JPH0489664A - データの変換及び検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序でこの発明を説明する。

Ａ、産業上の利用分野 Ｂ０発明の概要 Ｃ１従来の技術 り１発明が解決しようとする課題 ８１課題を解決するための手段 Ｆ１作用 Ｇ、実施例 Ｇ１一実施例の構成（第１図〜第３図）Ｇ２一実施例の
動作（第１図〜第９図）Ｃ３他の実施例の構成（第１Ｏ
図） Ｃ４他の実施例の動作（第１０図〜第１３図）Ｈ０発明
の効果 Ａ、産業上の利用分野 この発明は、高密度記録に好適な、データの変換及び検
出方法に関する。

Ｂ１発明の概要 第１のこの発明は、媒体に記録すべきＭビット単位の原
データをＮ（＞Ｍ）ビット単位の変換データに変換する
データの変換方法において、変換データのＮ個の符号を
先行部のＮｓ個と後続部のＮｔ個とに分割し、先行部の
Ｎｓ個または後続部のＮｔ個の符号中、伝送路の符号間
干渉許容数のｎ個の連続符号に対して、中心から線形減
少する分布で重み付けし、重み付けされたｎ個の連続符
号を順次加算して中間系列を形成したとき、変換データ
の少くとも先行部のコードとして、中間系列間の符号相
互の差の絶対値の総和（変調コード距離）が重み付けの
規準値の所定倍以上となるものを選択することにより、
コードパターン間のパターン距離を大きくして、現行の
媒体と記録・再生デバイスとを用いながら、再生時のエ
ラーレイトを低減させると共に、記録密度を格段に向上
させるようにしたものである。

第２のこの発明は、Ｎビット単位の変換データが記録さ
れた媒体の再生信号から変換データを検出するデータの
検出方法において、ｎ個の符号間干渉を許容するように
媒体の再生系の伝送特性を設定すると共に、検出すべき
データをＮビット単位の変換データを分割した先行部の
Ｎｓ　ビット単位及び後続部のＮｔ　ビット単位とし、
変換データの少なくとも先行部の検出に際しては、検出
すべきデータに対応する再生信号のパターンと、各変換
データに対応するコードパターン群とを比較して、近似
パターンを選定することにより、現行の媒体と記録・再
生デバイスとを用いながら、格段の高密度で記録された
変換データを低エラーレイトで確実に検出することがで
きるようにしたものである。

Ｃ８従来の技術 従来、デジタル磁気記録においては、基本的に、デジタ
ル信号の２進値１″１」、「０」と、磁化の極性或は磁
化反転の有無とを対応させている。そして、記録媒体の
物理的特性や、システムの伝送帯域などに応じて、例え
ばＮＲＺ　　ＦＭ　　ＭＦＭＧＣＲ（８−１０変換）な
ど種々の変調（書込み）方式に即したコード化により、
２進値と磁化とを１ビット単位で適宜に対応させている
。

一般に、これらの変調方式に対しては、最小磁化反転間
隔（Ｔｍｉｎ　）が大きいこと、最大磁化反転間隔（Ｔ
ｍａｘ　）が小さく局部的な記録密度の変化が小幅であ
ること、直流成分が小さいこと、コード化の変換効率が
高いことなどが要求される。

また、復調（読出し）時は、変調コードの直流分の多寡
に応じて、微分検出または積分検出が用いられ、１ビッ
ト単位の検出により、データの復調を行っている。

上述のような従来のデジタル磁気記録では、符号間干渉
がないことを前提としており、高域での再生信号のレベ
ルが充分高いことが必要となる。

換言すれば、各種変調コードのＴｍ１ｎ　に相当する高
域再生信号のＳ／Ｈによって、記録信号の最高繰返し周
波数と、記録情報の密度が定まる。

このため、第１４図に示すように、現行の最高繰返し周
波数ｆ　ｍａｘ　は、再生レベル−周波数特性の下降領
域で、高Ｓ／Ｎが得られる部分に設定されている。この
下降領域では、記録時や再生時の各種の損失により、再
生信号のレベルが例えば１２６Ｂ１０ｃｔの勾配で下降
する。

また、第１５図Ａに示すような理想伝送特性（周波数ス
ペクトル）を必要とし、同図已に示すような、ナイキス
トの第１基準を満たす正弦下降形の等化特性が用いられ
る。

なお、同図において、周波数ｆｏ　は変調コードのＴｍ
１ｎ　に相当するものである。

また、ナイキストの第１基準とは、受信側において、一
定周期毎に波形を標本化したとき、中心以外の標本値が
０となる条件である。

例えば、現行のデジタルオーディオテープレコーダ（Ｄ
ＡＴ）等で採用されている８−１０変換の場合は、コー
ド化の変換効率が［８／１０　：］となり、塗布型メタ
ル（ＭＰ）テープと磁気ヘッドの相対速度が３ｍ／ｓ強
で、最高繰返し周波数ｆ　ｍａｘが４、７ＭＨｚに設定
されて、ギャップ長は０．２５μｍ１記録波長は０．６
７μｍとなる。この場合、トラックピッチが１０〜１５
μｍで、線記録密度は６０〜３Ｑｋｂｐｉ程度が概ね限
界となる。

Ｄ１発明が解決しようとする課題 ところで、高密度で記録する場合、最高繰返し周波数ｆ
　ｍａｘを高くすることが考えられる。

ところが、例えば２倍に記録密度を上げようとすると、
繰返し周波数２ｆｍａｘでは、前出第１４図から明らか
なように、再生信号のレベルが低下して、Ｓ／Ｎが大幅
に劣化し、データの検出が不可能になってしまうという
問題があった。

前述のように、現行の磁気システムは記録媒体と変換デ
バイスとを概ね限界で使用しているので、記録・再生時
の各種損失を低減して、高域での再生信号のレベルを格
段に向上させることはきわめて困難である。

一方、記録密度を高くするときは、次のような再生波形
における符号間干渉の問題が生ずる。

磁気媒体上に１個の磁化反転が孤立して存在する場合、
再生信号として、第１６図に示すようなパルス状の電圧
波形（孤立パルス）が得られる。この孤立パルス、即ち
、インパルス応答の波形は、例えば次の（１）　式のよ
うにローレンス型の波形に近似され、その時間軸上の広
がり（パルス幅）は、使用される記録系・再生系と磁気
媒体との総合伝送特性によって定まり、通常、波高値の
５０％のレベルでの半値幅Ｗｈ１または実質的に０％の
ベースレベルでの幅ｗｂで表される。

ｆ（ｔ）＝　１／　（１−’−，（ｔ／　ｔｏ）２）　
”＝（１）複数の磁化反転が一定間隔で連続して存在す
る場合、記録密度が粗であれば、再生時に隣接するパル
ス間の干渉はなく、再生信号は上述のような孤立パルス
を交互に反転させて連ねただけのものとなる。

記録密度がかなり高くなって、第１７図に示すように、
隣接するパルスの間隔がベースレベルでのパルス幅ｗｂ
の１７２　まで狭くなると、相互に隣接するパルスの裾
が重なり合って、再生信号の波形が孤立パルスとはかな
り異なったものとなる。

同図から明かなように、この段階では、各パルスの波高
値の情報が何等損なわれることなく保存されており、波
形間干渉はあるものの、符号間干渉は発生していない。

記録密度が第１７図の状態よりも高くなると、再生信号
の波高値が低下すると共に、ピーク位置の間隔が大きく
なる非線形の符号間干渉（ピークシフト）が発生する。

更に記録密度が高くなって、例えば、第１８図に示すよ
うに、隣接するパルスの間隔がベースレベルでのパルス
幅ｗｂの１７４　まで狭くなると、パルスの再生波形は
正弦波に近くなり、波高値も著しく低下してしまう。こ
の場合も、各パルスの波高値の情報を損なう符号間干渉
が発生している。

ところで、符号間干渉を利用するものとして、パーシャ
ルレスポンス（Ｐａｒｔｉａｌ　Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ）方
式％式％ この方式では、適宜の符号構成によって、例えば、第１
９図に示すように、周波数スペクトルがナイキスト帯域
幅に制限されて、高域成分を必要としない利点がある。

なお、第１９図の特性は、パーシャルレスポンスのクラ
ス４　（変形デュオバイナリ）に対応するものであって
、次のく２）式のように表される。

Ｐｒ（１，０，−１）　　＝　ｓ　ｉ　ｎ（２ｙｒ　ｆ
　／　ｆｏ）　＝−（２）ところが、前述のよ“うな各
種の変調コード自体が符号間干渉を前提としていないた
め、パーシャルレスポンス方式を適用しても、その利点
を充分に活用することができないという問題があった。

また、或種の変調コードでは、Ｔｍａｘが無限大となり
、パーシャルレスポンス方式を適用しても、オーバライ
ドないしはクロック再生等のシステム構成上必要な機能
が実現できないという問題があった。

かかる点に鑑み、この発明の目的は、現行の記録媒体と
記録・再生デバイスとを使用しながら、再生時のエラー
レイトを低減させることができると共に、記録密度を向
上させることができるデータの変換及び検出方法を提供
するところにある。

Ｅ１課題を解決するための手段 第１のこの発明は、媒体に記録すべきＭビット単位の原
データをＮ（＞Ｍ）ビット単位の変換データに変換する
データの変換方法において、変換データのＮ個の符号を
先行部のＮｓ個と後続部のＮｔ個とに分割し、先行部の
Ｎｓ個または後続部のＮｔ個の符号中、伝送路の特性に
応じて許容される符号間干渉数と等しいｎ個の連続する
符号に対して、分布中心の規準値から線形に減少するよ
うに重み付けをすると共に、重み付けされたｎ個の連続
する符号を順次加算してＮｓ　−ｎ　＋　１ビット単位
またはＮｔ−ｎ＋１ピント単位の中間系列を形成したと
き、変換データの少くとも先行部のコードとして、中間
系列間の符号相互の差の絶対値の総和が重み付けの規準
値の所定倍以上となるものを選択するようにしたデータ
の変換方法である。

第２のこの発明は、Ｎビット単位の変換データが記録さ
れた媒体の再生信号から変換データを検出するデータの
検出方法において、ｎ個の符号間干渉を許容するように
媒体の再生系の伝送特性を設定すると共に、検出すべき
データをＮビット単位の変換データを分割した先行部の
Ｎｓ　ビット単位及び後続部のＮｔ　ビット単位とし、
変換データの少なくとも先行部の検出に際しては、検出
すべきデータに対応する再生信号の信号パターンと、変
換データにより限定される複数の所定パターンとを比較
し、この複数の所定パターンから信号パターンに近似し
た近似パターンを選定してデータを検出するようにした
データの検出方法である。

Ｆ１作用 この発明によれば、現行の記録媒体と記録・再生デバイ
スとを使用しながら、再生時のエラーレイトが低減され
て、記録密度が格段に向上する。

Ｇ、実施例 以下、第１図〜第９図を参照しながら、この発明による
データの変換及び検出方法の一実施例について説明する
。

Ｇ１一実施例の構成 この発明の一実施例が適用される磁気システムの全体の
構成を第１図に示し、その要部の構成を第２図及び第３
図に示す。

第１図において、（１０）は記録系であって、端子ＩＮ
からのオーディオ信号、ビデオ信号等のアナログ信号が
、Ａ−Ｄ変換器（１１）を介して、データ生成回路（１
２）に供給され、システムフォーマットに則した記録デ
ータが生成される。生成回路（１２）の出力がデータ変
換回路（１３）に供給されて、この変換回路（１３）か
ら出力されたシンボルデータが、記録増幅器（１４）を
介して、磁気へノド（１）に供給され、磁気テープＭＴ
に直接記録される。

第２図に示すように、データ変換回路（１３）は１対の
ＲＯＭテーブル（１３ａ）、　（１３ｂ）　　を備え、
後出第１表、第２表に示すような、直流分の分布が異な
る１対の変換コードがそれぞれに格納される。ＲＯＭテ
ーブル（１３ａ）、　（１３ｂ）　　から読み出された
変換コード（シンボルデータ）は、直流分調整回路（１
３ｃ）　　に制御されるスイッチ（１３Ｓ）　　を介し
て、択−的に導出される。

（２０）は再生系であって、磁気テープＭＴから磁気ヘ
ッド（２）により再生された信号（微分波形）が、再生
増幅器（２１）を介して、積分器と低域フィルタからな
る波形等化回路（２２）に供給される。この等化回路（
２２）の出力がＡ−Ｄ変換器（２３）に供給されて、例
えば８ビツトのデータに変換されると共に、ＰＬＬ回路
（２４）に供給され、Ａ−Ｄ変換器（２３）には、同期
信号として、ＰＬＬ回路（２４）の出力が供給される。

（３０）はデータ検出回路であって、その詳細構成は後
述する。このデータ検出回路（３０）にはＡ、−Ｄ変換
器（２３）の出力が供給され、検出されたシンボルデー
タが復号回路（２４）に供給されて、原データに復号さ
れ、出力端子０１１Ｔ　に導出される。

第３図において、データ検出回路（３０Ａ）　　の入力
端子（３０ｉ）　　から、一連のパターンデータが同期
検出回路（３１）とシンボル分割回路り３２）とに共通
に供給される。この分割回路（３２）では、同期検出回
路（３１）の検出出力に制御されて、後出第１表、第２
表に示すような各変換データ（シンボルデータ）に対応
するパターンデータ毎に、先行部Ｓｓ　と後続部Ｓｔ　
とにそれぞれ分割され、先行部Ｓｓ　が複数の減算器（
３３ａ）〜（３３ｓ）に共通に供給される。

（３４ａ）　〜（３４ｓ）は基準値ＲＯＭであって、基
準として選定された各先行部コードパターンの波形値が
それぞれ格納される。同期検出回路（３１）の出力が各
ＲＯＭ　（３４ａ）　〜（３４ｓ）に共通に供給され、
このＲＯＭ　（３４ａ）〜（３４ｓ）の出力がそれぞれ
対応する減算器（３３ａ）　〜（３３ｓ）に供給される
。

（３５ａ）〜（３５ｓ）はパターン距離演算回路、（３
６）は最小値選定回路であって、演算回路（３５ａ）〜
（３５ｓ）には減算器（３３ａ）〜（３３ｓ）の出力が
それぞれ供給され、各演算回路（３５ａ）〜（３５ｓ）
の出力が最小値選定回路（３６）に供給されて、各先行
部コードパターンの波形値に最短距離のパターンデータ
の先行部Ｓｓがシンボル合成回路（３７）に供給され訃
と共に、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）検出回路（３８）に
供給される。一方、シンボル分割回路（３２）からパタ
ーンデータの後続部Ｓｔ　がビタビ検出回路（３８）に
供給されて、この検出回路（３８）の検出出力がシンボ
ル合成回路（３７）に供給され、合成回路（３８）の出
力が出力端子（３００）に導出される。

なお、コードパターン及びパターン距離については、次
項で詳述する。

Ｇ２一実施例の動作 次に、第４図〜第９図をも参照しながら、この発明の一
実施例の動作について説明する。

この実施例では、記録最高繰返し周波数ｆｏ　と孤立パ
ルスのベースレベルでのパルス幅ｗｂ　との関係が次の
（３）式のように設定されて、パルス幅ｗｂ　がサンプ
リング周期の３倍と等しくなり、第４図に示すように、
各孤立パルスのパルス幅ｗｂ内に２個のサンプリング点
が含まれる。

Ｗｂ　＝　１　／　３　・ｆｏ　　　　　　　　・−−
−（３）この明細書では、上述のような状態を２個の符
号間干渉が許容される状態と呼び、また、各孤立パルス
のパルス幅ｗｂ内にｎ個のサンプリング点が含まれる状
態をｎ個の符号間干渉が許容される状態と呼ぶことにす
る。

この実施例では、記録系（１０）のデータ変換回路（１
３）において、次の第１表及び第２表に示すように、４
ビット単位の１６個の原データを６ビツト単位の変換デ
ータ（変調コード）に変換する４−６変換が行われる。

第２表 第１表の変換データは、３ビット単位の先行部コードと
後続部コードとにそれぞれ分離され、先行部コードには
、通常の３ビツトの８個のデータパターン中、４個のデ
ータパターンを用いると共に、この４個のデータパター
ンを後続部コードの大部分で用いている。そして、同表
に＊印を付けて示すように、後続部コードでは、先行部
コードに存在しないデータパターンを用いて、コード全
体の直流分が［Ｏ］となるように調整しているが、完全
に調整し切れず、直流分が残存しているものがある。

この実施例では、第１表で直流分が残存している４個の
変調コードに対して、第２表に示すように、逆極性の直
流分を有する変調コードをそれぞれ置換して、第２の変
調コード群を形成している。

そして、データ変換回路（１３）の直流分調整回路（１
３Ｃ）　　（第２図参照）において、第１表、第２表の
原データ中の００００，１０００の各頻度の和と、０１
１１，１１１１の各頻度の和とを比較し、これに基づい
て、第１表、第２表の両変調コード群を適宜に切り換え
使用することにより、直流分が［０］となるように調整
することができる。

第３表 なお、上述の直流分は、第３表に示すように、例えば、
先行部コードの００１，０１１，１００゜１１０の４個
のデータパターンにおいて、「０」を「−１」にそれぞ
れ置換して求めたものである。

また、同表の中間系列は、［３／４］、　［０］、　［
−３／４］の３通りの値がそれぞれ異なって組み合わさ
れており、次のようにして形成される。

まず、伝送路の特性に応じて許容される符号間干渉数を
ｎとして、次の第４表及び第５図に示すような、中心か
ら線形に減少するように分布する重み付は係数が用意さ
れる。

次に、この重み付は係数を用いて、第３表の各置換デー
タのＮｓ個の符号中、それぞれ連続するｎ個の符号に対
して重み付けがなされる。

例えば、第３表の１番目の置換データの符号をａｉｌ、
　　ａ　ｉ２．　　ａ　ｉ３とし、２個の符号間干渉が
許容される場合の第４表の重み付は係数をＷ２１．　　
Ｗ２２（ｗ２１　＝　ｗ２２　）として、ａ　ｉｌ、　
　ａ　ｉ２の２個の符号と、ａ　ｉ２．　　ａ　ｉ３の
２個の符号に対して、それぞれ重み付けがなされ、次の
２組の値が得られる。

［ｗ２１−ａｉｌ　；　ｗ２２　・ａｉ２］［ｗ２１−
　ａｉ２　；　ｗ２２　・ａｉ３］この重み付けされた
２個の符号が次の（５）式のようにそれぞれ加算されて
、１番目の中間系列の１．２番目の符号Ｕｉｌ、Ｕｉ２
　が形成される。

同様にして、３番目の中間系列の１，２番目の符号Ｕｊ
ｌ、　　Ｕｊ２が次の（６）式のように形成される。

第３表から明らかなように、各先行部コードの中間系列
はそれぞれ異なっており、非類似の度合を表すコード距
離Ｖ１Ｊは、１対の中間系列Ｕｉ、Ｕｊの各に番目の符
号の差の絶対値の総和として、次の（７）式のように定
義される。

Ｖｉｊ＝　　Ｕｉｌ−Ｕｊｌｌ＋１Ｕｉ２−Ｕｊ２Σ　
Ｕｉｋ−Ｕｊｋ　　　　　　　・・　（７）この実施例
では、このコート距離ｖ１Ｊが重み付けの規準値の２倍
以上となるようなものが、変調コードの先行部として選
択される。そして、この規準値は、記録系（１０）及び
再生系（２０）の総合伝送特性に応じたインパルス応答
の波高値に対応する。

なお、第１表に＊印を付けて示すような、先行部コード
に存在しないデータパターンの後続部コードでは、所定
のコード距離がとれないが、後述のように、先行コード
が確定したという条件の下では、先行コードと同様の品
質で検出されて、変調コード全体としては、所定のコー
ド距離が保たれることになる。

一方、再生系（２０）では、２個の符号間干渉に対応す
るように、波形等化回路（２２）の等化特性は、パーシ
ャルレスポンスのクラス１に相当する、次の（８）式及
び第６図に示すようなものが選定される。

Ｐｒ（１，１）−ｃｏｓ（πｆ／ｆｏ）　　　・・−１
８）これにより、波形等化回路（２２）の出力において
は、よく知られているように、再生信号のレベル数が３
となる。そして、第４図に示すようにミ第１表及び第２
表の各変換データの先行部コードのデータパターンに固
有の再生波形（コードパターン）が得られる。このコー
ドパターンは、サンプリング点における孤立パルスのレ
ベルをＡとするとき、３個の孤立パルスが共存する検出
期間Ｔｆｊ内の２つのサンプリング点においてｒ２Ａ］
、［０］。

［−２Ａ］の３通りの値をそれぞれ取り得る。

また、このコードパターンＰ、Ｑ・・・・の非類似の度
合を表すパターン距離り匹は、１対のノ〈クーンＰ、Ｑ
の各に番目の符号に対応するサンプリング点での再生出
力レベルをそれぞれＳ　ｐｋ　、　　Ｓ　ｑｋとして、
次の（９）式のように定義される。

Ｉ）ｐｑ−Σ　１５ｐｋ−８ｑｋ１　　　　　・・・・
（９）前出第６図及びり８）式に示すような波形等化特
性の採用により、この実施例においては、第１表及び第
２表の変換データの先行部コードにそれぞれ対応するコ
ードパターンＰ、Ｑ・・・・間ツバターン距離Ｄｐｑが
、記録系（１０）及び再生系（２０）からなる伝送路の
インパルス応答の波高値の２倍以上となる。

また、インパルス応答の波形は、第４図等に示すように
、中心線の両側でそれぞれ上に凸であるから、（９）式
のパターン距離Ｄｐｑは、前出第５図に示すような線形
分布の重み付は係数に基づいて算出された、前出（７）
式のコード距離Ｖ１ｊよりも大きくなる。

第３図のデータ検出回路（３０Ａ＞　　においては、上
述のような各変換データの先行部コードに対応するコー
ドパターンが基準として選定されて、各基準値Ｒｏ　Ｍ
　（３４ａ）〜（３４ｓ）に格納される。減算器（３３
ａ）〜（３３ｓ）において、この５（−４＞個のコード
パターンと、シンボル分割回路（３２）からの３ビット
単位の先行部パターンがそれぞれ比較される。

この比較出力に基づいて、演算回路（３５ａ）〜（３５
ｓ）においては、人カバターンと各コードパターンとの
パターン距離が、上述の（９）式に則して、演算される
。

最小値選定回路（３６）においては、各演算回路（３５
ａ）〜（３５ｓ）の出力中、８個のコードパターンのい
ずれかと最短路ＪｌｉＤｍｉｎ　にある１個のパターン
データが選定され、最尤度（！、Ｉａｘｉｍａｍ　Ｌｉ
ｋｅｌｙｈｏｏｄ　）検出データ、即ち、一番本当らし
い検出データとして、シンボル合成回路り３７）と、ビ
タビ検出回路（３８）に供給される。

ビタビ検出回路（３８）においては、選定回路（３６’
）から供給された先行部コードＳｓ　の最尤度検出デー
タに基づいて、公知のトレリス（７ｒｅｌｌｉｓ）線図
の茶枝を結ぶ「パス」から、後続部コードＳｔ　との距
離が小さい方のパスを「生き残りパス」として順次選択
することにより、２個の符号間干渉が許容された状態で
畳み込み符号ともいえる、後続部コードＳｔ　が最尤度
検出と全く等価に検出される。

この場合、ビタビ検出回路（３８）は、既に確定した先
行部コードＳｓ　に続く、３ビット単位で６種類のパタ
ーンの後続部コードＳｔ　だけを処理すればよいので、
データ処理回数が少なく、低いエラーレイトで検出する
ことができる。

ビタビ検出回路（３８）からの後続部コードＳｔ　と、
最小値選定回路（３６）からの先行部コードＳｓがシン
ボル合成回路（３７）において合成され、出力端子（３
０ｏ）　　に導出される。

上述のように、この実施例では、ベクトル符号化が、デ
ータの変換及び検出に用いられる。

なお、前述のような３値の再生出力波形は、第７図に示
すようにも表すことができて、前出第３表の中間系列と
の対応が直感的に把握される。

例えば、１番目の置換データ”−１−１＋ＩＪの中間系
列中、先頭ビットの［−１／３］が先行サンプリング点
の再生出力レベル［−２Ａ］に対応すると共に、後続ビ
ットの［０］が後続サンプリング点の再生出力レベル［
０］に対応している。

この場合、第７図に黒丸で示すような再生波形のゼロク
ロス点に基づいて、再生系（２０）の同期を取ることが
できる。

同図に示すように、この実施例では、先行検出領域のコ
ードとして、相互に所定のパターン距離２Ａをおいた４
種類のコードが選定されており、このような先行コード
に挟まれた後続コードは、それ自体では２Ａのパターン
距離をとれないが、先行コードが確定したという条件の
下では、先行コードと同様の品質で検出される。

また、この実施例では、前述のように、最尤度検出を行
っているので、第７図の［２Ａ］、［０］［−２Ａ］の
３つの出力レベルを中心として線形に減少する分布特性
を持つノイズによるエラーレイトは、それぞれ重なり合
うノイズ分布の積となって、第８図に密なハツチで示し
た部分の面積に相当する。

これに対して、３値のレベル検出の場合、第７図の３つ
の出力レベルを中心とする分布ノイズによるエラーレイ
トは、第８図に粗・密のハツチで示した、ノイズ分布が
それぞれ重なり合う部分の面積に相当する。

従って、この実施例のデータの検出方法は、単純な３値
レベル検出に比べて、耐ノイズ性が改善される。

この実施例では、第９図に実線で示すように、例えば１
３０ｋｂｐｉの記録密度のとき、シンボルエラーレイト
が約５　Ｘｌ０−’となり、同図に鎖線で示したように
、現行のＤＡＴ（８−１０変換）が７Ｑｋｂｐｉ強の記
録密度で同じエラーレイトとなるのに比べて、記録密度
が格段に向上している。

上述の実施例では、データ変換時、４ビット単位の原デ
ータからそれぞれ３ビット単位の先行部・後続部からな
る６ピント単位の変換データを効率［４／６　〕で確定
すると共に、再生時には、２個の符号間干渉を許容する
特性で波形等化した再生信号の先行部・後続部のパター
ンと、各変換データの先行部・後続部に対応するコード
パターン群とを直接または等測的に比較し、近似パター
ンを選定してデータを検出するようにしたので、データ
の比較処理回数とエラーレイトを低減させることができ
ると共に、記録密度を格段に向上させることができる。

Ｇ３他の実施例の構成 次に、第１０図〜第１３図を参照しながら、この発明に
よるデータの変換及び検出方法の他の実施例について説
明する。

この発明の他の実施例が適用される磁気システムは、記
録系（１０）の構成が前出第１図及び第２図と同様にな
り、再生系（２０）の全体の構成も前出第１図と同様に
なる。

この発明の他の実施例の要部の構成を第１０図に示す。

この第１０図において前出第３図に対応する部分には同
一の符号を付けて一部の説明を省略する。

第１０図において、データ検出回路（３０Ｂ）　　のシ
ンボル分割回路（３２）から、後出第６表、第７表に示
すような各変換データ　（シンボルデータ）に対応する
パターンデータ毎に、後続部Ｓｔが第２グルｑ −プの減算器（４３ａ）〜（４３ｔ）に共通に供給され
る。

（４４ａ）　〜（４４ｔ）は第２グループの基準値ＲＯ
Ｍであって、基準として選定された各後続部コードパタ
ーンの波形値がそれぞれ格納される。各ＲＯＭ（４４ａ
）〜（４４ｔ）には、同期検出回路（３１）の出力が共
通に供給されると共に、第１の最小値選定回路（３６）
の出力が供給され、ＲＯＭ　（４４ａ）　〜（４４ｔ）
の出力がそれぞれ対応する減算器（４３ａ）〜（４３ｔ
）に供給される。各減算器（４３ａ）〜（４３ｔ＞の出
力が第２グループのパターン距離演算回路（４５ａ）〜
（４５ｔ）にそれぞれ供給され、各演算回路（４５ａ）
〜（４５ｔ）の出力が第２の最小値選定回路（４６）に
供給される。この選定回路（４６）の出力が、第１の選
定回路（３６）の出力と共に、シンボル合成回路（３７
）に供給される。その余の構成は前出第３図と同様であ
る。

孤立パルスのパルス幅Ｗｂ　との関係が次の（１０）式
のように設定されて、第１１図に示すように、このパル
ス幅ｗｂ　がサンプリング周期の４倍と等しくなり、各
孤立パルスのパルス幅ｗｂ内に３個のサンプリング点が
含まれて、３個の符号間干渉が許容される。

Ｗｂ＝１／４　・ｆＯ・・・・（１０）また、この実施
例では、記録系（１０）のデータ変換回路（１３）にお
いて、次の第５表に示すような、それぞれ４ビット単位
で直流分が異なる３グループのコードを先行部・後続部
に選定して、次の第６表、第７表に示すように、６ビツ
ト単位の６４個の原データを８ビット単位の変換データ
（変調Ｇ４他の実施例の動作 この発明の他の実施例の動作は次のとおりである。

この実施例では、記録最高繰返し周波数ｆＯと第６表 調整回路（１３Ｃ）　（第２図参照）において、第６表
第７表の原データ中の第１．第２グループの頻度に基づ
いて、画表の変調コードを適宜に切り換え使用すること
により、直流分が［０１となるように調整することがで
きる。

第７表 第６表、第７表の変換データでは、直流分が異なる先行
部コードと後続部コードをを組み合わせて、コード全体
での直流分の調整を図っているが、直流分が残存してい
るものがある。

この実施例でも、データ変換回路（１３）の直流分第８
表 なお、上述の直流分は、第８表に示すように、第５表の
３グループのコードの１２個のデータパターンにおいて
、「０」を「−１」にそれぞれ置換して求めたものであ
る。

また、第８表の中間系列は、［２］、［１］、［０］［
−１］、［−２］　の５通りの値がそれぞれ異なって組
み合わされており、前述と同じく、次のようにして形成
される。

まず、前出第４表及び第５図に示すような重み付は係数
ｗ３Ｌ　　ｗ３２．　　ｗ３３　（ｗ３１＝ｗ３３）を
用いて、第８表の’ｔ　　３番目の置換データの各４個
の符号ｂｉｌ〜ｂｉ４．ｂｊｌ〜ｂｊ４中、それぞれ連
続する３個の符号に対して重み付けがなされる。

次に、重み付けされた各３個の符号が次の（１１）式の
ように加算されて、第８表のｌ、３番目の中間系列の１
．２番目の符号Ｕｉｌ、　　Ｕｉ２　；　Ｕｊｌ。

Ｕｊ２がそれぞれ形成される。

Ｕｊ２＝ｗ３１ｂｊ２＋ｗ３２ｂｊ３＋ｗ３２ｂｊ４　
　ｊそして、第８表の１番目及び３番目の２つの中間系
列間のコード距離ＶＩＪは、前出（７）式に則して算出
される。

この実施例でも、コード距離ＶＩＪが重み付けの規準値
の２倍以上となるようなものが、変調コードの先行部の
全てと後続部の大部分として選択される。

なお、第５表に示すような、Ｃグループの後続部コード
では、Ａ、Ｂグループの後続部コードとの間で、必ずし
も所定のコード距離がとれないが、前述のように、先行
コードが確定したという条件の下では、先行コードと同
様の品質で検出されて、変調コード全体としては、所定
のコード距離が保たれることになる。

この実施例の再生系（２０）では、３個の符号間干渉に
対応するように、波形等化回路（２２）の等化特性は、
パーシャルレスポンスのクラス２に相当する、次の（１
２）式及び第１２図に示すようなものが選定される。

Ｐｒ（１，２，１）−ｃｏｓ２（πｆ／ｆｏ）　　　・
−（１２）これにより、波形等化回路（２２）の出力に
おいては、よく知られているように、再生信号のレベル
数が５となる。そして、この実施例においても、第６、
第７表の各変換データの先行部及び後続部にそれぞれ対
応するコードパターンが得られる。

第１１図に例示するように、このコードパターンは、孤
立パルスの波高値をＢとするとき、４個の孤立パルスが
共存する検出期間Ｔ［ｊ　内の２サンプリング点におい
て、［２Ｂ］、［Ｂ］、［Ｏ］、［−Ｂｌ、［−２Ｂ］
　の５通りの値をそれぞれ取り得る。

また、先行部及び後続部のＡ、Ｂグループのコードパタ
ーン間のパターン距離Ｄｐｑは、記録系（１０）及び再
生系（２０）からなる伝送路のインパルス応答の波高値
の２倍以上となる。

前述のように、このパターン距離り匹は、前出（７）式
のコード距離ｖ１ｊよりも大きく、この実施例では、上
述のような先行部で８個、後続部で１２個の変換データ
のコードパターンを基準として、それぞれ４ビット単位
の入カバターンデータの最尤度検出がなされる。

なお、前述の実施例と同様に、この実施例においても、
５値の再生出力波形を第１３図に示すように表すことに
より、第８表の中間系列との対応が直感的に把握される
。

上述の実施例では、データ変換時、６ビツト単位の原デ
ータからそれぞれ４ビット単位の先行部・後続部からな
る８ビット単位の変換データを効率［６／８　〕で確定
すると共に、再生時には、３個の隣接符号間干渉を許容
する特性で波形等化した再生信号の先行部・後続部のパ
ターンと、各変換データの先行部・後続部に対応するコ
ードパターン群とをそれぞれ直接に比較し、近似パター
ンを選定してデータを検出するようにしたので、データ
の比較処理数とエラーレイトを低減させることができる
と共に、記録密度を格段に向上させることができる。

Ｈ０発明の効果 以上詳述のように、第１のこの発明によれば、媒体に記
録すべきＭビット単位の原データをＮ（〉Ｍ）ビット単
位の変換データに変換するデータの変換方法において、
変換データのＮ個の符号を先行部のＮｓ個と後続部のＮ
ｔ個とに分割し、先行部のＮｓ個または後続部のＮｔ個
の符号中、伝送路の符号間干渉許容数のｎ個の連続符号
に対して、中心から線形減少する分布で重み付けし、重
み付けされたｎ個の連続符号を順次加算して中間系列を
形成したとき、変換データの少くとも先行部のコードと
して、中間系列間の符号相互の差の絶対値の総和が重み
付けの規準値の所定倍以上トするものを選択するように
したので、コードパターン間のパターン距離を大きくす
ることができて、現行の媒体と記録・再生デバイスとを
用いながら、再生時のエラーレイトを低減させることが
できると共に、記録密度を格段に向上させることができ
るデータの変換方法が得られる。

また、第２のこの発明によれば、Ｎビット単位の変換デ
ータが記録された媒体の再生信号から変換データを検出
するデータの検出方法において、ｎ個の符号間干渉を許
容するように媒体の再生系の伝送特性を設定すると共に
、検出すべきデータをＮビット単位の変換データを分割
した先行部のＮｓ　ビット単位及び後続部のＮｔ　ビッ
ト単位とし、変換データの少なくとも先行部の検出に際
しては、検出すべきデータに対応する再生信号のパター
ンと、各変換データに対応するコードパターン群とを比
較して、近似パターンを選定するようにしたので、現行
の媒体と記録・再生デバイスとを用いながら、格段の高
密度で記録された変換データを低エラーレイトで確実に
検出することができるデータの検出方法が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるデータの変換及び検出方法の一
実施例の全体の構成を示すブロック図、第２図はこの発
明の一実施例の要部の構成を示すブロック図、第３図は
この発明の一実施例の他の要部の構成を示すブロック図
、第４図はこの発明の一実施例の動作を説明するための
波形図、第５図はこの発明の一実施例の動作を説明する
ための線図、第６図はこの発明の一実施例の他の要部の
特性を示す線図、第７図及び第８図はこの発明の一実施
例の動作を説明するための路線図、第９図はこの発明の
一実施例の効果を説明するた約の線図、第１０図はこの
発明の他の実施例の要部の構成を示すブロック図、第１
１図はこの発明の他の実施例の動作を説明するための波
形図、第１２図はこの発明の他の実施例の要部の特性を
示す線図、第１３図はこの発明の他の実施例の動作を説
明するための路線図、第１４図は従来のデジタル磁気記
録の説明のための線図、第１５図は従来例の特性を示す
線図、第１６図、第１７図及び第１８図はこの発明の説
明のための波形図、第１９図は他の従来例の特性を示す
線図である。 （１０）は記録系、（１３）はデータ変換回路、（１３
ａ）。 （１３ｂ）　　はＲＯＭテーブル、（１３ｅ）　　は直
流分調整回路、（２０）は再生系、（２２）は波形等化
回路、（３０）。 （３０Ａ）、　（３０Ｂ）　　はデータ検出回路、（３
２）はシンボル分割回路、（３４ａ）　〜（３４ｓ）　
、　（４４ａ）　〜（４４ｔ）は基準値Ｒ○Ｍ、　（３
６）、　（４６）　　は最小値選定回路、（３７）はシ
ンボル合成回路である。 へ 峙 へ ○ く ○ ロ 啄 観 ｌｔ区 ○ ・ ／ ／ ／ ／ ／ ／ ／ ・ ○ ４６〇− ｅ） へ ○ 羊 く 一 酬 −１どｅ く ｗ’（縫 菌 −ン→

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、媒体に記録すべきＭビット単位の原データをＮ（＞
   Ｍ）ビット単位の変換データに変換するデータの変換方
   法において、 上記変換データのＮ個の符号を先行部のＮｓ個と後続部
   のＮｔ個とに分割し、 上記先行部のＮｓ個または後続部のＮｔ個の符号中、伝
   送路の特性に応じて許容される符号間干渉数と等しいｎ
   個の連続する符号に対して、分布中心の規準値から線形
   に減少するように重み付けをすると共に、 重み付けされた上記ｎ個の連続する符号を順次加算して
   Ｎｓ−ｎ＋１ビット単位またはＮｔ−ｎ＋１ビット単位
   の中間系列を形成したとき、上記変換データの少くとも
   上記先行部のコードとして、上記中間系列間の符号相互
   の差の絶対値の総和が上記重み付けの上記規準値の所定
   倍以上となるものを選択するようにしたことを特徴とす
   るデータの変換方法。 ２、Ｎビット単位の変換データが記録された媒体の再生
   信号から上記変換データを検出するデータの検出方法に
   おいて、 ｎ個の符号間干渉を許容するように上記媒体の再生系の
   伝送特性を設定すると共に、 検出すべきデータを上記Ｎビット単位の変換データを分
   割した先行部のＮｓビット単位及び後続部のＮｔビット
   単位とし、 上記変換データの少なくとも上記先行部の検出に際して
   は、上記検出すべきデータに対応する上記再生信号の信
   号パターンと、上記変換データにより限定される複数の
   所定パターンとを比較し、 この複数の所定パターンから上記信号パターンに近似し
   た近似パターンを選定してデータを検出するようにした
   ことを特徴とするデータの検出方法。