JPH0512881B2 - - Google Patents
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- JPH0512881B2 JPH0512881B2 JP10891483A JP10891483A JPH0512881B2 JP H0512881 B2 JPH0512881 B2 JP H0512881B2 JP 10891483 A JP10891483 A JP 10891483A JP 10891483 A JP10891483 A JP 10891483A JP H0512881 B2 JPH0512881 B2 JP H0512881B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- waveguide
- wave
- band wave
- common
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はマイクロ波及びミリ波帯において離
れた２周波数帯に対して共用するアンテナの給電
用偏分波器の構成に関する。
れた２周波数帯に対して共用するアンテナの給電
用偏分波器の構成に関する。
従来、パラボラアンテナにおいて一個の一次放
射器に離れた２周波数帯でそれぞれ直交方向両用
の偏波で共通導波管を励振する偏分波器として、
いくつかの構成が実用に供され、それぞれ長所、
欠点を有している。
射器に離れた２周波数帯でそれぞれ直交方向両用
の偏波で共通導波管を励振する偏分波器として、
いくつかの構成が実用に供され、それぞれ長所、
欠点を有している。
以下図面により詳記する。第１図Ａ，Ｂは従来
におけるこの種の偏分波器の一構成例を示す斜視
図である。P11ポートより入力された帯域波１は
マジツクＴにより同相同振幅に分けられた後帯域
濾波器又はP2ポートより入力される帯域波２に
対し非通過特性を供する濾波器a1，a2を通過し結
合孔b1，b2により励振されて共通出力ポートP3に
導かれ、偏波EV1になる。全く同様に、P12ポート
より入力された帯域波１は共通出力ポートP5に
導かれた時にはEV1と直交するEH1となる。結合孔
b1，b2，b3，b4は共通導波管の周辺に正確に90゜
間隔で設けられている。一方、入力ポートP2よ
り入力された帯域波２はこれらの結合孔b1〜b4の
影響を受けるが、結合孔が90゜間隔で設けられて
いて、共通導波管内を伝送可能な高次モード波が
TM01，TE21モード迄とすると、基本波モードで
あるTE11゜モード波からそれと直交するTE11モー
ド波成分を発生することはない。従つて、入力ポ
ートP2からも任意方向の偏波をもつ帯域波２を
入力させて共通出力ポートP3に導くことができ
る。しかしながら、この構成は、帯域波１を入力
する際マジツクＴで２分する必要があるので、複
雑になり、かつ調整がめんどうになる欠点があつ
た。
におけるこの種の偏分波器の一構成例を示す斜視
図である。P11ポートより入力された帯域波１は
マジツクＴにより同相同振幅に分けられた後帯域
濾波器又はP2ポートより入力される帯域波２に
対し非通過特性を供する濾波器a1，a2を通過し結
合孔b1，b2により励振されて共通出力ポートP3に
導かれ、偏波EV1になる。全く同様に、P12ポート
より入力された帯域波１は共通出力ポートP5に
導かれた時にはEV1と直交するEH1となる。結合孔
b1，b2，b3，b4は共通導波管の周辺に正確に90゜
間隔で設けられている。一方、入力ポートP2よ
り入力された帯域波２はこれらの結合孔b1〜b4の
影響を受けるが、結合孔が90゜間隔で設けられて
いて、共通導波管内を伝送可能な高次モード波が
TM01，TE21モード迄とすると、基本波モードで
あるTE11゜モード波からそれと直交するTE11モー
ド波成分を発生することはない。従つて、入力ポ
ートP2からも任意方向の偏波をもつ帯域波２を
入力させて共通出力ポートP3に導くことができ
る。しかしながら、この構成は、帯域波１を入力
する際マジツクＴで２分する必要があるので、複
雑になり、かつ調整がめんどうになる欠点があつ
た。
第２図は従来における偏分波器の他の構成例を
示すブロツク図であり、帯域波がポートP11とP12
より入力されたポートP3に出力された時には偏
波が互いに直交になつている。
示すブロツク図であり、帯域波がポートP11とP12
より入力されたポートP3に出力された時には偏
波が互いに直交になつている。
第２図の構成例では、帯域波１及び２共EV1と
して共通出力ポートP3に導きたい時には共通の
ポートP11より、EH1として導きたい時には共通の
ポートP12より励振している。このために、ポー
トP11，P12には帯域波１と２を合成するための偏
波器（合成器）１２を必要とするが、FV1とEH1に
対しては軸方向にずれた所で共通導波管を励振で
きるので、偏波の劣化は少く又マジツクＴ等も必
要としない。しかしながら、この構成例では帯域
波１，２を合成するための濾偏波器１２が必要と
なるばかりでなく、ポートP11，P12では両帯域波
を同時に励振せねばならないので、前記した第１
図の構成例に比べさらに複雑である一方、調整が
非常にめんどうになる欠点があつた。
して共通出力ポートP3に導きたい時には共通の
ポートP11より、EH1として導きたい時には共通の
ポートP12より励振している。このために、ポー
トP11，P12には帯域波１と２を合成するための偏
波器（合成器）１２を必要とするが、FV1とEH1に
対しては軸方向にずれた所で共通導波管を励振で
きるので、偏波の劣化は少く又マジツクＴ等も必
要としない。しかしながら、この構成例では帯域
波１，２を合成するための濾偏波器１２が必要と
なるばかりでなく、ポートP11，P12では両帯域波
を同時に励振せねばならないので、前記した第１
図の構成例に比べさらに複雑である一方、調整が
非常にめんどうになる欠点があつた。
これに対して、第３図に示された構成例では、
帯域波１を共通導波管に移す部分では帯域波２が
影響されないように、この部分では同軸線路とな
つている。そして、帯域波２はその中心導体とな
つている導波管を伝送してくる。帯域波１を入力
するポートには従つて帯域波２の結合を阻止する
ための濾波器を設ける必要がなく、同軸線路に移
すことができる。同軸線路を伝送してきた帯域波
１とその中心導体である円形導波管を伝送してき
た帯域波２は、コルゲート円形導波管部Ｃに移さ
れる。このコルゲート導波管部Ｃの溝のインピー
ダンスは、帯域波１に対しては、誘導性であり、
帯域波２に対しては容量性に選ばれているので、
帯域波１は壁面電流が増し、エネルギー分布が管
壁にまつわりつくようになるので、整合がとれた
同軸線路から導波管線路への移行が行われる。一
方、帯域波２はコルゲートにより帯域波１と逆の
影響を受けるので、ポートP11，P12への漏洩が少
くかつ中心導体部である小円形導波管より共通線
路である大円形導波管へ良好に電波の移行がおこ
なれる。このコルゲート導波管部Ｃは共通円形導
波管軸に関し対称であるために、帯域波１，２の
偏波の方向とは無関係に良好な偏波特性を提供で
きる特徴がある。
帯域波１を共通導波管に移す部分では帯域波２が
影響されないように、この部分では同軸線路とな
つている。そして、帯域波２はその中心導体とな
つている導波管を伝送してくる。帯域波１を入力
するポートには従つて帯域波２の結合を阻止する
ための濾波器を設ける必要がなく、同軸線路に移
すことができる。同軸線路を伝送してきた帯域波
１とその中心導体である円形導波管を伝送してき
た帯域波２は、コルゲート円形導波管部Ｃに移さ
れる。このコルゲート導波管部Ｃの溝のインピー
ダンスは、帯域波１に対しては、誘導性であり、
帯域波２に対しては容量性に選ばれているので、
帯域波１は壁面電流が増し、エネルギー分布が管
壁にまつわりつくようになるので、整合がとれた
同軸線路から導波管線路への移行が行われる。一
方、帯域波２はコルゲートにより帯域波１と逆の
影響を受けるので、ポートP11，P12への漏洩が少
くかつ中心導体部である小円形導波管より共通線
路である大円形導波管へ良好に電波の移行がおこ
なれる。このコルゲート導波管部Ｃは共通円形導
波管軸に関し対称であるために、帯域波１，２の
偏波の方向とは無関係に良好な偏波特性を提供で
きる特徴がある。
この発明は従来の上記実情に鑑みてなされたも
のであり、従つてこの発明の目的は、以上のよう
に従来使用された２周波数帯直交偏波共用の偏分
波器のうち第３図で得られると同様な特性を小形
でしかも簡単な構造で実現できる新規な偏分波器
を提供することある。
のであり、従つてこの発明の目的は、以上のよう
に従来使用された２周波数帯直交偏波共用の偏分
波器のうち第３図で得られると同様な特性を小形
でしかも簡単な構造で実現できる新規な偏分波器
を提供することある。
この発明の上記目的は、中心導体を円形導波管
とする円形同軸線路とその外周導体を共通線路と
する円形導波管を接合し、前記円形同軸線路の部
分から第１の周波数帯域波を励振し、前記中心円
形導波管には前記第１の帯域波より周波数の高い
第２の周波数帯域波が伝送される偏分波器におい
て、前記円形導波管との変換部に近い前記円形同
軸線路の中心導体と外周導体の間の全周に前記第
１の周波数帯域波に対しては通過域となり前記第
２の周波数帯域波に対しては反射域となる多層誘
導体フイルタを設けることを特徴とする２周波数
帯共用偏分波器、によつて達成される。
とする円形同軸線路とその外周導体を共通線路と
する円形導波管を接合し、前記円形同軸線路の部
分から第１の周波数帯域波を励振し、前記中心円
形導波管には前記第１の帯域波より周波数の高い
第２の周波数帯域波が伝送される偏分波器におい
て、前記円形導波管との変換部に近い前記円形同
軸線路の中心導体と外周導体の間の全周に前記第
１の周波数帯域波に対しては通過域となり前記第
２の周波数帯域波に対しては反射域となる多層誘
導体フイルタを設けることを特徴とする２周波数
帯共用偏分波器、によつて達成される。
次にこの発明をその良好な一実施例について図
面を参照しながら詳細に説明しよう。
面を参照しながら詳細に説明しよう。
第４図はこの発明の一実施例を示す構成図であ
る。即ち、第４図のように、帯域波１に対しては
同軸線路を、帯域波２に対してはその中心導体と
なつている円形導波管の構成とする。そして同軸
線路と円形導波管線路との変換部には誘電体多層
濾波器（フイルタ）ｄを設けることにより帯域波
１および２を互に干渉することなしにしかも偏波
の軸比が劣化することなしに共通円形導波管に導
くものである。この実施例を図面について説明す
ると、第４図に示すように、共通円形導波管の一
方よりさらに小さな円形導波管を管軸にそつて挿
入する。そして挿入された導波管の先端部分と共
通円形導波管との間の空間には誘電体多層濾波器
ｄを設ける。P11，P12は帯域波１を結合孔ｂ，
b′を介して共通円形導波管に導くためのポート、
P2は帯域波２を励振するためのポートであり、
偏波の方向は任意とする。
る。即ち、第４図のように、帯域波１に対しては
同軸線路を、帯域波２に対してはその中心導体と
なつている円形導波管の構成とする。そして同軸
線路と円形導波管線路との変換部には誘電体多層
濾波器（フイルタ）ｄを設けることにより帯域波
１および２を互に干渉することなしにしかも偏波
の軸比が劣化することなしに共通円形導波管に導
くものである。この実施例を図面について説明す
ると、第４図に示すように、共通円形導波管の一
方よりさらに小さな円形導波管を管軸にそつて挿
入する。そして挿入された導波管の先端部分と共
通円形導波管との間の空間には誘電体多層濾波器
ｄを設ける。P11，P12は帯域波１を結合孔ｂ，
b′を介して共通円形導波管に導くためのポート、
P2は帯域波２を励振するためのポートであり、
偏波の方向は任意とする。
図の構成において帯域波１は帯域波２より周波
数は低い。誘電体多層フイルタｄは帯域波１に対
しては通過、帯域波２に対しては非通過形とす
る。今、入力ポートP2より入力された帯域波２
は同軸線路の中心導体となつてる導波管の先端部
で共通導波管に放射される。この時、誘電体多層
フイルタｄは非通過帯となつているために、等価
的に共通導波管との間には短絡面が形成されてい
る。従つて、誘電体多層フイルタｄの位置、構造
を工夫することによつてインピーダンスの不整合
が生ずることなく共通円形導波管に移すことがで
きる。誘電体多層フイルタｄは共通導波管の管軸
のまわりに回転対称となつているので、入力ポー
トP2からの入力波の偏波方向が任意であつてそ
の軸比がこの変換部で劣化することはない。又、
帯域波２の周波数に対し軸比を劣化させるような
高次モード波を発生させることもほとんどない。
数は低い。誘電体多層フイルタｄは帯域波１に対
しては通過、帯域波２に対しては非通過形とす
る。今、入力ポートP2より入力された帯域波２
は同軸線路の中心導体となつてる導波管の先端部
で共通導波管に放射される。この時、誘電体多層
フイルタｄは非通過帯となつているために、等価
的に共通導波管との間には短絡面が形成されてい
る。従つて、誘電体多層フイルタｄの位置、構造
を工夫することによつてインピーダンスの不整合
が生ずることなく共通円形導波管に移すことがで
きる。誘電体多層フイルタｄは共通導波管の管軸
のまわりに回転対称となつているので、入力ポー
トP2からの入力波の偏波方向が任意であつてそ
の軸比がこの変換部で劣化することはない。又、
帯域波２の周波数に対し軸比を劣化させるような
高次モード波を発生させることもほとんどない。
一方、入力ポートP11より入力された帯域波１
は誘電体多層フイルタｄを通過し、導波管線路に
移る。この時、入力ポートP2を伝送させる導波
管の直径は帯域波１に対しては非伝送域にあるよ
うに選ばれている必要がある。又、誘電体多層フ
イルタｄは本実施例の場合には、５層の誘電体層
で構成されているが、帯域波１，２の使用帯域
帯、帯域波１と帯域波２の周波数差をパラメータ
としてその都度設計される必要がある。
は誘電体多層フイルタｄを通過し、導波管線路に
移る。この時、入力ポートP2を伝送させる導波
管の直径は帯域波１に対しては非伝送域にあるよ
うに選ばれている必要がある。又、誘電体多層フ
イルタｄは本実施例の場合には、５層の誘電体層
で構成されているが、帯域波１，２の使用帯域
帯、帯域波１と帯域波２の周波数差をパラメータ
としてその都度設計される必要がある。
以上の動作は、帯域波２に対してと同様に、２
個の大、小円形導波管および誘電体多層フイルタ
が導波管軸のまわりに総て回転対称であることか
ら、帯域波１に対しても任意方向に偏波を持つよ
うに励振しても軸比の劣化を招くことはない。従
つて、P11ポートに対し直交した別のポートP12を
設けさらにポートP11から入力された偏波に平行
な仕切板ｅを設けることより、ポートP12からも
帯域波１を励振することができる。
個の大、小円形導波管および誘電体多層フイルタ
が導波管軸のまわりに総て回転対称であることか
ら、帯域波１に対しても任意方向に偏波を持つよ
うに励振しても軸比の劣化を招くことはない。従
つて、P11ポートに対し直交した別のポートP12を
設けさらにポートP11から入力された偏波に平行
な仕切板ｅを設けることより、ポートP12からも
帯域波１を励振することができる。
以上の説明の第４図では、誘電体多層フイルタ
は導波管軸に対して傾斜した多層フイルタの場合
を示しているが、第５図に示すごとき構造のフイ
ルタでも動作原理は前記説明と全く同一である。
は導波管軸に対して傾斜した多層フイルタの場合
を示しているが、第５図に示すごとき構造のフイ
ルタでも動作原理は前記説明と全く同一である。
以上のことから、周波数帯域波１に対しては直
交する２つの偏波で共通導波管を励振し、一方別
のより高い周波数帯域波２に対しては任意方向に
偏波をもつ別の直交２偏波で共通導波管に軸比の
劣化を原理的に生じずに移すことができる構造に
より、簡単な直交偏分波器を提供することができ
る。
交する２つの偏波で共通導波管を励振し、一方別
のより高い周波数帯域波２に対しては任意方向に
偏波をもつ別の直交２偏波で共通導波管に軸比の
劣化を原理的に生じずに移すことができる構造に
より、簡単な直交偏分波器を提供することができ
る。
第１図Ａ，Ｂは従来実施されている本発明と同
一目的のための偏分波器の一例を示す外観図、結
合孔、濾波器の位置、配置を示す内部構成斜視
図、第２図は従来における偏分波器の他の構成例
を示すブロツク図、第３図は従来における偏分波
器の更に他の構成例を示す図、第４図は本発明に
係る偏分波器の一実施例を示す構成図、第５図は
本発明に使用する誘電体多層フイルタの他の実施
例を示す図である。 １，２……周波数帯域波、１１……帯域波１お
よび帯域波２に対して同時に同一偏波で給電可能
な偏分波器、１２……帯域波１と帯域波２を合成
するための合成器（濾波器）、P11，P12……帯域
波１を入力する入力ポート、P2……帯域波２を
入力する入力ポート、P3……共通出力ポート、a1
〜a4……帯域波２が結合することを防ぐための総
て同一の特性を持つ濾波器、ｂ，b′，b1〜b4……
結合孔、ｃ……コルゲート変換部、ｄ……誘電体
多層フイルタ、ｅ……同軸線路の中心導体と外周
導体との間の中心に結合孔b′と平行に設けられた
仕切板。
一目的のための偏分波器の一例を示す外観図、結
合孔、濾波器の位置、配置を示す内部構成斜視
図、第２図は従来における偏分波器の他の構成例
を示すブロツク図、第３図は従来における偏分波
器の更に他の構成例を示す図、第４図は本発明に
係る偏分波器の一実施例を示す構成図、第５図は
本発明に使用する誘電体多層フイルタの他の実施
例を示す図である。 １，２……周波数帯域波、１１……帯域波１お
よび帯域波２に対して同時に同一偏波で給電可能
な偏分波器、１２……帯域波１と帯域波２を合成
するための合成器（濾波器）、P11，P12……帯域
波１を入力する入力ポート、P2……帯域波２を
入力する入力ポート、P3……共通出力ポート、a1
〜a4……帯域波２が結合することを防ぐための総
て同一の特性を持つ濾波器、ｂ，b′，b1〜b4……
結合孔、ｃ……コルゲート変換部、ｄ……誘電体
多層フイルタ、ｅ……同軸線路の中心導体と外周
導体との間の中心に結合孔b′と平行に設けられた
仕切板。
Claims (1)
- １ 中心導体を円形導波管とする円形同軸線路と
その外周導体を共通線路とする円形導波管を接合
し、前記円形同軸線路の部分から第１の周波数帯
域波を励振し、前記中心円形導波管には前記第１
の帯域波より周波数の高い第２の周波数帯域波が
伝送される偏分波器において、前記円形導波管と
の変換部に近い前記円形同軸線路の中心導体と外
周導体の間の全周に前記第１の周波数帯域波に対
しては通過域となり前記第２の周波数帯域波に対
しては反射域となる多層誘電体フイルタを設ける
ことを特徴とする２周波数帯共用偏分波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10891483A JPS601902A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | ２周波数帯共用偏分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10891483A JPS601902A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | ２周波数帯共用偏分波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS601902A JPS601902A (ja) | 1985-01-08 |
| JPH0512881B2 true JPH0512881B2 (ja) | 1993-02-19 |
Family
ID=14496839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10891483A Granted JPS601902A (ja) | 1983-06-16 | 1983-06-16 | ２周波数帯共用偏分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS601902A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4821046A (en) * | 1986-08-21 | 1989-04-11 | Wilkes Brian J | Dual band feed system |
| US6060961A (en) * | 1998-02-13 | 2000-05-09 | Prodelin Corporation | Co-polarized diplexer |
| JP4060228B2 (ja) | 2003-04-04 | 2008-03-12 | 三菱電機株式会社 | 導波管形偏分波器 |
| JP4827804B2 (ja) * | 2007-07-23 | 2011-11-30 | 三菱電機株式会社 | アンテナ給電回路 |
| ATE542260T1 (de) * | 2009-02-02 | 2012-02-15 | Centre Nat Etd Spatiales | Orthomoduswandler für einen wellenleiter |
| EP3561949B1 (en) * | 2018-04-27 | 2023-08-23 | Nokia Shanghai Bell Co., Ltd. | Multiband antenna feed |
-
1983
- 1983-06-16 JP JP10891483A patent/JPS601902A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS601902A (ja) | 1985-01-08 |
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