こ
の隊 高周波広帯域増幅器１０４の出力側から見た後段
のインピーダンスはダンピング抵抗３２５の値である１
００Ωにほぼ等しくなａ 周波数変換回路１０６の入力インピーダンスは信号周波
数が１ＧＨｚ以下の場合、 ５００Ω以上あり、周波数
変換回路１０６の見かけ上の入力インピーダンスを１０
０Ωにするため圏 ダンピング抵抗１２５として１００
Ωを挿入していも 次へ 利得制御量がゼロでない場合
は 利得制御端子１２７の電位を制御することにより、
利得制御量に応じてダイオード１１２、１１３のオン状
態とオフ状態を変化させて、所望の利得制御量を得るこ
とができも 帰還抵抗器の値が８００Ωであるの（よ 高周波広帯域
増幅器１０４の後段の入力インピーダンスが１００Ωの
ときに高周波広帯域増幅器１０４の入力インピーダンス
を５０Ωにするため実験的に決定された値であム この構成により、広帯域高周波増幅器１０４と利得制御
回路１０５、あるいは周波数変換回路１０６間を高イン
ピーダンスで結合することができるた人 広帯域高周波
増幅器１０４の負荷インピーダンスを高くすることがで
きも これにより、広帯域高周波増幅器１０４の帰還抵
抗値を大きくし 帰還量を小さくすることができるた数
広帯域高周波増幅器１０４の電力利得が向上し それ
に付随して広帯域高周波増幅器１０４の雑音指数が改善
されも このようにして、高周波特性に最も大きな影響
を与える回路初段の広帯域高周波増幅器１０４の電力利
得と雑音指数が改善されるた数 その結果として高利へ
低雑音の高周波復調回路を実現することができも 蝿 本実施例で（表 各回路の結合部のインピーダンス
を１００Ωとした力（これより大きい値を用いても同様
の効果が期待できも １２図に本発明の実施例における高周波復調回路の変換
利疎 雑音指数と、従来の高周波復調回路の変換利疎
雑音指数とを比較したものを示す。
するものであム 従来の技術 高周波機器類の高性能化に対する要求が高まるにつれ
ますます低雑音、低歪の高周波復調回路が求められるよ
うになってきていも 第３図に従来のスーパーヘテロダイン方式の高周波復調
回路の増幅器 利得制御皿 及び周波数変換部の回路図
及びブロック図を示す。第３図の回路４表 受信アンテ
ナ１０１から１００ＭＨｚ〜８００ＭＨｚの高周波信号
が人力され 出力端７１２８から９５０ＭＨｚの信号を
出力するように設計されていも 第３図において、 １
０１は受信アンテナ、 １０２、１０３は帯域通過フィ
ルター１０４は広帯域高周波増幅器 １０５は利得制御
回路 １０６は周波数変換回路 １０８はＦＥＴ、３０
９は帰還抵抗器 １１０は帰還容重 １１１．１１６は
バイアス抵抗 １１８、１１９、１２０はチョークコイ
ノｌ、、 １１２、１１３はＰＩＮダイオ−ｒ ３
１４．３１５は５０Ωの抵抗器 １２１〜１２４はコン
デンサ、３２５は５０Ωのダンピング抵撞 １２６は広
帯域高周波増幅器用電採１２７は利得制御用電線 １２
８は局発信号入力端子、 １２９は中間周波数信号出力
端子であも上記従来の高周波復調回路について、以下そ
の動作を説明すも 例えは 受信アンテナ１０１から入力された１００ＭＨ
２の高周波信号（戴 まず、帯域通過フィルター１０２
、１０３を通り、広帯域高周波増幅器１０４で増幅され
た既 利得制御回路１０５で適正な振幅にまで減衰され
４ 次にこの高周波信号は周波数変換回路１０６におい
て、局発信号入力端子１２８から人力された１０５１０
５Ｏの局発信号により周波数変換され それぞれの信号
の差の周波数にあたる９５０ＭＨｚの中間周波数力丈中
間周波数出力端子１２９から出力されもまず、利得制御
量がゼロのとき（Ｌ ダイオード１１２がオフ状態 か
つダイオード１１３かオフ状態になるように利得制御端
子１２７の電位を＋５ｖに設定すも この時、高周波広
帯域増幅器１０４の出力側から見た後段のインピーダン
スはダンピング抵抗３２５の値である５０Ωにほぼ等し
くなム このように高周波広帯域増幅器１０４の出力側
から後ろを見た後段のインピーダンスを５０Ωにするの
ＩＬ 受信アンテナ１０］から高周波広帯域増幅器１
０４に至る伝送線路が５０Ωに設計されている上 高周
波広帯域増幅器１０４の負荷インピーダンスを５０Ω以
外の値で設計する方法が知られていなかったためであ４
両 高周波広帯域増幅器１０４の入力インピーダンス
が５０Ωと異なる値を持つ場合、高周波広帯域増幅器１
０４より前段の回路との間で不整合を起こし 受信アン
テナ１０１からの不要輻射や歪特性の劣化等の原因とな
るため好ましくな（を 周波数変換回路１０６の入力インピーダンスは信号周波
数がＩＧＨｚ以下の場合、 ５００Ω以上あり、周波数
変換回路１０６の見かけ上の入力インピーダンスを５０
Ωにするために ダンピング抵抗３２５として５０Ωを
挿入していも 次に利得制御量がゼロでない場合は 利
得制御端子１２７の電位を制御することにより、利得制
御量に応じてダイオード１１２、１１３のオン状態とオ
フ状態を変化させて、所望の利得制御量を得ることがで
きも 例えば 利得制御端子１２７の電位を一１ｖに設
定すると、約１０ｄＢの減衰量を得ることができも こ
の啄 利得制御量の増加につれて、広帯域高周波増幅器
１０４の出力側から見た後段のインピーダンスには抵抗
器３１４の値が支配的になも 利得制御端子１２７の電
位を一１０Ｖに設定した隊 すなわちダイオード１１２
が完全にオフ状態 かつダイオード１１３が完全にオン
状態のとき、利得制御量は最大となり、高周波広帯域増
幅器１０４の出力端から後ろを見たインピーダンスは抵
抗器３１４の値である５０Ωにほぼ等しくなム 一般に
広帯域高周波増幅器の人力インピーダンスは その後段
の回路の入力インピーダンスと帰還抵抗値によって決定
される。第３図の場合、後段の回路の入力インピーダン
スが５０Ωであるた敢 広帯域高周波増幅器の入力イン
ピーダンスを５０Ωにするための帰還抵抗３０９の値は
実験的に４００Ωに設定されていも発明が解決しようと
する課題 しかしながら上記従来の構成で１よ 広帯域高周波増幅
器の帰還量が大きいためｌ−、広帯域高周波増幅器の利
焦 雑音指数共に劣化すること及び、ダンピング抵抗が
周波数変換回路の入力インピーダンスの１／１０程度と
小さいことによるダンピング抵抗での電力損失が大きい
こと等により、高周波復調回路全体の利得と雑音指数が
劣化するという欠点を有してい九 本発明は上記問題点
を解決することを目的とすム 課題を解決するための手段 この目的を達成するため凶 本発明の高周波復調回路（
Ｌ 広帯域高周波増幅器の出力インビーダン人 及び
周波数変換回路の入力インピーダンスを、共に高周波増
幅回路より前置 あるいは周波数変換回路より後段の回
路の特性インピーダンスより高くしていも 作用 この構成により、広帯域高周波増幅器と周波数変換回路
間を高インピーダンスで結合することができるた数 広
帯域高周波増幅器の負荷インピーダンスを高くすること
ができも これにより、広帯域高周波増幅器の帰還抵抗
値を大きくし 帰還量を小さくすることができるた八
広帯域高周波増幅器の電力利得を向上させることができ
、それに付随して広帯域高周波増幅器の雑音指数が改善
されも このようにして、高周波特性に最も大きな影響
を与える回路初段の広帯域高周波増幅器の電力利得と雑
音指数が改善されるた数 その結果として高利へ 低雑
音の高周波復調回路を実現することができも 実施例 第１図は本発明の実施例を示すものであ４ｊ１１図にお
いて、第３図と同一のものは同一番号を付してい＆
１０１は受信アンチ九 １０２、１０３は帯域通過フィ
ル久 １０４は広帯域高周波増幅器 １０５は利得制御
回路 １０６は周波数変換同区 １０８はＦＥＴ、 １
０９は帰還抵抗器１１０は帰還容量、 １１１、１１６
はバイアス抵抗 １１８、１１９、１２０はチョークコ
イノに１１２、１１３はＰＩＮダイオード、 １１４、
１１５は１００Ωの抵抗器 １２１〜１２４はコンデン
サ、 １２５は１００Ωのダンピング抵拡 １２６は広
帯域高周波増幅器用型＃ １２７は利得制御用型ｆＬ
１２８は局発信号入力端子、 １２９は中間周波数信号
出力端子であム 回路構成は従来の例と同じであるバ
前述のごとく回路定数が一部異な谷 な耘 回路は半導
体集積化されていも 上記本実施例の高周波復調回路に
ついて、以下その動作を説明すも まず、利得制御量がゼロのとき（戴 ダイオード１１２
がオフ状態 かつダイオード１１３がオフ状態になるよ
うに利得制御端子１２６の電位を＋５Ｖに設定すム こ
の隊 高周波広帯域増幅器１０４の出力側から見た後段
のインピーダンスはダンピング抵抗３２５の値である１
００Ωにほぼ等しくなａ 周波数変換回路１０６の入力インピーダンスは信号周波
数が１ＧＨｚ以下の場合、 ５００Ω以上あり、周波数
変換回路１０６の見かけ上の入力インピーダンスを１０
０Ωにするため圏 ダンピング抵抗１２５として１００
Ωを挿入していも 次へ 利得制御量がゼロでない場合
は 利得制御端子１２７の電位を制御することにより、
利得制御量に応じてダイオード１１２、１１３のオン状
態とオフ状態を変化させて、所望の利得制御量を得るこ
とができも 帰還抵抗器の値が８００Ωであるの（よ 高周波広帯域
増幅器１０４の後段の入力インピーダンスが１００Ωの
ときに高周波広帯域増幅器１０４の入力インピーダンス
を５０Ωにするため実験的に決定された値であム この構成により、広帯域高周波増幅器１０４と利得制御
回路１０５、あるいは周波数変換回路１０６間を高イン
ピーダンスで結合することができるた人 広帯域高周波
増幅器１０４の負荷インピーダンスを高くすることがで
きも これにより、広帯域高周波増幅器１０４の帰還抵
抗値を大きくし 帰還量を小さくすることができるた数
広帯域高周波増幅器１０４の電力利得が向上し それ
に付随して広帯域高周波増幅器１０４の雑音指数が改善
されも このようにして、高周波特性に最も大きな影響
を与える回路初段の広帯域高周波増幅器１０４の電力利
得と雑音指数が改善されるた数 その結果として高利へ
低雑音の高周波復調回路を実現することができも 蝿 本実施例で（表 各回路の結合部のインピーダンス
を１００Ωとした力（これより大きい値を用いても同様
の効果が期待できも １２図に本発明の実施例における高周波復調回路の変換
利疎 雑音指数と、従来の高周波復調回路の変換利疎
雑音指数とを比較したものを示す。
第２図において、 ２０１、２０２は従来の高周波復調
器の変換利得及び雑音指数、 ２０３、２０４は本発明
の実施例における高周波復調器の変換利得及び雑音指数
をそれぞれ示すものであム 第２図から分かるよう？二
本実施例の高周波復調回路（よ 変換利得で１．１〜
１．８ｄＢ、 雑音指数で０．３〜０．６ｄＢ、それ
ぞれ従来の高周波復調回路より優れていることが分かも 発明の効果 この構成により、広帯域高周波増幅器と周波数変換回路
間を高インピーダンスで結合することができるた嵌 広
帯域高周波増幅器の負荷インピーダンスを高くすること
ができも これにより、広帯域高周波増幅器の帰還抵抗
値を大きくし 帰還量を小さくすることができるた敢
広帯域高周波増幅器の電力利得を向上させることができ
、それに付随して広帯域高周波増幅器の雑音指数が改善
されも このようにして、高周波特性に最も大きな影響
を与える回路初段の広帯域高周波増幅器の電力利得と雑
音指数が改善されるた数 その結果として高利蘇 低雑
音の優れた高周波復調回路を実現することができも
器の変換利得及び雑音指数、 ２０３、２０４は本発明
の実施例における高周波復調器の変換利得及び雑音指数
をそれぞれ示すものであム 第２図から分かるよう？二
本実施例の高周波復調回路（よ 変換利得で１．１〜
１．８ｄＢ、 雑音指数で０．３〜０．６ｄＢ、それ
ぞれ従来の高周波復調回路より優れていることが分かも 発明の効果 この構成により、広帯域高周波増幅器と周波数変換回路
間を高インピーダンスで結合することができるた嵌 広
帯域高周波増幅器の負荷インピーダンスを高くすること
ができも これにより、広帯域高周波増幅器の帰還抵抗
値を大きくし 帰還量を小さくすることができるた敢
広帯域高周波増幅器の電力利得を向上させることができ
、それに付随して広帯域高周波増幅器の雑音指数が改善
されも このようにして、高周波特性に最も大きな影響
を与える回路初段の広帯域高周波増幅器の電力利得と雑
音指数が改善されるた数 その結果として高利蘇 低雑
音の優れた高周波復調回路を実現することができも
第１図は本発明の一実施例の高周波復調回路医第２図は
本発明の実施例における高周波復調回路の変換利抹 雑
音指数と従来の高周波復調回路の変換利殊 雑音指数の
比較を示す＠ 第３図は従来の高周波復調回路の回路図
である。 １０１・・・受信アンチ九 １０２．１０３・・帯域通
過フィル久 １０４・・・高周波広帯域増幅器 １０５
・・・利得制御同格 １０６・・周波数変換回路 １０
７・・・帯域通過フィル久 １０８・・・ＦＥＴ、１０
９・・・帰還抵抗器 １１０・・・帰還容量、 ｔｉｉ
・・・バイアス抵拡 １１２、１１３・・・ＰＩＮダイ
オドミ １１４〜１１６・・・抵抗縁 １１８、１１９
、１２０・・・チョークコイノｌ、、 １２１〜１２
４・・・コンデンサ、 １２５・・・ダンピング抵拡
１２６・・・広帯域高周波増幅機用型＃ １２７・・・
利得制御用電＃ １２８・・・局発信号入力端子、 １
２９・・・中間周波数信号出力端子、 ２０１、２０３
・・・変換利株 ２０２、２０４・・・雑音指改 代理人の氏名 弁理士 粟野 重重 はか１名第２図 入力側オ獣（ｓＨｖ’１
本発明の実施例における高周波復調回路の変換利抹 雑
音指数と従来の高周波復調回路の変換利殊 雑音指数の
比較を示す＠ 第３図は従来の高周波復調回路の回路図
である。 １０１・・・受信アンチ九 １０２．１０３・・帯域通
過フィル久 １０４・・・高周波広帯域増幅器 １０５
・・・利得制御同格 １０６・・周波数変換回路 １０
７・・・帯域通過フィル久 １０８・・・ＦＥＴ、１０
９・・・帰還抵抗器 １１０・・・帰還容量、 ｔｉｉ
・・・バイアス抵拡 １１２、１１３・・・ＰＩＮダイ
オドミ １１４〜１１６・・・抵抗縁 １１８、１１９
、１２０・・・チョークコイノｌ、、 １２１〜１２
４・・・コンデンサ、 １２５・・・ダンピング抵拡
１２６・・・広帯域高周波増幅機用型＃ １２７・・・
利得制御用電＃ １２８・・・局発信号入力端子、 １
２９・・・中間周波数信号出力端子、 ２０１、２０３
・・・変換利株 ２０２、２０４・・・雑音指改 代理人の氏名 弁理士 粟野 重重 はか１名第２図 入力側オ獣（ｓＨｖ’１
Claims (3)
- （１）高周波増幅回路とその後段に周波数変換回路を接
続した構成を有する高周波復調回路において、前記高周
波増幅回路の出力インピーダンスと前記周波数変換回路
の入力インピーダンスが、共に前記高周波増幅回路より
前段、あるいは前記周波数変換回路より後段の回路の特
性インピーダンスより高い値を有する高周波復調回路。 - （２）帰還抵抗器と帰還容量とから成る負帰還回路を有
する広帯域高周波増幅器を使用し、前記広帯域高周波増
幅器の帰還抵抗器の抵抗値を、前記広帯域高周波増幅回
路より前段の回路の特性インピーダンスに整合させた時
の値よりも高い値としたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の高周波復調装置。 - （３）広帯域高周波増幅回路と周波数変換回路の間に利
得制御回路を有する高周波復調回路において、前記利得
制御回路の入出力インピーダンスが前記広帯域高周波増
幅回路より前段の回路の特性インピーダンスあるいは前
記周波数変換回路より後段の回路の特性インピーダンス
より高く、かつ前記広帯域高周波増幅回路の出力インピ
ーダンスおよび前記周波数変換回路の入力インピーダン
スと整合するように設計されたことを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載の高周波復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20209990A JP2864688B2 (ja) | 1990-07-30 | 1990-07-30 | 高周波復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20209990A JP2864688B2 (ja) | 1990-07-30 | 1990-07-30 | 高周波復調回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0486110A true JPH0486110A (ja) | 1992-03-18 |
| JP2864688B2 JP2864688B2 (ja) | 1999-03-03 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009131990A (ja) * | 2007-11-29 | 2009-06-18 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動装置及びその駆動方法 |
-
1990
- 1990-07-30 JP JP20209990A patent/JP2864688B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009131990A (ja) * | 2007-11-29 | 2009-06-18 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動装置及びその駆動方法 |
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