JPH0513055Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 産業上の利用分野 本考案は、磁気テープ再生装置などで好適に用
いられる音質調整回路に関し、さらに詳しくは、
高音域のトレブルと低音域のバスとを個別に増
強／減衰することができるようにした音質調整回
路に関する。

従来の技術 第１１図は、典型的な従来技術の音質調整回路
１の電気回路図である。音響信号源２からの音響
信号は、結合コンデンサｃ０を介して、並列に接
続された低域調整回路３と高域調整回路４とに与
えられる。低域調整回路３は、抵抗ｒ４、可変抵
抗ｒ７、および抵抗ｒ５がこの順序で接続された
直列回路と、可変抵抗ｒ７の両端に一方の端子が
接続されるコンデンサｃ２，ｃ３とを含み、これ
らのコンデンサｃ２，ｃ３の他方の端子が接続さ
れる前記可変抵抗ｒ７の可動片ｒ７ａが演算増幅
器５の反転入力端子に入力されて構成される。

前記高域調整回路３は、抵抗ｒ１、可変抵抗ｒ
３、および抵抗ｒ２がこの順序で接続された直列
回路と、可変抵抗ｒ３の可動片ｒ３ａに一方の端
子が接続されるコンデンサｃ４とを含み、このコ
ンデンサｃ４の他方の端子が演算増幅器５の前記
反転入力端子に接続されて構成される。

この演算増幅器５の出力は、ライン６から前記
低域および高域調整回路３，４を介して該演算増
幅器５に負帰還される。この演算増幅器５は、ラ
イン７から供給されるVccの電圧を有する電源か
らの電力によつて電力付勢され、またこの演算増
幅器５の非反転入力端子には、基準電圧として前
記電圧Vccの1/2の電圧が入力される。この演算
増幅器５からの出力は、電子増幅回路８などに与
えられ、スピーカ９から音響化される。

考案が解決しようとする課題 上述のような従来技術の音質調整回路１では、
演算増幅器５と抵抗およびコンデンサとによるい
わゆるアクテイブフイルタを用いて低コスト化を
図つている。このためＱを高くすることができ
ず、低音域および高音域の最大増強時および最大
減衰時には、第１２図において斜線を施して示さ
れるように遮断周波数を超えた帯域では、そのゲ
インはピークを生じることなく、ほぼ一定の最大
増強量または減衰量のままで保持される。

したがつて特に前記音響信号源２として磁気テ
ープ再生装置を用いた場合、高音域の増強を行う
と、必要外の帯域まで増強されてしまうため、ヒ
スノイズが増大して聴感上、違和感を生じてしま
う。

本考案の目的は、聴感上、違和感なく高音域を
増強することができるようにした音質調整回路を
提供することである。

課題を解決するための手段 本考案は、音声信号が与えられるラインに、第
１抵抗Ｒ３と、第２抵抗Ｒ４と、第１可変抵抗Ｒ
７と、第３抵抗Ｒ５と、第４抵抗Ｒ６とをこの順
序で直列に接続し、 前記第１可変抵抗Ｒ７にはコンデンサＣ３を並
列に接続し、第１可変抵抗Ｒ７の出力を演算増幅
器に入力し、該演算増幅器の出力を第４抵抗Ｒ６
の出力側に接続し、 前記第１抵抗Ｒ３と第２抵抗Ｒ４との接続点
と、前記第３抵抗Ｒ５と第４抵抗Ｒ６との接続点
との間に第２可変抵抗Ｒ８を接続し、この第２可
変抵抗Ｒ８の出力側に直列共振回路を接続するこ
とを特徴とする音質調整回路である。

作 用 本考案に従えば、音声信号が与えられるライン
に、第１抵抗Ｒ３と、第２抵抗Ｒ４と、第１可変
抵抗Ｒ７と、第３抵抗Ｒ５と、第４抵抗Ｒ６とを
この順序で直列に接続し、また第１可変抵抗Ｒ７
にはコンデンサＣ３を並列に接続し、第１可変抵
抗Ｒ７の可動片から導出される該第１可変抵抗Ｒ
７の出力を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出
力を前記第４抵抗Ｒ６の出力側に接続する。した
がつて前記第１可変抵抗Ｒ７の可動片を変位する
ことによつて低音域の増強もしくは減衰量が変化
される。

また前記第１抵抗Ｒ３と第２抵抗Ｒ４との接続
点と、前記第３抵抗Ｒ５と第４抵抗Ｒ６との接続
点との間に第２可変抵抗Ｒ８を接続し、この第２
可変抵抗Ｒ８の出力側に直列共振回路を接続す
る。したがつてこの直列共振回路にコイルや半導
体インダクタなどを用いてＱを高くし、第２可変
抵抗Ｒ８を調整することによつて、この直列共振
回路の共振点付近の高音のみの増強または減衰を
行うことができ、たとえば磁気テープ再生時にお
けるヒスノイズ成分までも増強することなく、し
たがつて自然な聴感で高音域の増強を行うことが
できる。

実施例 第１図は本考案の一実施例の音質調整回路１１
の電気回路図である。たとえば磁気テープ再生装
置やラジオ受信機などの音響信号源１２からの音
響信号は、結合コンデンサＣ０の介在されるライ
ン２１を介して低域調整回路１３に与えられる。
この低域調整回路１３は、第１抵抗Ｒ３と、第２
抵抗Ｒ４と、第１可変抵抗Ｒ７と、第３抵抗Ｒ５
と、第４抵抗Ｒ６とがこの順序で直列に接続され
た直列回路と、前記第１可変抵抗Ｒ７に並列に接
続されるコンデンサＣ３とを含んで構成される。

第１可変抵抗Ｒ７の可動片Ｒ７ａは、演算増幅
器１５の反転入力端子に接続される。この演算増
幅器１５の出力は、ライン１６を介して前記第４
抵抗Ｒ６の出力側に与えられ、負帰還される。

前記第１抵抗Ｒ３と第２抵抗Ｒ４との接続点２
２と、前記第３抵抗Ｒ５と第４抵抗Ｒ６との接続
点２３との間には、第２可変抵抗Ｒ８が接続され
おり、この第２可変抵抗Ｒ８の可動片Ｒ８ａは、
コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ９と、コイルＬ４にと
よつて構成される直列共振回路２４を介して接地
される。この直列共振回路２４と、第２可変抵抗
Ｒ８とを含んで高域調整回路１４が構成される。

前記演算増幅器１５は、電源電圧Vccによつて
電力付勢されており、またこの演算増幅器１５の
非反転入力端子には、前記電圧Vccの1/2の電圧
が与えられる。この演算増幅器１５からの出力
は、電力増幅回路１８を介してスピーカ１９に与
えられ、音響化される。

このように構成された音質調整回路１１におい
て、まず各回路定数は以下のように選ばれる。

Ｒ３＋Ｒ４＝Ｒ５＋Ｒ６ …(1) これによつて第１可変抵抗Ｒ７の可動片Ｒ７ａ
を第１図左方側に変位することによつて、第２図
において参照符ｌ１で示されるように、低音域が
増強される。可動片Ｒ７ａを第１図右方側に変位
することによつて、第２図において参照符ｌ２で
示されるように、低音域は減衰され、また中高音
域では前記コンデンサＣ３が導通し、前記第１式
の条件から該中高音域においては、この低域調整
回路１３のゲインは１に近付いてゆく。また第１
抵抗Ｒ３と、第２抵抗Ｒ４との抵抗値の和を決定
することによつて低域調整回路１３の低音域にお
けるゲインが決定される。このときコンデンサＣ
４によつて低音域の信号は遮断され、したがつて
直列共振回路２４が低音域のゲインに影響するこ
とはない。

次に直列共振回路２４の共振周波数₀における
Ｑを、第１抵抗Ｒ３と、第５抵抗Ｒ９との分圧比
Ｒ３／Ｒ９によつて決定する。この場合、Ｒ３／
Ｒ９が大きくなるとＱは小さくなる。したがつて
第２可変抵抗Ｒ８の可動片８ａを第１図左方側に
変位することによつて、第２図において参照符ｌ
３で示されるように、前記共振周波数₀をピーク
として高音域が増強される。また可動片８ａを第
１図右方側に変位することによつて、第２図にお
いて参照符ｌ４で示されるように、前記共振周波
数₀をデイツプとして高音域の減衰が行われる。

以上のように３つの条件を設定することによつ
て、低域調整回路１３と、高域調整回路１４との
相互間の影響をなくすことができるとともに、第
２図で示されるように高音域において前記共振周
波数₀より高い周波数になるにつれてゲインが１
に近付くため、前記音響信号源１２としてたとえ
ばテープ再生装置が用いられた場合には、音響信
号の高音域成分を増強しつつ、ヒスノイズ成分の
ゲインを抑えることができ、聴感上の違和感をな
くして高音域を増強することができる。

第１図に示される実施例が第２図に示される特
性を有する理由についてさらに説明する。まず第
３図に示されるように演算増幅器１５の反転入力
端子に抵抗Ｒ２１を介して入力電圧ｅ１が与えら
れ、そのとき流れる電流をｉ１とし、反転入力端
子に出力端子との間で抵抗Ｒ２２が接続され、出
力電圧ｅ２が得られ、抵抗Ｒ２２に電流ｉ２が流
れるとき、次の第２式〜第４式が成立する。

e1＝R1・i1 …(2) e2＝−R2・i2 …(3) i1＝i2 …(4) したがつて第５式が成立する。

e2／e1＝−R2／R1 …(5) 利得Gvは、第６式のようになる。

Gv＝20logR22／R21 …(6) そこで低域調整回路１３の特性を考察する。説
明の簡略化のために、高域調整回路１４を無視し
て考えると、第１図に示される回路は、第４図に
示されるとおりとなる。第１可変抵抗Ｒ７の可動
片Ｒ７ａが第４図の抵抗Ｒ７，Ｒ５の接続点４２
側にあるとき、演算増幅器１５のゲインGvは、
前述の第３図に関連して第６式に基づき、次の第
７式のとおりとなる。

Gv＝20logＲ５＋Ｒ６／Ｒ３＋Ｒ４＋RA …(7) ここでRAは、第１可変抵抗Ｒ７とコンデンサ
Ｃ３との並列回路のインピーダンスである。

したがつて Ｒ３＋Ｒ４＋RA＞Ｒ５＋Ｒ６ …(8) に選ぶと、インピーダンスRAは、低域から中高
域に進むに従つてインピーダンスが小さくなる特
性をもつので、（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ３＋Ｒ４＋
RA）は低域では小さく、中高域に進むにつれて
大きい値になり、かつ全帯域にわたつて１より小
さい値となる。したがつて第２図の参照符ｌ２で
示される特性が実現される。

第１可変抵抗Ｒ７の可動片Ｒ７ａが抵抗Ｒ７，
Ｒ４の接続点４１側にあるとき、演算増幅器１５
のゲインGvは、第９式で示されるとおりとなる。

Gv＝20logRA＋Ｒ５＋Ｒ６／Ｒ３＋Ｒ４ …(9) したがつて RA＋Ｒ５＋Ｒ６＞Ｒ３＋Ｒ４ …(10) に選ぶと、（RA＋Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ３＋Ｒ４）
は低域で大きく、中高域に進むにつれて小さい値
になり、かつ全帯域にわたつて１より大きい値と
なる。これによつて第２図の参照符ｌ１で示され
る特性が実現される。

さらに第１可変抵抗Ｒ７の可動片Ｒ７ａが接続
点４１，４２の間にあるとき、第２図のラインｌ
１，ｌ２で示される特性の間の特性が得られる。
このようにして可変抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３と
の並列回路では、各帯域、すなわち低域および中
高域においてインピーダンスが異なることを利用
して、演算増幅器１５のゲインGvを変化し、こ
れによつて特性ｌ１，ｌ２を達成している。

直列共振回路２４による特性を考察する。この
ために前述の第１図に示される構成を簡略化して
示すと、第５図のとおりとなる。抵抗Ｒ２３は、
接続点２２と演算増幅器１５の反転入力端子との
間の抵抗を示す。抵抗Ｒ２４は接続点２３と演算
増幅器１５の反転入力端子との間の抵抗を示す。
直列共振回路２４が、たとえば10kHzで共振して
いる状態では、第２可変抵抗Ｒ８の可動片Ｒ８ａ
は、第６図に示されるように接地された状態とな
つており、すなわち共振時には直列共振回路２４
のインピーダンスは零である。第２可変抵抗Ｒ８
の可動片Ｒ８ａがその第２可変抵抗Ｒ８の中央位
置にあるものとすると、ゲインGvは、第11式で
示されるとおりとなる。

Gv＝20log5.6＋2.2／2.2＋5.6＝0dB …(11) ここで抵抗Ｒ３，Ｒ６は2.2kΩ、抵抗Ｒ２３，
Ｒ２４は5.6kΩ、可変抵抗Ｒ８の接続点２２，２
３間の抵抗は50kΩとし、第７図に示される抵抗
Ｒ８の半分の抵抗値25kΩは大きい値であるので、
それを無視して考察すると、第７図のように等価
的に表すことができ、これによつて前述の第11式
が得られる。

第２可変抵抗Ｒ８の可動片Ｒ８ａが接続点２２
側にあるとき、第８図のように等価回路が得ら
れ、このときゲインGvは第12式で表される。

Gv＝20log5.6＋2.2／2.2≒＋10dB …(12) また第２可変抵抗Ｒ８の可動片Ｒ８ａが接続点
２３にあるときには、第９図に示される等価回路
が得られ、このときゲインGvは第13式のとおり
となる。

Gv＝20log2.2／2.2＋5.6≒−10dB …(13) 上述の第３図〜第９図の説明において演算増幅
器１５の反転入力端子では、交流電圧は零である
ものとする。

この第12式において第８図の50kΩの抵抗を無
視することができ、これによつて第12式が上述の
ように得られる。

こうして第２図の参照符ｌ３，ｌ４で示される
特性が得られる。

第１０図は本考案の他の実施例の音質調整回路
３１の電気回路図であり、この実施例は前述の実
施例に類似し、対応する部分には同一の参照符を
付す。この実施例では、高域調整回路３４の直列
共振回路３２には、前述のコイルＬ４に代えて、
トランジスタTr１を含む半導体インダクタが用
いられている。

すなわち、第２可変抵抗Ｒ８の可動片Ｒ８ａは
コンデンサＣ１，Ｃ２を介してトランジスタTr
１のベースに接続されており、またコンデンサＣ
１とコンデンサＣ２との接続点３３とトランジス
タTr１のエミツタとの間には抵抗Ｒ１が接続さ
れる。トランジスタTr１のエミツタは、抵抗Ｒ
１０を介して接地される。コンデンサＣ２とトラ
ンジスタTr１のベースとの接続点３４は、抵抗
Ｒ２，Ｒ１１を介して演算増幅器１５の非反転入
力端子に接続される。

抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ２との接続点３５は、コン
デンサＣ５を介して接地される。この接続点３５
にはまた、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を介して前記電源
電圧Vccが分圧されて与えられる。

今、抵抗Ｒ１を220Ωとし、抵抗Ｒ２，Ｒ１１
を33kΩとし、抵抗Ｒ３，Ｒ６を2.2kΩとし、抵
抗Ｒ４，Ｒ５を5.6kΩとし、可変抵抗Ｒ７，Ｒ８
を50KΩとし、抵抗Ｒ１０を3.3kΩとし、抵抗Ｒ
１２，Ｒ１３を4.7KΩとし、コンデンサＣ１を
18nFとし、コンデンサＣ２を1.5nFとし、コンデ
ンサＣ３を39nFとし、電源電圧Vccを8Vとする
とき、共振周波数₀と、Ｑとは、 となる。

このようにトランジスタTr１による半導体イ
ンダクタを用いることによつて、１チヤネル当た
り、該トランジスタTr１と、抵抗Ｒ２，Ｒ１１
と、コンデンサＣ２との少ない構成部品でＱの高
い高域調整回路３４を実現することができ、共振
周波数₀付近の帯域のみを増強または減衰させる
ことができ、特に磁気テープ再生時におけるヒス
ノイズ成分の増強を抑えて高音域を増強すること
ができ、自然な聴感で音質調整を行うことができ
る。

考案の効果 以上のように本考案によれば、音声信号が与え
られるラインに、第１抵抗Ｒ３と、第２抵抗Ｒ４
と、第１可変抵抗Ｒ７と、第３抵抗Ｒ５と、第４
抵抗Ｒ６とをこの順序で直列に接続し、また第１
可変抵抗Ｒ７にはコンデンサＣ３を並列に接続
し、第１可変抵抗Ｒ７の可動片から導出される該
第１可変抵抗Ｒ７の出力を演算増幅器に入力し、
演算増幅器の出力を前記第４抵抗Ｒ６の出力側に
接続し、また前記第１抵抗Ｒ３と第２抵抗Ｒ４と
の接続点と、前記第３抵抗Ｒ５と第４抵抗Ｒ６と
の接続点との間に第２可変抵抗Ｒ８を接続し、こ
の第２可変抵抗Ｒ８の出力側に直列共振回路を接
続するようにしたので、この直列共振回路にコイ
ルや半導体インダクタなどを用いてＱを高くし、
第２可変抵抗Ｒ８を調整することによつて、この
直列共振回路の共振点付近の高音域のみの増強ま
たは減衰を行うことができ、たとえば磁気テープ
再生時におけるヒスノイズ成分までも増強するこ
となく、したがつて比較的簡単な構成によつて高
音域の増強を自然な聴感で行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例の音質調整回路１１
の電気回路図、第２図は音質調整回路１１の周波
数特性を示すグラフ、第３図は演算増幅回路１５
の動作原理を説明するための電気回路図、第４図
は低域調整回路１３による特性を説明するための
電気回路図、第５図は高域調整回路１４の特性を
説明するための電気回路図、第６図は直列共振回
路２４の共振時の動作を説明するための図、第７
図、第８図および第９図は第５図に示される電気
回路の動作状態を説明するための電気回路図、第
１０図は本考案の他の実施例の音質調整回路３１
の電気回路図、第１１図は従来技術の音質調整回
路１の電気回路図、第１２図は音質調整回路１の
周波数特性を示すグラフである。 １１，３１……音質調整回路、１２……音響信
号源、１３……低域調整回路、１４，３４……高
域調整回路、１５……演算増幅器、１６，２１…
…ライン、１８……電力増幅回路、１９……スピ
ーカ、Ｒ１〜Ｒ６，Ｒ９〜Ｒ１３……抵抗、Ｒ
７，Ｒ８……可変抵抗、Ｃ０，Ｃ１〜Ｃ５……コ
ンデンサ、Tr１……トランジスタ。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 音声信号が与えられるラインに、第１抵抗Ｒ３
   と、第２抵抗Ｒ４と、第１可変抵抗Ｒ７と、第３
   抵抗Ｒ５と、第４抵抗Ｒ６とをこの順序で直列に
   接続し、 前記第１可変抵抗Ｒ７にはコンデンサＣ３を並
   列に接続し、第１可変抵抗Ｒ７の出力を演算増幅
   器に入力し、該演算増幅器の出力を第４抵抗Ｒ６
   の出力側に接続し、 前記第１抵抗Ｒ３と第２抵抗Ｒ４との接続点
   と、前記第３抵抗Ｒ５と第４抵抗Ｒ６との接続点
   との間に第２可変抵抗Ｒ８を接続し、この第２可
   変抵抗Ｒ８の出力側に直列共振回路を接続するこ
   とを特徴とする音質調整回路。