JPH05134773A - 誘導発電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回転検出器のトラブルを考慮しなくて済み、
また、小形化及び低コスト化を図れると共に、高速な電
流制御により応答性及び安定性の向上を図る。 【構成】 電流比較回路１４は、電圧制御回路１３から
の指令値と電流検出器８からの検出値とを比較して論理
レベル信号を出力する。転流制御回路１６はこの論理レ
ベル信号に基き電圧同期信号、電圧基本位相信号を出力
する。ＰＷＭ制御回路１９は、これら論理レベル信号、
電圧同期信号、電圧基本位相信号の入力に基き、コンバ
ータ３のＰＷＭ制御を行う。誘導発電機２の回転変化
は、その出力電流の変化率の変化に対応するものとな
る。したがって、転流制御回路１６から出力される電圧
同期信号の周波数も回転数に対応したものとなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、風力発電や内燃機関で
使用される機械装置の余剰動力を利用して電力を得る軸
発電など、原動機の回転速度が大幅に変化する用途に適
した誘導発電機の制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図８は、従来例の構成図である。図にお
いて１は原動機、２は原動機１により駆動される誘導発
電機、３は誘導発電機２の交流出力を直流に変換するコ
ンバータ、４はコンバータ３の出力電圧を平滑するコン
デンサ、５は誘導発電機２の初期励磁用の直流電源、６
はコンバータ３から負荷へ供給する電力をオンオフする
しゃ断器、７は負荷である。

【０００３】８は誘導発電機２の出力電流を検出する電
流検出器、９はコンバータ３の出力電圧を検出する電圧
検出器である。１０は発電運転指令、１１は発電のたち
上げ制御回路、１２はコンバータ３の出力電圧を制御す
る電圧制御回路、１０１は誘導発電機回転速度を検出す
る回転検出器、１０２は回転検出器１０１で検出した誘
導発電機２の回転速度を基準にして、誘導発電機２の出
力電流の大きさとすべり周波数を制御するすべり周波数
制御回路、１０３はすべり周波数制御回路１０２の出力
として得られる３相の電流指令値、１０４は電流検出器
８で検出するモータ電流が３相電流指令値１０３に等し
くなるよう制御する電流制御回路、１５は電流制御回路
の出力する電流制御信号をＰＷＭ制御してコンバータ３
を構成するスイッチング素子の駆動信号を出力するＰＷ
Ｍ制御回路である。

【０００４】以上の従来の構成において、発電運転指令
１０が与えられるとたち上げ制御回路１１は電圧制御回
路１２に発電電圧指令値を出力する。電圧制御回路１２
では発電電圧指令値と電圧検出器１０で検出されるコン
バータ３の出力電圧が比較され、その偏差に応じて誘導
発電機２の出力電流の大きさとすべり周波数とがすべり
周波数制御回路１０２により制御される。

【０００５】たち上げ時は、コンバータ３の出力電圧は
発電電圧より低いので、誘導発電機の出力電流を増加す
るとともにすべり周波数を負の方向に増加して、誘導発
電機２の発電電力を増加する。すなわち、すべり周波数
制御回路１０２において回転検出器１０１で検出した誘
導発電機２の回転速度を基準にして、出力電圧の偏差に
応じた振幅とすべりを有する各相電流の瞬時指令値１０
３を演算する。

【０００６】次に、電流制御回路１０４において、電流
検出器８で検出される誘導発電機２の各相電流の瞬時値
と各相電流の瞬時指令値１０３を比較して電流が指令値
に等しくなるよう制御して電流制御信号を得、ＰＷＭ制
御回路１０５により電流制御信号をＰＷＭ信号に変換し
てコンバータを運転し、誘導発電機２の出力電流を制御
する。たち上げ制御回路１１はコンバータ３の出力電圧
が発電電圧指令値に達すると、しゃ断器６をオンして負
荷７へ電力を供給し始める。

【０００７】負荷７が投入されたことにより発電電圧が
下がろうとすると、上記電圧制御回路１２、すべり周波
数回路１０２、電流制御回路１０４、ＰＷＭ制御回路１
０５によりコンバータが制御され誘導発電機２の発電電
力を増して発電電圧を一定に保つ。このようにして、誘
導発電機２の発電電力を制御することにより、負荷７の
消費電力の変化にかかわらず、コンバータ３の出力電圧
を一定に制御することができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の構成
では、原動機１の近くに回転検出器を設置する必要があ
るが、振動が大きく、温度・湿度が高いという悪環境の
ため、回転検出器８によるトラブルが多かった。回転検
出器が故障すると発電は継続できないし、原動機１の振
動や電磁的なノイズにより回転検出器８の出力信号が乱
される。したがって、これをもとにして制御される誘導
体発電機２の出力電流が乱され、安定な制御ができなく
なる。また、回転検出器８の精度、分解能が低いと、誘
導発電機２の出力電流波形が歪み、良好な特性が得られ
ないため、高価な回転検出器が必要であった。

【０００９】さらに、従来の構成では誘導発電機２の出
力電流を交流の瞬時値で制御しなければならないが、そ
の制御方法にも問題があった。つまり、一般的な制御方
法は交流の電流基準と検出電流とをＰＩ制御し、その出
力信号をパルス信号に変換して各スイッチ素子に分配す
るという図８の方式であったが、この場合、電流制御回
路１０４は各相毎にＰＩ制御回路を持つことになる。こ
の方式ではＰＷＭ制御の変調周波数で、ＰＩ制御の応答
速度が制限されるため、よほど高速なスイッチング素子
を用いないと速い電流制御ができない。このため、スイ
ッチング素子の電流定格に余裕をみる必要があった。

【００１０】交流の電流制御にはこのほか、交流の電流
基準と検出電流とをヒステリシスコンパレータで比較し
て、ヒステリシスコンパレータの出力として直接ＰＷＭ
制御信号を得る方法もある。しかし、この方式では前者
に比べて高速な電流制御が可能であるが、スイッチング
回数が増え、損失が大きくなるという欠点を持ってい
る。いずれにしても変換装置は大型、高価となってい
た。

【００１１】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、回転検出器のトラブルを考慮しなくて済み、ま
た、小形化及び低コスト化を図れると共に高速な電流制
御により応答性及び安定性の向上を図ることが可能な誘
導発電機の制御装置を提供することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するための手段として、原動機により駆動される誘導発
電機の交流出力を直流に変換するコンバータと、前記誘
導発電機の各相出力電流を検出し、電流検出信号を出力
する電流検出器と、を備え、電流指令信号と前記電流検
出信号との比較に基づいて前記コンバータに対するＰＷ
Ｍ制御を行う誘導発電機の制御装置において、前記電流
指令信号及び前記電流検出信号を入力し、これらの大小
関係を示す各相毎の論理レベル信号を出力する電流比較
回路と、前記論理レベル信号の入力に基づいて、前記誘
導発電機の各相電圧につき所定の位相角度毎に論理レベ
ルが反転する電圧同期信号、及び各相の転流順序を所定
順序に維持するための電圧基本位相信号を出力する転流
制御信号回路と、前記転流制御回路からの電圧同期信号
及び電圧基本位相信号、並びに前記電流比較回路からの
論理レベル信号の入力に基づいて、前記コンバータに対
するＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ制御回路と、を備
えた構成としたものである。

【００１３】

【作用】上記構成において、電流比較回路は、電流指令
信号と電流検出信号との大小関係を比較して、各相毎の
電流変化の大きさを比較して、各相毎の論理レベル信号
を出力する。これにより、各相毎の電流変化の大きさ、
及び電流変化の速さを監視できる。

【００１４】ここで、一般に誘導発電機の出力電流波形
は、誘導発電機の磁束、回転速度、巻線インピーダン
ス、直流出力電圧、負荷などによって決まるが、本発明
は、回転速度の変化に追従して出力電流波形が変化して
いくことに着目して、回転検出器を必要としない構成と
している。

【００１５】つまり、誘導発電機の誘導起電力が変化す
ると、その出力電流の変化率も変化するが、この誘導起
電力の変化は回転数に対応するものであるから、電流変
化率の変化も回転数に対応する。

【００１６】転流制御回路は、この変化率の変化がわか
る論理レベル信号を、電流比較回路から、入力して電圧
同期信号を出力しているが、この電圧同期信号の周波数
回転数に対応したものとなる。

【００１７】この電圧同期信号も論理レベル信号であ
り、所定の位相角度に論理レベルが反転して、転流タイ
ミングをとらえるのに利用される。しかし、各相の電圧
同期信号が全て同時に同一の論理値をとると、規則正し
い転流ができなくなる。そこで、転流制御回路は転流順
序を所定順序に維持するための電圧基本位相信号も出力
している。

【００１８】ＰＷＭ制御回路は、このような電圧同期信
号、電圧基本位相信号、及び電流比較回路からの論理レ
ベル信号を入力してＰＷＭ制御を行なっている。

【００１９】

【実施例】以下、本発明の実施例を図１乃至図７に基き
説明する。図１はこの実施例の全体の構成を示すブロッ
ク図である。

【００２０】図１において、１〜１２は、図８の従来例
のものと同一の構成要素である。そして、１３は誘導発
電機２の出力電流波高値の指令値、１４は電流比較回
路、１５は電流比較信号、１６は転流制御回路、１７は
周期測定回路、１８は遅延回路、１９はＰＷＭ制御回
路、２０は周波数測定回路、２１は関数発生器である。

【００２１】図２は図１における電流比較回路１４の詳
細な構成を示すブロック図である。図２において１３は
誘導発電機２の出力電流波高値の指令値、ＩＵ，ＩＶ，
ＩＷは電流検出器８により検出された誘導発電機２の出
力電流、２２〜２４は極性反転器、２５〜３０は減算
器、３１〜３６はヒステリシスコンパレータであり、出
力電流波高値の指令値と検出電流とを比較してその結果
を電力比較信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＷＰ，ＷＮとして出
力する。図１では６個の電流比較信号をまとめて１５で
示している。

【００２２】図３は図１の転流制御回路１６の詳細を示
すブロック図である。図３において３７〜４８はアンド
回路、４９〜５１はフリップフロップ、５２はデコー
ダ、５３はオア回路、５４はイクスルーシブオア回路、
５５は否定論理回路、ＵＦ，ＶＦ，ＷＦは４９〜５１の
出力として得られる電圧同期信号、ＰＨ１〜ＰＨ６はデ
コーダ５２の出力として得られる電圧基本位相信号、Ｃ
ＯＭは転流同期信号、ＣＯＭＤＬは転流許可制御信号、
ＣＯＭＥＮは転流許可信号である。

【００２３】図４は図１のＰＷＭ制御回路１７の詳細を
示すブロック図である。図４において６１〜６６は否定
論理回路、６８〜７９はアンド回路、８０〜８２はオア
回路、８３〜８５はアンド回路、８６〜８８はイクスク
ルーシブオア回路、ＰＨ１〜ＰＨ６はデコーダ５２の出
力信号、ＵＯ，ＶＯ，ＷＯはイクスクルーシブオア回路
６８〜８８のそれぞれの出力でコンバータ３の各相のＰ
ＷＭ信号、ＥＰＷＭはＰＷＭ制御と１８０度通電とを切
り替えるＰＷＭ切り換え信号である。

【００２４】上記の装置によれば誘導発電機２の出力電
流は台形波状に制御される。その台形波の高さを波高値
指令値１３で与える。図２において誘導発電機２の各相
電流ｉＵ，ｉＶ，ｉＷまたは極性反転器でそれらを反転
したもの−ｉＵ，−ｉＶ，−ｉＷのおのおのと、波高値
指令値１３との偏差がそれぞれ減算器２５〜３０によっ
てとられ、その偏差の大きさによってヒステリシスコン
パレータ３１〜３６が動作する。Ｕ相電流ｉＵが波高値
指令値より大きければ、減算器２５の出力は正となりヒ
ステリシスコンパレータ３１の出力ＵＰは“１”とな
る。Ｕ相電流ｉＵが波高値指令値よりヒステリシス分以
上小さくなるとＵＰは“０”となる。

【００２５】一方、減算器２６ではＵ相電流ｉＵを極性
反転した信号の大きさが波高値指令値をこえるとヒステ
リシスコンパレータ３２の出力ＵＮは“１”、波高値指
令値よりヒステリシス分以上小さくなるとＵＮは“０”
となる。Ｖ相，Ｗ相も同様である。すなわち図２の電流
比較回路からは誘導発電機の出力電流が波高値指令値に
よって指示される振幅におさまっているか否かがＵＰ〜
ＷＮの電流比較信号にて出力される。

【００２６】図３の転流制御回路の動作については簡単
のためまず否定論理回路５５の出力が“１”であるとし
て説明する。フリップフロップ４９は電圧基本位相信号
ＰＨ６が“１”であるときに電流比較信号ＵＰが“１”
であればリセットされ、電圧基本位相信号ＰＨ３が
“１”であるときに電流比較信号ＵＮが“１”であれば
セットされる。

【００２７】後述するように、図４のＰＷＭ制御回路に
おいてＰＷＭを動作させない場合には、ＰＷＭ制御回路
の出力として転流制御回路１６の出力がそのまま出力さ
れるので、コンバータ３は転流制御回路１６の出力によ
りスイッチング制御される。

【００２８】したがって、相電流ｉＵが正であり波高値
指令値よりも大きくなるとＵ相のプラス側のスイッチン
グ素子はオフされ、マイナス側のスイッチング素子がオ
ンされて、ｉＵを減少させる方向の電圧とされる。これ
により、ｉＵが減少して正から負となり、負の値の絶対
値が波高値指令値を越えるとＵ相のマイナス側のスイッ
チング素子はオフされ、プラス側のスイッチング素子が
オンされてｉＵを増加させる方向の電圧とされる。

【００２９】このように、相電流ｉＵが正負に変化し
て、その絶対値が波高値指令値を越えるごとにフリップ
フロップ４９はセット／リセットされる。Ｖ相，Ｗ相も
同様である。こうしてフリップフロップ４９〜５１の出
力ＵＦ，ＶＦ，ＷＦとしてコンバータの電圧同期信号が
得られる。

【００３０】もしコンバータの入力側に接続されている
のが、誘導発電機でなく単なるリアクトルであればリア
クトルの定数とコンバータの出力電圧の高さとになって
電流変化が定まるから、あとは波高値指令値の大きさに
よってコンバータの動作周波数が定まってしまう。これ
に対し、本発明のように誘導発電機が接続されていると
上記のほかに誘導起電力が加わる。

【００３１】誘導発電機の磁束が確立していると電流は
コンバータの出力電圧と誘導起電力との差によって流れ
るから誘導起電力の変化によって電流変化率が変化す
る。誘導起電力の変化を相でみると、正弦波的でその変
化速度は回転数に依存するから、誘導発電機の回転数が
高くなり誘導起電力の変化が速くなると電流変化率も速
くなり、回転数が低くなり誘導起電力の変化が遅くなる
と電流変化率の変化も遅くなる。これにより、電圧同期
信号の周波数は誘導発電機の回転数に自動的に追従して
変化し、回転検出器なしでコンバータの転流制御が可能
となる。

【００３２】ＰＷＭ制御をおこなわない場合の相電流ｉ
Ｕと電圧同期信号ＵＦ，ＶＦ，ＷＦおよび、デコーダ５
２が出力する電圧基本位相信号ＰＨ１〜ＰＨ６を図５に
示す。デコーダの入力信号と出力信号の関係は、たとえ
ば図７の真理値表のとおりである。

【００３３】図７では相電流ｉＶ，ｉＷについては図示
を省略しているが、ｉＵからそれぞれ１２０度、２４０
度だけ位相の遅れた信号となる。さきに述べたように、
ＰＷＭ制御を行なわないときには電圧同期信号でコンバ
ータを制御して１８０度通電制御を行なうから、ＵＦ，
ＶＦ，ＷＦのすべてが同時に“１”あるいは同時に
“０”となってはいけない。しかし、単にヒステリシス
コンパレータの出力でフリップフロップをセット、リセ
ットするだけでは電流のリップル波形やノイズ、電流検
出誤差、論理回路の遅延時間の影響などによりすべてが
同時に“１”や“０”になる可能性がある。そこで、図
３ではデコーダ５２とアンド回路４３〜４８とによって
すべての相が同時に“１”になることを禁止している。

【００３４】デコーダ５２の出力は図７のようにＰＨ１
〜ＰＨ６のうちひとつだけしか“１”をとることができ
ない。また、デコーダ出力のうちＰＨ１が“１”である
とき、すなわちデコーダの入力ではＶＦのみ“１”でＵ
ＦとＷＦとが“０”であるときには、デコーダ出力のう
ちのＰＨ２が“１”となるように、すなわちデコーダ入
力ではＷＦが“１”となるように、フリップフロップ５
１のセット入力に接続されたアンド回路４８だけがイネ
ーブルされる。

【００３５】フリップフロップ４９〜５１は制御電源を
投入したときどのような状態でもＰＨ１〜ＰＨ６のうち
のひとつだけが“１”となるように、本来なり得ない状
態のときはＰＨ１が“１”となるようにしている。初期
状態のほか、さきに述べたような何らかの原因で４９〜
５１のフリップフロップがすべて“１”となってしまっ
た場合も、これにより次の入力信号変化で正常な状態に
復帰できる。アンド回路３７〜４２の動作については後
述する。

【００３６】次に、図６の動作波形にもとづいて図４の
ＰＷＭ制御回路の作用を説明する。簡単のため図６では
電圧基本位相信号ＰＨ１〜ＰＨ６の信号の“１”をとる
期間をその信号名で示している。

【００３７】図６において電圧基本電気角制御信号ＵＦ
は最初“１”であり電流ｉＵは正方向に増加する。時刻
ｔ１にて電流ｉＵは波高値指令値に達し電流比較信号Ｕ
Ｐが“１”になる。ＵＰの変化により、転流制御回路１
６においてＵＦが“０”とされる。ＵＦの変化によりデ
コーダの出力のうちＰＨ１が“１”となる。ＰＨ１以外
は“０”だから図４のアンド回路７４〜７９のうちアン
ド回路７７のみ電流比較信号の状態により出力が変化
し、その他のアンド回路７４〜７６，７８，７９の出力
は電流比較信号の状態にかかわらず“０”である。

【００３８】したがって、オア回路８０，８２の出力は
“０”となり、アンド回路８３，８５の出力も“０”と
なる。そして、ＰＨ１が“１”の間はイクスクルーシブ
オア回路８６，８８は電圧基本電気角信号ＵＦ，ＷＦを
そのまま出力することになる。その間、イクスクルーシ
ブオア回路８７の出力はＰＷＭ／１８０度通電切り替え
ＥＰＷＭが“１”であれば電流比較信号ＵＰ，ＶＮの状
態によって決まることになる。

【００３９】時刻ｔ１後、ＵＰは“１”であり、否定論
理回路６１を介しているためアンド回路７１の出力は
“０”となる。したがって、オア回路８１の出力も
“０”となり、イクスクルーシブオア回路８７は電圧基
本電気角信号ＶＦをそのまま出力する。これにより、コ
ンバータ出力電圧はＵ相，Ｗ相は負側、Ｖ相のみ正側の
スイッチング素子がオンされ電流ｉＵは減少し始める。

【００４０】電流ｉＵが減少して時刻ｔ２にてヒステリ
シスコンパレータ３１のヒステリシスレベルを下回る
と、ＵＰは“０”となる。電流比較信号ＶＮはすでに
“０”であったから、アンド回路７１の出力は１とな
り、アンド回路７７、オア回路８１を介してアンド回路
８４の出力は“１”となる。したがって、イクスクルー
シブオア回路８７の出力ＶＯは周波数制御信号ＶＦを反
転した信号となり、コンバータ出力電圧はＵ相，Ｖ相，
Ｗ相ともすべて負となる。すなわち、線間電圧はすべて
零となり、発電機電流は誘動起電力により流れることに
なる。

【００４１】ｉＵ，ｉＶの瞬時振幅は増加に転じ、ｔ３
にてｉＵよりもさきにｉＶが指令値に達する。これによ
り、ＶＮが“１”になり、ＵＰが“１”の場合と同様に
Ｖ相電圧が負から正に転じて、電流ｉＶは減少し始め
る。もちろん電流ｉＵも減少する。ｔ４にてＶＮが
“０”になり、発電機の線間電圧がすべて“０”とされ
て電流ｉＵ，ｉＶはいずれも誘導起電力により増加し始
める。以後ｔ５からｔ８まではいずれもｉＵの瞬時値比
較によってＰＷＭ制御がおこなわれる。

【００４２】ｔ９にて電流ｉＷが−ｉ１＊に達してＷＮ
が“１”になると、電圧基本電気角信号ＷＦが“０”か
ら“１”になる。デコーダ５２の出力はＰＨ２が“１”
となる。これにより、アンド回路７５〜７９の出力は電
流状態にかかわらず“０”となり、アンド回路７４の出
力のみが電流ｉＵ，ｉｗの状態により変化するようにな
る。ｔ９にてコンバータのＵ相は負、Ｖ相，Ｗ相は正の
電圧となる。

【００４３】ｉｗが減少し、ｔ１０でＷＮが“０”とな
るとＵ相も正電圧とされ線間電圧は“０”となる。ｉｗ
とｉＵの瞬時振幅は増大に転じ、ｔ１１にてＵＰが
“１”となる。これにより、Ｕ相電圧は正から負とさ
れ、ｉｗ，ｉＵは減少してｔ１２にてＵＰが“０”とな
る。以下同様にして各相電流が指令値を越えないように
ＰＷＭ制御する。

【００４４】このように、ＰＨ１が“１”の間はＵ相の
電流状態をみてＶ相のスイッチをオンオフ制御すること
により、Ｕ相電流を所定の波高値指令値以下に制御する
ことができる。ただし、スイッチングしているのはＶ相
であるから、そのスイッチング制御をＵ相電流のみでお
こなっているとＶ相自身の電流が波高値指令値を越える
ことがある。このため。アンド回路７１でＵＰとＶＮ双
方の否定論理をとった信号のアンドをとって、Ｖ相自身
の電流も波高値指令値を越えないように制御している。

【００４５】以上において、電流比較回路１４の出力信
号１５が転流制御回路１６、ＰＷＭ制御回路１９に共通
に与えられているが、この２つの回路における電流比較
回路１４の出力信号の役割はまったくことなる。すなわ
ち、転流制御回路１６ではコンバータ３の転流制御のた
めの転流タイミングをとらえるために使用している。つ
まり、相電流の立ち上がりをとらえてその相の電圧を反
転することにより、相電圧を相電流に大して１８０度近
くの遅れ位相として、誘導発電機を発電状態に位相ロッ
クしている。一方、ＰＷＭ制御回路１９では電流比較回
路１４の出力信号はＰＷＭ制御によりおさえる電流の最
大値を制御するためのものである。また、電流比較回路
１４のヒステリシスの大きさにより変調周波数を決めて
いもいる。したがって、転流制御回路１６のための電流
比較回路、ＰＷＭ制御回路１９のための電流比較回路を
個別にもってもよい。

【００４６】以上に述べたような電流比較回路１４、転
流制御回路１６、ＰＷＭ制御回路１６、ＰＷＭ制御回路
１９を有する図１の装置によれば誘導発電機の磁束が確
立して、誘導起電力が発生すると回転センサなしで発電
機の電流の制御が可能となる。磁束の確率は、立ち上げ
制御回路１１で電圧制御回路１２の出力する電流基準の
大きさを制御することによっておこなう。

【００４７】誘導起電力のない状態では転流制御回路１
６による発電機の変化率は発電機２の巻線のインピーダ
ンスと初期励磁用直流電源５の電圧の大きさで決まって
しまうので、電流基準が小さければ周波数は高く、電流
基準が大きければ周波数は低くなる。したがって、コン
バータを始動するときは電流基準を小さくしてＰＷＭ制
御回路のＥＰＷＭ信号は“０”としておき、高い周波数
でコンバータ３を運転し、電流基準を徐々に増やしてい
く。これによりコンバータ３の運転周波数は徐々に低く
なる。

【００４８】運転周波数が原動機１の回転数相当の周波
数に近くなると、発電機２が発電機として動作し始め、
誘導起電力が発生する。これ以降は電流基準を増やすと
発電機電流が大きくなり、減らすと発電機電流が小さく
なるだけで、周波数は誘導起電力の周波数によって決ま
るようになる。誘導発電機が発電機として動作し始めた
ことは、電圧検出器９で検出する直流電圧が上昇するこ
とによって判定できる。 これにより、ＥＰＷＭ信号を
“１”としてＰＷＭ制御をいかし、負荷９に必要な電圧
まで上昇したらしゃ断器６を投入して負荷９に電力を供
給する。以降は電圧制御回路１３が動作して直流電圧の
高低により電流基準を増減して、直流電圧を負荷７に必
要な電圧に制御する。

【００４９】これまで説明したのは電流基準がある程度
大きい値の場合であり、電流基準が小さな値をとると不
都合が生じる場合がある。図６でいえば、電流ｉＵはｔ
１３にて正から負になり、ｔ１４にて電流リップルによ
る極小値をとり正方向へと変化方向が変わっている。こ
のリップルにより電流ｉＵが負になっているときに電流
ｉＵの絶対値がｉ１＊の値を越えるほどに電流基準が小
さくて、電流ｉＶが基準を越えるタイミングｔ１５での
転流により先にｉＵによる転流がおこなわれると、誘導
発電機２の電圧の順序が狂ってしまう。

【００５０】図３におけるアンド回路４３〜４８による
インタロックはこれを防ぐためのものであり、正常な相
順以外の転流を禁止するものである。ただし、これだけ
ではｉＶによる転流がおこなわれると、すぐｉＵによる
転流がおこなわれる条件が成立してしまい、電圧同期信
号の転流周期が不均一になってしまうので、アンド回路
３７〜４２によるインタロックでこれを防ぐ。

【００５１】図６において、ｉＶによる転流がｔ１５で
おこなわれると、電流ｉＵがいったん正方向に変化する
ようになり、ｔ１６〜ｔ１７の間は正の値をとってい
る。ｔ１５にてｉＶによる転流がおこなわれてからしば
らくの間ｉＵによる転流をも禁止してやれば、その間に
電流ｉＵが正方向に変化して電流リップルによる誤転流
を防ぐことができるのである。

【００５２】この禁止期間を一定時間であたえると原動
機の回転数がさらに低下したとき誘起電圧の変化がゆる
やかになるとともに電流の変化率が大きくなることから
禁止期間が不足してしまう。このため転流禁止期間は電
気角で与える。

【００５３】図６ではこの転流禁止期間を電気角３０度
としている。この禁止期間の長さは誘導発電機の定数
や、誘導発電機の回転数変化の速さなどにより変え得
る。誘導発電機の回転数変化の速さがごく小さければ電
気角６０度よりわずかに短ければよい。この転流禁止期
間を設定するため、図３の転流制御回路ではデコーダ５
２の出力のうちオア回路５３にてＰＨ１とＰＨ３とＰＨ
５のオアをとり、転流同期信号ＣＯＭを出力している。

【００５４】図６に示すように、転流同期信号ＣＯＭは
電気角６０度毎に論理値が反転する信号となる。図１の
周期測定回路１７にて転流同期信号ＣＯＭの周期を測定
する。遅延回路１８は転流同期信号ＣＯＭを入力して遅
延時間の設定入力分だけで遅延して出力する。図６では
３０度としているので、周期測定回路１７にて測定した
周期の１／２を設定する。遅延回路１８からは転流同期
信号ＣＯＭが３０度だけ遅延した信号ＣＯＭＤＬが出力
され、転流制御回路１６に与えられる。

【００５５】転流制御回路１６ではイクスクルーシブオ
ア回路５４にてＣＯＭとＣＯＭＤＬのイクスクルーシブ
オアをとり否定論理回路５５にて論理を反転した信号Ｃ
ＯＭＥＮを出力する。図６に示すように、ＣＯＭＥＮは
電気角６０度毎に転流がおこなわれると論理“０”とな
って次の転流を禁止し、転流してから電気角３０度相当
の時間が経過すると次の転流を許可する。このときに
は、転流直後のように本来転流すべき相とは別に相の電
流が基準より大きいということがなくなり正常な転流動
作をおこなうことができる。

【００５６】図１の周波数測定回路２０は原動機１の回
転検出器の変わりに用いるものである。周波数測定回路
２０は転流制御回路１６から出力される転流同期信号Ｃ
ＯＭをカウントしてコンバータの運転周波数を測定す
る。関数発生器２１は周波数測定回路２０の出力するコ
ンバータの運転周波数を入力して電圧制御回路１２に対
して電圧制御回路が出力する電流基準のリミット値を出
力する。

【００５７】すなわち、原動機１の回転数が高く発電能
力が大きい場合には電圧制御回路１２の出力する電流基
準は大きくすることができ、回転数が低く発電能力が小
さい場合には電流基準は絞られる。原動機１は回転数が
低いにもかかわらず大電力を発電させようとすると回転
が停止してしまうおそれがあるが、このように電流基準
のリミット値を制御することにより発電を安定して継続
することができる。

【００５８】上記した図１の装置によれば、回転検出器
なしで発電制御をおこなうことができるので、回転検出
器のトラブルによる発電停止がなくなる。また、発電制
御から回転速度の閉ループがなくなり、回転速度検出の
精度や、応答速度の制御への影響がなくなるため高速で
安定な発電制御が可能となる。また、電流制御が、高速
でしかも損失がすくないので、スイッチング素子の電流
定格ぎりぎりまで使用でき、小形の変換器で大電力発電
が可能となる。さらに、電流変化が大きい低回転数で、
発電電力の小さい場合にも電流リップルによる同期はず
れを生じにくくなるので誘導発電機２の運転範囲を広げ
ることができる。またコンバータ３の運転周波数を検出
して回転速度信号の代用とする事ができるので、原動機
１の回転速度に応じた種々の制御をおこなうことが可能
となる。

【００５９】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、回転検
出器が不要となるので、回転検出器に起因するトラブル
をなくすことができる。そして、回転速度検出の精度
や、応答速度の制御への影響がなくなるため、高速で安
定した制御が可能となる。

【００６０】また、高速且つ低損失の電流制御のため、
スイッチング素子を電流定格ぎりぎりまで使用すること
ができ、小形の変換器で大電力発電が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の全体の構成を示すブロック
図。

【図２】図１における電流比較回路の構成を示すブロッ
ク図。

【図３】図１における転流制御回路の構成を示すブロッ
ク図。

【図４】図１におけるＰＷＭ制御回路の構成を示すブロ
ック図。

【図５】図３の転流制御回路の動作を説明するための波
形図。

【図６】図４のＰＷＭ制御回路の動作を説明するための
波形図。

【図７】図３のデコーダの入力と出力との関係を示す真
理値表。

【図８】従来例の構成を示すブロック図。

【符号の説明】

１ 原動機 ２ 誘導発電機 ３ コンバータ ８ 電流検出器 １４ 電流比較回路 １６ 転流制御回路 １９ ＰＷＭ制御回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】原動機により駆動される誘導発電機の交流
   出力を直流に変換するコンバータと、前記誘導発電機の
   各相出力電流を検出し、電流検出信号を出力する電流検
   出器と、を備え、電流指令信号と前記電流検出信号との
   比較に基づいて前記コンバータに対するＰＷＭ制御を行
   う誘導発電機の制御装置において、 前記電流指令信号及び前記電流検出信号を入力し、これ
   らの大小関係を示す各相毎の論理レベル信号を出力する
   電流比較回路と、 前記論理レベル信号の入力に基づいて、前記誘導発電機
   の各相電圧につき所定の位相角度毎に論理レベルが反転
   する電圧同期信号、及び各相の転流順序を所定順序に維
   持するための電圧基本位相信号を出力する転流制御信号
   回路と、 前記転流制御回路からの電圧同期信号及び電圧基本位相
   信号、並びに前記電流比較回路からの論理レベル信号の
   入力に基づいて、前記コンバータに対するＰＷＭ制御信
   号を出力するＰＷＭ制御回路と、 を備えたことを特徴とする誘導発電機の制御装置。