JPH051133Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH051133Y2 JPH051133Y2 JP1990003395U JP339590U JPH051133Y2 JP H051133 Y2 JPH051133 Y2 JP H051133Y2 JP 1990003395 U JP1990003395 U JP 1990003395U JP 339590 U JP339590 U JP 339590U JP H051133 Y2 JPH051133 Y2 JP H051133Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- output
- input
- signal
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
- G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor
- G06G7/24—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for evaluating logarithmic or exponential functions, e.g. hyperbolic functions
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Software Systems (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本考案は広い減衰率レンジを有する信号減衰器
に関する。さらに詳述すれば、本考案は入力電圧
eiのｎ乗根に比例した出力電圧ep（ep＝kn√i）を
発生する信号減衰器に関する。
に関する。さらに詳述すれば、本考案は入力電圧
eiのｎ乗根に比例した出力電圧ep（ep＝kn√i）を
発生する信号減衰器に関する。
受動素子を用いた信号減衰器として第１図又は
第２図に示される回路構成が従来から知られてい
る。ここでZ1，Z2，Z3はそれぞれインピーダンス
素子を表している。これら各インピーダンス素子
（３個）を調節することにより信号減衰比、減衰
器の出力インピーダンス等が任意に設定される。
第２図に示される回路構成が従来から知られてい
る。ここでZ1，Z2，Z3はそれぞれインピーダンス
素子を表している。これら各インピーダンス素子
（３個）を調節することにより信号減衰比、減衰
器の出力インピーダンス等が任意に設定される。
能動素子を用いた減衰器としては第３図に示さ
れるような回路構成が知られている。ここで能動
素子として、ゲイン可変型の増幅器が用いられ
る。即ち演算増幅器に付加されている各種インピ
ーダンス素子を変化させることにより減衰率を変
化させ、同時に減衰器自身の入力インピーダンス
も任意に設定することが可能となる。
れるような回路構成が知られている。ここで能動
素子として、ゲイン可変型の増幅器が用いられ
る。即ち演算増幅器に付加されている各種インピ
ーダンス素子を変化させることにより減衰率を変
化させ、同時に減衰器自身の入力インピーダンス
も任意に設定することが可能となる。
上述した第１図ないし第３図に示される減衰器
はいずれも一定不変の減衰率を有しており、入力
電圧が広範に変化した場合には各スイツチ及びイ
ンピーダンス素子は逐次切換えていかなければな
らないという欠点を有する。
はいずれも一定不変の減衰率を有しており、入力
電圧が広範に変化した場合には各スイツチ及びイ
ンピーダンス素子は逐次切換えていかなければな
らないという欠点を有する。
よつて本考案の目的は、入力電圧eiのｎ乗根
（n√i）に比例した出力電圧epを発生せさる信号
減衰器を提供せんとするものである。
（n√i）に比例した出力電圧epを発生せさる信号
減衰器を提供せんとするものである。
本考案に係る減衰器よれば
ep＝kn√i
ep：出力電圧
ei：入力電圧
ｋ：一定の減衰率
であるから、いま出力電圧を対数変換したとする
と log ep＝１／ｎｋ eiとなる。
と log ep＝１／ｎｋ eiとなる。
即ち通常の対数変換
log ep＝kei
に比べてｎ倍の減衰レンジを有することになる。
以下、図面を用いて本考案を詳述する。
第４Ａ図は本考案の一実施例による信号減衰器
全体を示したブロツク図、第４Ｂ図は第４Ａ図を
詳細に示したブロツク図、第４Ｃ図は第４Ｂ図に
示したインピーダンス制御回路４９を詳細に示し
たブロツク図である。
全体を示したブロツク図、第４Ｂ図は第４Ａ図を
詳細に示したブロツク図、第４Ｃ図は第４Ｂ図に
示したインピーダンス制御回路４９を詳細に示し
たブロツク図である。
以下の説明において、入力信号又は出力信号の
AC成分は小文字（ei，ep等）で表わし、DC成分
は大文字（Ei，I1等）で表わす。
AC成分は小文字（ei，ep等）で表わし、DC成分
は大文字（Ei，I1等）で表わす。
第４Ａ図において、入力端子４０に印加された
入力電圧eiは可変ゲイン増幅器４５に印加され
る。可変ゲイン増幅器４５の出力端子４１に現わ
れた出力電圧epは、ハイパス・フイルタ４２及び
RMS回路（例えばアナグロ・デバイス社製
AD536A）により帰還電流I1に変換され、増幅器
４５の制御信号として用いられる。ここで帰還電
流I1の大きさは出力電圧epの大きさに比例してい
る（即ちI1＝kep）。
入力電圧eiは可変ゲイン増幅器４５に印加され
る。可変ゲイン増幅器４５の出力端子４１に現わ
れた出力電圧epは、ハイパス・フイルタ４２及び
RMS回路（例えばアナグロ・デバイス社製
AD536A）により帰還電流I1に変換され、増幅器
４５の制御信号として用いられる。ここで帰還電
流I1の大きさは出力電圧epの大きさに比例してい
る（即ちI1＝kep）。
第４Ａ図に示した本実施例において、増幅器４
５のゲインＧは出力電圧epに逆比例する（Ｇ∝
１／ep）。
５のゲインＧは出力電圧epに逆比例する（Ｇ∝
１／ep）。
よつて
ep＝Ｇ・ei
＝ｋ（１／ep）ei
ep 2＝ｋ ei
∴ ep∝√i
であるから、出力電圧epは入力電圧eiの平行根に
比例し、減衰レンジの拡張が行われる。以下第４
Ａ図中の主要部の構成例を第４Ｂ図及び第４Ｃ図
を用いて説明する。
比例し、減衰レンジの拡張が行われる。以下第４
Ａ図中の主要部の構成例を第４Ｂ図及び第４Ｃ図
を用いて説明する。
第４Ｂ図において、増幅器４５には演算増幅器
４６が含まれる。演算増幅器４６の反転入力端子
と入力端子４０の間には固定入力インピーダンス
素子４１０が接続され、また同増幅器４６の非反
転入力端子は第１基準電圧源（電位E1を有する）
４８に接続される。出力端子４１（即ち演算増幅
器４６の出力端子）と同増幅器４６の反転入力端
子の間には可変インピーダンス素子４７が帰還イ
ンピーダンスとして接続されている。いま入力イ
ンピーダンス４１０の値をZ1、帰還インピーダン
ス４７の値をZ2とすると、増幅器４５全体のゲイ
ンＧは周知の如く−（Z2／Z1）で与えられる。
格言すれば前記ゲインＧはZ2に比例することに
なる。
４６が含まれる。演算増幅器４６の反転入力端子
と入力端子４０の間には固定入力インピーダンス
素子４１０が接続され、また同増幅器４６の非反
転入力端子は第１基準電圧源（電位E1を有する）
４８に接続される。出力端子４１（即ち演算増幅
器４６の出力端子）と同増幅器４６の反転入力端
子の間には可変インピーダンス素子４７が帰還イ
ンピーダンスとして接続されている。いま入力イ
ンピーダンス４１０の値をZ1、帰還インピーダン
ス４７の値をZ2とすると、増幅器４５全体のゲイ
ンＧは周知の如く−（Z2／Z1）で与えられる。
格言すれば前記ゲインＧはZ2に比例することに
なる。
増幅器４５には、インピーダンス制御回路４９
も含まれる。インピーダンス制御回路４９は、前
記Z2の値がRMS回路４３から送り出される直流
電流I1の大きさに逆比例するよう、帰還インピー
ダンス素子４７を制御する。
も含まれる。インピーダンス制御回路４９は、前
記Z2の値がRMS回路４３から送り出される直流
電流I1の大きさに逆比例するよう、帰還インピー
ダンス素子４７を制御する。
即ち
Z2＝k1（１／I1）とする。
ところが前記ゲインＧ＝k2・Z2
であるから
Ｇ＝k2 k1（１／I1）
∴Ｇ∝１／I1
となり、前記ゲインは帰還電流I1に逆比例するこ
とになる。
とになる。
次に第４Ｃ図を用いて、帰還インピーダンス素
子４７の値Z2が帰還電流I1に逆比例するように動
作する回路の構成例を説明する。
子４７の値Z2が帰還電流I1に逆比例するように動
作する回路の構成例を説明する。
第４Ｃ図において、インピーダンス制御回路４
９には、演算増幅器４１２、コンデンサ４１３、
インピーダンス素子４１４から成る積分回路が含
まれる。また演算増幅器４１２の非反転入力端子
は第２基準電圧源４１６（電位E2を有する）に
接続される。演算増幅器４１２の出力端子は発光
ダイオード（LED）４１５に接続される。また
インピーダンス素子４１４の一端は、ローパス・
フイルタ４１８を介して出力端子４１に接続され
る。なお入力端子４０と入力インピーダンス素子
４１０の間には、低周波成分（又はDC成分）除
去の為のハイパス・フイルタ４１１が挿入されて
いる。従つて単にDC成分のみを除去せんとする
場合、フイルタ４１１としてコンデンサを用いれ
ばよい。これはRMS回路４３の前段に接続され
ているフイルタ４２についても同様である。なぜ
ならRMS回路４３は出力電圧ep（交流成分）の実
効値に比例した直流電流I1を送出するため、DC
成分は不要となるからである。
９には、演算増幅器４１２、コンデンサ４１３、
インピーダンス素子４１４から成る積分回路が含
まれる。また演算増幅器４１２の非反転入力端子
は第２基準電圧源４１６（電位E2を有する）に
接続される。演算増幅器４１２の出力端子は発光
ダイオード（LED）４１５に接続される。また
インピーダンス素子４１４の一端は、ローパス・
フイルタ４１８を介して出力端子４１に接続され
る。なお入力端子４０と入力インピーダンス素子
４１０の間には、低周波成分（又はDC成分）除
去の為のハイパス・フイルタ４１１が挿入されて
いる。従つて単にDC成分のみを除去せんとする
場合、フイルタ４１１としてコンデンサを用いれ
ばよい。これはRMS回路４３の前段に接続され
ているフイルタ４２についても同様である。なぜ
ならRMS回路４３は出力電圧ep（交流成分）の実
効値に比例した直流電流I1を送出するため、DC
成分は不要となるからである。
LED４１５の発光量に対応したインピーダン
ス値Z2を得るため、インピーダンス素子４７とし
てフオト・セルが用いられる。フオト・セルは入
射光量に応じてその抵抗値を大幅に（数十倍のレ
ンジを有する）変化させる素子である。またイン
ピーダンス素子４１４及び積分コンデンサ４１３
の各定数は、出力電圧epの小さな変化にも十分応
答するよう選択される。よつて可変抵抗素子であ
るフオト・セル４７のインピーダンス値Z2は、定
常状態において次式で与えられる。
ス値Z2を得るため、インピーダンス素子４７とし
てフオト・セルが用いられる。フオト・セルは入
射光量に応じてその抵抗値を大幅に（数十倍のレ
ンジを有する）変化させる素子である。またイン
ピーダンス素子４１４及び積分コンデンサ４１３
の各定数は、出力電圧epの小さな変化にも十分応
答するよう選択される。よつて可変抵抗素子であ
るフオト・セル４７のインピーダンス値Z2は、定
常状態において次式で与えられる。
Z2＝（E1−E2）／I1
ここでE1及びE2は上述の如く、第１基準電源
４８及び第２基準電源４１６の電位である。
４８及び第２基準電源４１６の電位である。
Z2＝（E1−E2）／I1となる理由は次の通りであ
る。
る。
(1) 演算増幅器４６の反転入力端子は電位E1と
なる。
なる。
(2) 定常状態にあつては、積分コンデンサ４１３
に流入する直流電流I2は零となるため、インピ
ーダンス素子４１４及びフイルタ４１８におけ
る電圧降下も零となり、出力端子４１における
DC成分E0はE2に等しくなる。即ち、このよう
になるようZ2が変化する。
に流入する直流電流I2は零となるため、インピ
ーダンス素子４１４及びフイルタ４１８におけ
る電圧降下も零となり、出力端子４１における
DC成分E0はE2に等しくなる。即ち、このよう
になるようZ2が変化する。
(3) よつては可変インピーダンス素子４７の端子
間電圧は（E1−E2）となる。
間電圧は（E1−E2）となる。
からである。
すなわち、第４Ｃ図の回路中のインピーダンス
制御回路４９は、演算増幅器４６の出力の直流電
圧に基づいてインピーダンス素子４７のインピー
ダンスを変化させ、これによつて演算増幅器４６
に出力の直流電圧を一定値（E2）に推持するよ
うな帰還を行う。ここでI1はepに応じて変化する
が、（E1−E2）は常に一定である。
制御回路４９は、演算増幅器４６の出力の直流電
圧に基づいてインピーダンス素子４７のインピー
ダンスを変化させ、これによつて演算増幅器４６
に出力の直流電圧を一定値（E2）に推持するよ
うな帰還を行う。ここでI1はepに応じて変化する
が、（E1−E2）は常に一定である。
そのためZ2∝１／I1となる。
以上詳述した如くLED４１５を含む フイー
ドバツク・ループにより I1＝kp ep Z2＝k1（１／I1） であつて しかも演算増幅器４６の総合ゲインＧは Ｇ＝k2 Z2 であるから Ｇ∝１／I1＝１／kp ep となる。
ドバツク・ループにより I1＝kp ep Z2＝k1（１／I1） であつて しかも演算増幅器４６の総合ゲインＧは Ｇ＝k2 Z2 であるから Ｇ∝１／I1＝１／kp ep となる。
また ep＝Ｇ ei
＝１／kp ep・ei
であるから
ep 2＝１／kpei となる
故に ep∝√i となり、広範囲なレンジを有す
る信号減衰器が提供される。
る信号減衰器が提供される。
なお直流インピーダンスと交流インピーダンス
は異る場合があるため、正確に Ｇ∝１／ep となるためには、帰還インピーダンス素子４７の
交流インピーダンスもI1に逆比例していなければ
ならない。即ち設計上、直流インピーダンスに比
例した交流インピーダンスを有するよう注意しな
ければならない。同様にゲインＧの周波数特性も
フラツトになるようインピーダンス素子４１０を
選定する必要がある。
は異る場合があるため、正確に Ｇ∝１／ep となるためには、帰還インピーダンス素子４７の
交流インピーダンスもI1に逆比例していなければ
ならない。即ち設計上、直流インピーダンスに比
例した交流インピーダンスを有するよう注意しな
ければならない。同様にゲインＧの周波数特性も
フラツトになるようインピーダンス素子４１０を
選定する必要がある。
またハイパス・フイルタ４２，４１１としてコ
ンデンサを用いることは既に述べた通りである
が、測定の必要に応じて別個のハイパス・フイル
タ（所定のカツトオフ周波数sを有する）を用い
ることも可能である。この場合、ローパス・フイ
ルタ４１８はs以下の周波数のみを通過させるよ
う構成しておかなければならない。
ンデンサを用いることは既に述べた通りである
が、測定の必要に応じて別個のハイパス・フイル
タ（所定のカツトオフ周波数sを有する）を用い
ることも可能である。この場合、ローパス・フイ
ルタ４１８はs以下の周波数のみを通過させるよ
う構成しておかなければならない。
第５図は本考案の他実施例による信号減衰器を
示したブロツク図である。本実施例と第４Ａ図に
示した実施例との相違は、フイードバツク・ルー
プに一対のマルチプライヤ５６が挿入されている
ことである。従つてマルチプライヤ５６の出力電
流I3は出力端子５１における電圧epの３乗に比例
する。
示したブロツク図である。本実施例と第４Ａ図に
示した実施例との相違は、フイードバツク・ルー
プに一対のマルチプライヤ５６が挿入されている
ことである。従つてマルチプライヤ５６の出力電
流I3は出力端子５１における電圧epの３乗に比例
する。
即ち I3＝k1・ep 3，Ｇ＝k2（１／I3）
であるから
ep＝Ｇ・ei
ep＝ｋ（１／ep 3）ei
ep 4＝ｋ ei
∴ ep∝4√i
よつて入力電圧の４乗根に比例した出力電圧が
得られるため、前記実施例（第４Ａ図参照）より
更に減衰レンジを拡張した信号減衰器が得られ
る。
得られるため、前記実施例（第４Ａ図参照）より
更に減衰レンジを拡張した信号減衰器が得られ
る。
以上の実施例では、入力電圧の２乗根に比例し
た出力電圧を与える構成（第４図）と４乗根に比
例した出力電圧を与える構成（第５図）を示した
が、本願考案はもちろん、これら特定の「乗根」
に限定されるものではなく、明細書の〔概要〕の
項で理論的な裏付けを与えたように、一般の整数
（ただし２以上）ｎについて、入力信号のｎ乗根
を与えると言うものである。
た出力電圧を与える構成（第４図）と４乗根に比
例した出力電圧を与える構成（第５図）を示した
が、本願考案はもちろん、これら特定の「乗根」
に限定されるものではなく、明細書の〔概要〕の
項で理論的な裏付けを与えたように、一般の整数
（ただし２以上）ｎについて、入力信号のｎ乗根
を与えると言うものである。
〔概要〕及び〔実施例〕の項から判るように、
入力信号のｎ乗根を得るには、可変ゲイン増幅器
の出力に現れる信号の交流成分の（ｎ−１）乗に
比例する直流電流を作る必要があるが、このよう
な直流電流を作るための回路構成は例えば第５図
等から自明である。
入力信号のｎ乗根を得るには、可変ゲイン増幅器
の出力に現れる信号の交流成分の（ｎ−１）乗に
比例する直流電流を作る必要があるが、このよう
な直流電流を作るための回路構成は例えば第５図
等から自明である。
第５図において、破線の枠で示された一対のマ
ルチプライヤは、夫々○×で表された２つの個別の
マルチプライヤを含む。マルチプライヤは、その
名前の通り、２つの入力から与えられた信号同士
を掛け算した結果を出力する。従つて、破線の枠
内の右側のマルチプライヤは両入力にRMS回路
５３の出力電流I1（つまり、可変ゲイン増幅器４
５の交流成分に比例する電流）が与えられている
ため、その出力I1 2となり、左側のマルチプライ
ヤで更にI1を掛け算するので、結局I3はI1 3とな
る。
ルチプライヤは、夫々○×で表された２つの個別の
マルチプライヤを含む。マルチプライヤは、その
名前の通り、２つの入力から与えられた信号同士
を掛け算した結果を出力する。従つて、破線の枠
内の右側のマルチプライヤは両入力にRMS回路
５３の出力電流I1（つまり、可変ゲイン増幅器４
５の交流成分に比例する電流）が与えられている
ため、その出力I1 2となり、左側のマルチプライ
ヤで更にI1を掛け算するので、結局I3はI1 3とな
る。
この破線の枠内に示されたI1 3を得るための構
成は、マルチプライヤの数を変えることによつ
て、I1の任意の次数のべき乗を得る構成に変更で
きることは当業者には自明であろう。例えば、左
側のマルチプライヤと同じ様なものをもう１つ左
側に追加すれば、I1 4を得ることができる。
成は、マルチプライヤの数を変えることによつ
て、I1の任意の次数のべき乗を得る構成に変更で
きることは当業者には自明であろう。例えば、左
側のマルチプライヤと同じ様なものをもう１つ左
側に追加すれば、I1 4を得ることができる。
また、本願考案において、可変インピーダンス
素子４７に帰還をかけることによりこの可変イン
ピーダンス素子を含む可変ゲイン増幅器の出力電
圧中の直流電圧成分の値が増加するにつれて前記
帰還抵抗の値が小さくなるように変化させる帰還
回路の構成は、第４Ｃ図に示したような発光ダイ
オードからの光ビームの強弱によつてフオト・セ
ルのインピーダンスを変化させる形態には限定さ
れない。本願考案は、帰還回路の帰還出力の大き
さ（例えば光ビームの強さ）と可変インピーダン
ス素子のインピーダンスの値との関係が線型でな
くとも、高い精度で所望の減衰動作を行わせるこ
とができるようにしている。従つて、本願考案に
おいては、この帰還ループの伝達関数それ自体に
は高い精度が要求されないことから、この帰還ル
ープの選択・設計には大きな自由度がある。当業
者にとつては、このような条件下で、本願考案を
多様な形態で実施することができるであろう。
素子４７に帰還をかけることによりこの可変イン
ピーダンス素子を含む可変ゲイン増幅器の出力電
圧中の直流電圧成分の値が増加するにつれて前記
帰還抵抗の値が小さくなるように変化させる帰還
回路の構成は、第４Ｃ図に示したような発光ダイ
オードからの光ビームの強弱によつてフオト・セ
ルのインピーダンスを変化させる形態には限定さ
れない。本願考案は、帰還回路の帰還出力の大き
さ（例えば光ビームの強さ）と可変インピーダン
ス素子のインピーダンスの値との関係が線型でな
くとも、高い精度で所望の減衰動作を行わせるこ
とができるようにしている。従つて、本願考案に
おいては、この帰還ループの伝達関数それ自体に
は高い精度が要求されないことから、この帰還ル
ープの選択・設計には大きな自由度がある。当業
者にとつては、このような条件下で、本願考案を
多様な形態で実施することができるであろう。
〔効果〕
以上詳細に説明したように、本願考案によれば、
ｎを２以上の任意の整定数とするとき、入力信号
のｎ乗根、すなわちn√入力信号を簡単な構成で
正確に出力する信号減衰器が与えられる。
ｎを２以上の任意の整定数とするとき、入力信号
のｎ乗根、すなわちn√入力信号を簡単な構成で
正確に出力する信号減衰器が与えられる。
第１図ないし第３図は従来技術による信号減衰
器を示した図、第４Ａ図ないし第４Ｃ図は本考案
の一実施例による信号減衰器全体を示したブロツ
ク図、第５図は本考案の他実施例による信号減衰
器全体を示したブロツク図である。 ４０……入力端子、４１……出力端子、４２…
…ハイパス・フイルタ、４３……RMS回路、４
５……可変ゲイン増幅器、４７……可変インピー
ダンス素子、４９……インピーダンス制御回路。
器を示した図、第４Ａ図ないし第４Ｃ図は本考案
の一実施例による信号減衰器全体を示したブロツ
ク図、第５図は本考案の他実施例による信号減衰
器全体を示したブロツク図である。 ４０……入力端子、４１……出力端子、４２…
…ハイパス・フイルタ、４３……RMS回路、４
５……可変ゲイン増幅器、４７……可変インピー
ダンス素子、４９……インピーダンス制御回路。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 入力信号を受け取る入力ポートと、 出力ポートと、 前記入力ポートからの前記入力信号を受け取
る入力端と前記出力ポートに接続された出力端
と前記入力端と前記出力端との間に接続された
抵抗値を変化させることができる帰還抵抗とを
有し、前記入力ポートで受け取つた前記入力信
号を前記帰還抵抗の抵抗値に比例する増幅度で
増幅する増幅器と を有する信号減衰器において、 ｎを２以上の整数の定数とするとき、前記増
幅器の前記出力端に現れる信号の交流成分の
（ｎ−１）乗に比例する直流電流を前記増幅器
の前記入力端と前記帰還抵抗との接続部に与え
る回路と、 前記増幅器の前記出力端の直流電圧成分を一
定値とするため、前記増幅器の前記出力端の直
流電圧成分の値を前記帰還抵抗に帰還して、前
記直流電圧成分の値が増加するにつれて前記帰
還抵抗の値が小さくなるように変化させる帰還
回路とを設け、 前記入力信号のｎ乗根に比例した出力を前記
増幅器から得ることを特徴とする信号減衰器。 (2) 前記帰還抵抗はフオト・セルを含み、 前記帰還回路は、 前記増幅器の出力信号を積分する積分回路
と、 前記積分回路の出力端に接続されて前記フオ
ト・セルに光ビームを放出し、該光ビームの強
さは前記積分回路の出力レベルが増大するにつ
れて増大する光放出ダイオード とを有することにより、 前記直流電圧成分の値の前記帰還抵抗への帰
還は前記光ビームによつて行う ことを特徴とする実用新案登録請求の範囲第１
項記載の信号減衰器。 (3) 前記増幅器の出力端と前記積分回路の入力端
との間に底域通過フイルタを設けたことを特徴
とする実用新案登録請求の範囲第２項記載の信
号減衰器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/135,952 US4356449A (en) | 1980-03-31 | 1980-03-31 | Logarithmic attenuating circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02116119U JPH02116119U (ja) | 1990-09-18 |
| JPH051133Y2 true JPH051133Y2 (ja) | 1993-01-13 |
Family
ID=22470535
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4713481A Pending JPS56149112A (en) | 1980-03-31 | 1981-03-30 | Signal attenuator |
| JP1032363A Pending JPH07307633A (ja) | 1980-03-31 | 1989-02-10 | 信号減衰機 |
| JP1990003395U Expired - Lifetime JPH051133Y2 (ja) | 1980-03-31 | 1990-01-18 |
Family Applications Before (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4713481A Pending JPS56149112A (en) | 1980-03-31 | 1981-03-30 | Signal attenuator |
| JP1032363A Pending JPH07307633A (ja) | 1980-03-31 | 1989-02-10 | 信号減衰機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4356449A (ja) |
| JP (3) | JPS56149112A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4720673A (en) * | 1985-05-15 | 1988-01-19 | Avcom Of Virginia, Inc. | Spectrum analyzer and logarithmic amplifier therefor |
| JP2610269B2 (ja) * | 1987-07-31 | 1997-05-14 | リ−ダ−電子株式会社 | 可変位相補償装置 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3206620A (en) * | 1961-08-29 | 1965-09-14 | Westinghouse Electric Corp | Logarithmic gain tuned amplifier |
| US3361975A (en) * | 1964-09-29 | 1968-01-02 | Air Force Usa | Circuit for logarithmically compressing a large dynamic range rf signal |
| US3502959A (en) * | 1968-01-29 | 1970-03-24 | Spectral Dynamics Corp | Electronic logarithm converter |
| US3562552A (en) * | 1968-02-16 | 1971-02-09 | Honeywell Inc | Rms to log converter circuit |
| US3629617A (en) * | 1970-02-20 | 1971-12-21 | Martin Marietta Corp | Voltage-controlled logarithmic attenuator |
| JPS51117542U (ja) * | 1975-03-18 | 1976-09-24 | ||
| JPS5823967B2 (ja) * | 1975-07-03 | 1983-05-18 | ソニー株式会社 | シンゴウアツシユクカイロ |
| JPS5377449A (en) * | 1976-12-21 | 1978-07-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Compander circuit of singal |
| JPS5937904B2 (ja) * | 1977-03-23 | 1984-09-12 | 三洋電機株式会社 | 信号の圧縮伸長装置のブリ−ジング除去回路 |
| JPS5455109A (en) * | 1977-10-12 | 1979-05-02 | Toshiba Corp | Controller for signal level |
| JPS6041885B2 (ja) * | 1978-03-07 | 1985-09-19 | 日本電気株式会社 | 折れ線特性をもつ信号振幅圧伸器 |
| JPS5583352A (en) * | 1978-12-20 | 1980-06-23 | Sanyo Electric Co Ltd | Noise reduction unit on signal compression and expansion system |
| JPS55121750A (en) * | 1979-03-14 | 1980-09-19 | Sony Corp | Compander |
-
1980
- 1980-03-31 US US06/135,952 patent/US4356449A/en not_active Expired - Lifetime
-
1981
- 1981-03-30 JP JP4713481A patent/JPS56149112A/ja active Pending
-
1989
- 1989-02-10 JP JP1032363A patent/JPH07307633A/ja active Pending
-
1990
- 1990-01-18 JP JP1990003395U patent/JPH051133Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4356449A (en) | 1982-10-26 |
| JPS56149112A (en) | 1981-11-18 |
| JPH02116119U (ja) | 1990-09-18 |
| JPH07307633A (ja) | 1995-11-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4253069A (en) | Filter circuit having a biquadratic transfer function | |
| US3831117A (en) | Capacitance multiplier and filter synthesizing network | |
| US3296546A (en) | Transistor circuit constructions for active type band pass filters | |
| US4430626A (en) | Networks for the log domain | |
| RU2110140C1 (ru) | Перестраиваемый arc-фильтр | |
| JPH051133Y2 (ja) | ||
| US3895309A (en) | Sub networks for filter ladder networks | |
| RU2249910C2 (ru) | Активный фнч третьего порядка с нулем передачи | |
| US3408590A (en) | Active hybrid filter using frequency emphasizing and attenuating networks | |
| US4634986A (en) | Log amplifier with pole-zero compensation | |
| Langhammer et al. | A 1+ α low-pass fractional-order frequency filter with adjustable parameters | |
| NL9002154A (nl) | Companderende stroom-modus transconductor-c integrator. | |
| CN112769412A (zh) | 一种双运放椭圆函数、反切比雪夫有源低通滤波器电路 | |
| RU2718210C1 (ru) | Активный rc-фильтр нижних частот с одноэлементной перестройкой частоты полюса на дифференциальных и мультидифференциальном операционных усилителях | |
| US3274509A (en) | Differential amplifier | |
| RU2797040C1 (ru) | Фильтр низких частот на основе мультидифференциального операционного усилителя | |
| SU1042161A1 (ru) | Активный @ -фильтр | |
| GB1061029A (en) | Circuit arrangement having a variable frequency response and phase response to an alternating electrical input, and a defined transfer function | |
| RU2242840C1 (ru) | Активный фильтр нижних частот третьего порядка | |
| RU2060544C1 (ru) | Устройство для извлечения квадратного корня | |
| Mulajkar | Electronically Tunable Third Order Feed Forward CM Band Pass Filter for Q= 10 | |
| Mulajkar | BAND-PASS RESPONSE OF FEED FORWARD SECOND ORDER CURRENT-MODE FILTER FOR Q= 10 | |
| US4464637A (en) | Semi-active notch filter | |
| RU2040853C1 (ru) | Программируемый arc-фильтр | |
| JPH01161585A (ja) | 乗算器 |