JPH051130Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この考案は振幅変調回路に関し、無線機、測定
器等で振幅変調を行なう場合に有用な振幅変調回
路に関する。

〔従来の技術〕

従来、振幅変調回路として第８図、又は第９図
に示す回路が知られている。

上記第８図に示す振幅変調回路は、入力整合回
路Ａ、高周波電力増幅トランジスタＢ、出力整合
回路Ｃ、及び低周波増幅器Ｄより構成され、トラ
ンジスタＢのコレクタ電圧に変調信号を重畳させ
ることにより高周波電力増幅トランジスタの利得
を変調信号に応じて変化させ、振幅変調波を出力
させるものである。

一方、第９図に示したものは、バランスドミキ
サＥ、直線増幅器Ｆ、及び変調信号に応じてバイ
アス電圧を入力する回路Ｇより成り、バランスド
ミキサＥの整流作用の非直線性を利用し、主に周
波数変換、両側波帯信号の発生等に利用されてい
る。

〔従来技術の問題点〕

しかしながら、第９図に示した回路において、
低周波増幅器の出力電力は、トランジスタＢの入
力電力の約半分の電力を必要とするため、大電力
送信機の場合、大電力の低周波増幅器を必要と
し、大型で重くなり、かつ、消費電力が大きくな
る欠点が有つた。

また、トランジスタＢのコレクタ電圧が零Ｖに
なつても、ベース．コレクタ間の結合容量を通じ
て搬送波が出力側に洩れるため、第１１図に示す
ようにこの種振幅変調回路にあつては複数段に変
調をかけ、深い変調度を得ることが行なわれる。
この場合、低歪率で深い変調度を得るため各段の
トランジスタＢの利得を調整する必要が有るが、
高周波電力増幅トランジスタＢの利得は素子によ
るばらつきが大きく、搬送波の周波数が変わると
利得も変動するため調整は非常に困難となる欠点
が有つた。

また、高周波電力増幅トランジスタＢは、コレ
クタ電圧に変調信号を重畳するので定格電圧の半
分の電圧で作動させる必要が有り、この分（約−
6dB）トランジスタの利得が低下し、被変調増幅
回路の段数の増加がやむなくされ、大型となる欠
点が有つた。

さらに搬送波の周波数が広範囲にわたり変化す
る広帯或の振幅変調器としては高周波電力増幅ト
ランジスタの利得変化に伴つて変調特性も変動す
るため、不向きである欠点が有つた。

次に第９図に示す回路において、バランスドミ
キサＥは第１１図に示すように整流器H₁，H₂及
び高周波トランスT₁，T₂で構成され、整流器の
非直線特性を利用して変調を行なうものであるた
め、整流器H₁，H₂の非直線特性に起因し、高周
波の発生が多い、整流器H₁，H₂、高周波トラン
スT₁，T₂の不整合に起因するＲ端子、Ｌ端子間
の絶縁不足により深い変調度が得られない、さら
にはＲ端子、Ｌ端子の絶縁が搬送波の周波数によ
り変動するので広帯或の振幅変調器として使用し
た場合、出力、変調度が変化するといつた種々の
欠点が有つた。

〔考案が解決する問題点〕

この考案は、上記欠点を解消するため、不要波
の発生を防止し、また、搬送周波数が広範囲に変
化しても変調度が変化することなく、かつ、装置
もコンパクト化できる振幅変調回路を提供するこ
とを目的としてなされたものである。

〔問題点を解決する技術〕

即ち、この考案の振幅変調回路は制御電圧に比
例して減衰量が変化する可変減衰器と、該可変減
衰器出力を増幅する高周波電力直線増幅器と、該
増幅器出力状態を検出する方向性結合器と、該方
向性結合器よりの出力を、そのエンベロープに比
例した電圧に変換する包絡線検波器と、前記方向
性結合器、包絡線検波器及び該包絡線検波器より
直流分を検出し、基準電圧と比較する比較増幅器
より成る自動出力制御回路と、前記方向性結合
器、包絡線検波器及び該包絡線検波器より出力を
変調信号と比較し、交流分を取出す比較増幅器よ
り成る整流帰還回路と、前記自動出力制御回路並
びに整流帰還回路が前記可変減衰器にフイードバ
ツクされ、前記可変減衰器が搬送波入力部、前記
方向性結合器が出力部とされて成ることを特徴と
するものである。

〔実施例〕

次にこの考案を実施例により説明する。

第１図はこの考案の回路図である。

この考案の振幅変調回路は第１図に示すように
制御電圧Ecに比例して減衰量が変化する、例え
ば第２図に示す回路構成の可変減衰器１と、この
可変減衰器出力の高周波電力直線増幅器２と、こ
の増幅器２の出力状態を検出する方向性結合器３
と、この方向性結合器３よりの出力を、そのエン
ベロープに比例した電圧Eeに変換する包絡線検
波器４と、方向性結合器３、包絡線検波器４、及
びこの包絡線検波器４よりの直流分を検出し、基
準電圧Eoとを比較する比較増幅器５より成る出
力制御回路６と、方向性結合器３、包絡線検波器
４及び包絡線検波器４よりの出力を変調信号em
と比較し、交流分を取り出す比較増幅器７より成
る整流帰還回路８と、前記出力制御回路６並びに
整流帰還回路８が前記可変減衰器１にフイードバ
ツクされ、可変減衰器１が搬送波入力部、方向性
結合器３が出力部として構成されている。

上記実施例の可変減衰器１は制御電圧に比例し
て減衰量が変化する可変減衰器であればいかなる
回路でも適用可能であるが、第２図に示すように
高周波可変抵抗素子として知られるPINダイオー
ドCR１，CR２を使用して構成することが最も望
ましい。

PINダイオードは一定周波数以上では直線性の
非常に良い純抵抗特性を有し、かつ、端子間容量
が極めて小さいため、高い周波数まで絶縁性が良
く、周波数特性が良好であり、広い範囲にわたり
搬送周波数の減衰が可能となるからである。

また、PINダイオードは小型軽量であるから、
装置の小型化の面からも望ましい。

また、上記実施例において、自動出力制御回路
６及び整流帰還回路８はそれぞれ従来公知の回路
であるが、自動出力制御回路６では抵抗器RIと
容量C₁とで決まる時定数を変調信号の最低周波
数の周期より十分長く設定しておくとEeの直流
分の検出が可能となる。

また、上記実施例においてフイードバツク系を
加算（図の９）して可変減衰器１の制御電圧Ec
を作るものを示したが、第３図に示すようにそれ
ぞれのフイードバツク系の信号Em，Edを直列配
置した可変減衰器１Ａ，１Ｂに入力させても良
い。

また、この場合Em，Edの入力は図示の逆配置
とされていても良い。

〔作用〕

次にこの考案の実施例の作用を説明する。

第１図において搬送波e_cは電圧制御可変減衰器
１で制御電圧に比例した減衰量が与えられ
（e_c′）、高周波電力直線増幅器２で増幅され、方
向性結合器３を介して出力される。

次に、出力制御回路６の作用について説明す
る。

説明の簡略化のため、変調信号e_nの無い場合に
ついて説明すると高周波電力直線増幅器２の出力
の一部は、方向性結合器３で検出され、包絡線検
波器４で出力のエンベロープに比例した電圧の信
号Eeに変換される。

比較器増幅器５ではEeの直流分が基準電圧Eo
に等しくなるような制御電圧Edを発生する。

可変減衰器１はこのEdに基づく制御電圧Ecに
比例した減衰量を搬送波e_cに与える。

従つて出力は、基準電圧Eoに比例する。即ち、
基準電圧が一定であれば高周波電力直線増幅器の
利得が変化しても出力は一定に保たれる。

また、方向性結合器３の出力が周波数に関係な
く一定であれば、搬送波の周波数が変化しても出
力は一定に保たれる。

次に整流帰還回路８の作用について説明する。

第１図において、コンデンサC₂は包絡線検波
器４の出力Eeの交流分を取り出すためのもので、
比較増幅器７において変調信号e_nと比較され、制
御信号Emを発生する。

従つて可変減衰器１は、このEmに基づく制御
信号により制御され、搬送波e_cが振幅変調を受け
る。

また、このとき比較増幅器７では出力の包絡線
と変調信号e_nが比較されるため、可変減衰器１、
高周波電力直線増幅器２等で生じた歪が改善され
る。

次に電圧制御可変減衰器１の作用について説明
する。

既述のように可変減衰器１は制御電圧信号Ec
に基づいて振幅変調を行なう。

第４図において、Ｃは無変調時の振幅（搬送波
レベル）、ａは100％変調時の最大振幅とすれば ａ＝2c 20 log ｃ／ａ＝−6dB 従つて第５図に示すように、電圧制御可変減衰
器１の動作点は制御電圧がVo以下の点Ａでなけ
ればならない。

そして振幅変調信号の最大変調度における振幅
最大点は電圧制御可変減衰器の最小減衰量のと
き、及び振幅最小点は最大減衰量のときとなる。

即ち、上記変調度は電圧制御可変減衰器１の減
衰量により定まることとなる。

この場合において、振幅変調信号の各振幅値を
第４図のａ，ｂとすれば変調度（ｍ）は ｍ＝ａ−ｂ／ａ＋ｂ×100（％） …… となる。

各振幅と電圧制御可変減衰器１の減衰量との関
係は、 ａ：減衰量最小時の振幅 ｂ：減衰量最大時の振幅 とし、最小時の減衰量を１／a₀最大時の振幅を
１／Ka₀とすれば、式は ｍ＝１／a₀−１／Ka₀／１／a₀＋１／Ka₀×100＝100（１
−２／Ｋ＋１） となる。

そして、この場合において第６図に示すように
電圧制御可変減衰器１の減衰量をαとすると出力
は αVc cosω_cｔ …… またαは制御電圧に比例するから比例定数をｋと
すると α＝ｋ（Vo＋Vmcosω_sｔ） …… をに代入して KVc（Vo＋Vm cosω_sｔ）cosω_cｔ ＝ｋ VcVocosω_cｔ ＋（kVcVm／２）×cos（ω_c＋ω_s）ｔ ＋（kVcVm／２）〔cos（ω_c−ω_s）ｔ〕…… 式の第１項は搬送波成分、第２及び第３項は上
下側帯波である。

従つて、変調にあたつて不要波の発生は全く生
じない。

ちなみに、第６図に示すような非線形素子１０
による従来の振幅変調について同様に解析する
と、トランジスタ、真空管、ダイオード等の非線
形素子１０は、入力電圧VIと出力電圧Voとの間
に一例として Vo＝a₁Vi＋a₂Vi² …… （a₁，a₂は比例定数） の関係が有り、第７図に示すように入力電圧Vi
は Vi＝Vccosω_cｔ＋Vscosω_sｔ …… で表わされる。

式にを代入すれば、 Vo＝a₁Vccosω_cｔ（１＋2a₂Vscosω_sｔ／a₁） ＋a₁Vscosω_sｔ ＋a₂Vc²cos²ω_sｔ ＋a₂Vs²cos²ω_sｔ ＝a₁Vccosω_cｔ＋a₂VcVscos（ω_c＋ω_s）ｔ ＋a₂VcVscos（ω_c−ω_s）ｔ＋a₁Vscosω_sｔ ＋a₂Vs²／２＋（a₂Vs²cos2 ω_sｔ）／２ ＋a₂Vc²cosω_cｔ／２ …… となる。

式において、第１項は搬送波成分、第２及び第
３項は上下の側波帯でこれらが目的とする振幅変
調波であるが、ではこれ以外に第８項まで有
り、特に第８項は搬送波の第２高調波即ち、不要
波となる。

当例では簡単のため式で示すようにVi²の項
で止めたが、実際には、さらに高次の項が存在す
るため、さらに多くの不要波を生ずる。

以上より明らかなように本考案回路では、不要
波の発生は殆ど発生しない。

〔効果〕

この考案は以上のように構成され、かつ、作用
するので以下の効果を有する。

(1) 本考案の回路は線形素子である可変減衰器を
用い、搬送波の振幅を変調信号で変化させるの
で変調回路での不要波を発生させない。

(2) 変調度は可変減衰器の減衰量で決まるため搬
送周波数の広範囲の変化に対し変調度が変化し
ないばかりでなく、送信出力を可変としても変
調度が変化しない。即ち、広帯或特性に優れ
る。

(3) 本考案回路はフイードバツク系で構成されて
いるため温度変化、電源電圧変動及び経年変化
による増幅利得や、変換利得の変化に対し自動
的に補正されるので調整は出力調整のみで非常
に簡単となる。

(4) 出力が連続的に変化でき、出力を変化させて
も不要波は発生しない。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の回路図、第２図は可変減衰
器の部分回路図、第３図は他の実施例の回路図、
第４図〜第５図は可変減衰器の作用説明図、第６
図、第７図は従来例の作用説明図、第８図〜第１
１図は従来例の回路図を示す。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 制御電圧に比例して減衰量が変化する可変減衰
   器と、該可変減衰器出力と増幅する高周波電力直
   線増幅器と、該増幅器出力状態を検出する方向性
   結合器と、該方向性結合器よりの出力を、そのエ
   ンベロープに比例した電圧に変換する包絡線検波
   器と、前記方向性結合器、包絡線検波器及び該包
   絡線検波器より直流分を検出し、基準電圧とを比
   較する比較増幅器より成る自動出力制御回路と、
   前記方向性結合器、包絡線検波器及び該包絡線検
   波器より出力を変調信号と比較し、交流分を取出
   す比較増幅器より成る整流帰還回路と、前記自動
   出力制御回路並びに整流帰還回路が前記可変減衰
   器にフイードバツクされ、前記可変減衰器が搬送
   波入力部、前記方向性結合器が出力部とされて成
   ることを特徴とする振幅変調回路。