JPH05176532A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電流および電圧共振動作を交互に利用して、
全スイッチング動作を零電圧または零電流で行なう電源
回路において、簡易な構成で出力安定化を実現する。 【構成】 スイッチング素子Ｓ１をオン、オフすること
によりトランスＴ１の１次自己インダクタンスＬ１とコ
ンデンサＣ１とで並列共振を行ない、１次、２次間漏れ
インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃとで直
列共振を行なう。これにより、零電圧オン、零電流オフ
を実現する。コンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃにスイッチング
素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃと、インダクタンスＬ４ａ〜Ｌ４
ｃ、ダイオードＤ３ａ〜Ｄ３ｃ、コンデンサＣ６ａ〜Ｃ
６ｃからなる定電圧回路を接続して定電圧化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電圧共振および電流
共振の双方を利用してスイッチング損失を極限まで減少
させ変換効率の向上を図ったスイッチングインバータ形
式の電源回路に関し、簡易な構成で出力安定化を実現し
たものである。

【０００２】

【発明の背景】電圧共振および電流共振の双方を利用し
てスイッチング損失を極限まで減少させ変換効率の向上
を図った電源回路として、本出願人の出願に係る特願平
３−１６６３８３号明細書および図面に記載のものがあ
る。この電源回路について説明する。この電源回路は、
電圧共振および電流共振の双方を利用してスイッチング
損失を極限まで減少させ変換効率の向上を図るととも
に、回路内の各部電圧および各部電流の動作波形をより
正弦波に近づけて低雑音化を図ったものである。

【０００３】この電源回路は、図２に示すように、直流
電源１と、それぞれ任意のタイミングでオンオフ可能な
スイッチング素子を含み、前記入力直流電源をスイッチ
ングして交流に変換し出力するスイッチング手段２と、
このスイッチング手段の出力端子に流れる電流に対して
直列に形成される直列共振手段４と、前記スイッチング
手段の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成される
並列共振手段５と、直列共振手段および並列共振手段５
を介して供給される交流入力を全波整流しコンデンサで
平滑して直流出力を取り出す直流出力手段３と、前記ス
イッチング手段のスイッチング素子を周期的にオン、オ
フするように制御するタイミング制御手段６とを具備し
てなる。

【０００４】図３は、図２のブロツクを今少し構成的に
示した基本原理構成図である。図３に示す基本原理構成
の動作を、各部の動作タイミングを示す図４を用いて説
明する。図３においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が、
図４（カ）（キ）のタイミングでオン、オフを繰り返し
ている時、電源電圧＋ＶＩ、−ＶＩは、Ａ点においてほ
ぼ波高値ＶＩの交流となり、インダクタンスＬ２、コン
デンサＣ２を通ってダイオードＤ１、ダイオードＤ２で
整流され、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４で平滑され
て、ＺＶ１の直流となり、負荷ＲＬに電流が流れてい
る。

【０００５】Ｓ１がオンしている時、Ｄ１が順方向とな
りチャージ電流がＣ３に流れ込むが、Ｓ１およびＤ１の
インピーダンスが十分小さいとして、Ｃ３＞＞Ｃ２に設
定されているため、この電流はＬ２とＣ２による正弦波
状の直列共振電流となる（図４中（イ）参照）。この共
振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるところで
Ｄ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できなくな
り、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了して
電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。

【０００６】この時Ｃ２には、流れた共振電流に対応し
た電荷が蓄積され両端に電圧が残る（図４中（オ）参
照）。この電荷ＱＣ２＝Ｃ２・ＶＣ２は次のＳ２がオフ
するサイクルで負荷に放出されるので、エネルギのロス
にはならない。またインダクダンスに畜えられるエネル
ギは、電流に比例するため、電流零で共振が止まったと
きＬ２のエネルギは零である。このことは、ここでの有
害なノイズの発生が極めて少ないことを意味するととも
に、最終的な回路で電圧共振モードが成立する大きなポ
イントである。

【０００７】Ｌ２の磁気エネルギを完全に零にするに
は、共振電流が零にもどるまでＳ１をオンしておく必要
がある。共振電流が零になった後はＳ１をオンし続けて
も何も起らないが、エネルギを伝達しない時間が長くな
るだけで非効率的なため、多少のマージンを見てオフす
ればよい。Ｌ２、Ｃ２による共振の時間は一定であるた
め、Ｓ１のオン時間も一定値でよい。

【０００８】Ｓ１をオフする時、電流共振は終了し、電
流が零になっているため、Ｓ１を流れる電流はインダク
タンスＬ１に流れる電流のみである。Ｌ１の値はＬ２、
Ｃ２と独立して設定でき、Ｌ１＞＞Ｌ２とすることで、
Ｌ１を流れる電流は、Ｌ２、Ｃ２の共振電流に比べて十
分小さな値とできるため、Ｓ１はほとんど零電流オフと
なり、オフ時の損失が極めて小さくなる。Ｓ１がオフす
ると（まだＳ２はオンしていないためＳ１、Ｓ２ともに
オフ）Ｄ１、Ｄ２もオフしているためここでの動作は単
にＬ１とコンデンサＣ１のみとなる。

【０００９】Ｓ１がオンしている間にＬ１に蓄えられた
磁気エネルギー（電流）はＣ１との並列共振を動作させ
るエネルギとなり、Ａ点の電圧を正弦波状で低下させ、
零を超えて−ＶＩに近づいていく。この間の動作が電圧
共振モードである。なお、電圧共振波形は原理的には電
圧基準電位（図４（ア）中に零と表記した電位）と交差
する点に対して上下点対称の形となり図４（ア）のごと
く形成されるはずであるが、回路構成によっては（具体
的には、タイミング制御回路等がその結合巻線を介して
この電圧共振のエネルギを一部消費しているような場合
が考えられる）、波形変形が生じ得る。

【００１０】Ａ点の電位が−ＶＩ近く（Ｃ４の一端電位
より下ると）になると、Ｄ２がオンし、Ｌ１の残ってい
るエネルギ（電流）をＬ２、Ｃ２、Ｄ２を通じてＣ４に
放出するがＬ１の電流はもともと小さく設定されている
ため、電流的には大きな変化とならず、Ａ点の電位が−
ＶＩ近くで止っている状態となる。このままＳ１、Ｓ２
をオフし続けると、Ｓ１がオンしていた時間の約半分の
時間でＬ１の磁気エネルギー（電流）は零となりＬ１
（Ｃ１）の両端電圧は−ＶＩ近くの電位から零に向かっ
て落ちてゆくことになる。逆に言えばＳ１のオン時間の
約半分の時間は、Ｌ１の磁気エネルギーでＡ点を−ＶＩ
近くの電位に保持できるため、その間にＳ２をオンすれ
ば、Ｓ２はその両端電圧が非常に小さい状態でオンする
零電圧オン動作となり、オン時の損失も極めて小さくな
る。

【００１１】Ｓ２をオンさせる時の両端電圧（上記−Ｖ
Ｉ近くと表現した値と−ＶＩとの差）は厳密に言えば零
でなく、主にＳ１のオン時の電流共振後に残ったＶＣ２
等による電圧が存在している。しかし、ＶＣ２はＣ２の
値によって異なった値となる。同じ共振周波数でもＬ２
とのかね合いでＣ２の設定には自由度があり、一般的
に、直列共振が正常に起こる範囲でＣ２を大きくＬ２を
小さくしたほうがロスが小さくなるのでＶＣ２も結果的
に小さい値となり、ＶＩに比べればほとんど無視できる
電圧となる。Ｓ２をオンすると負側の電流共振が生じＣ
４にチャージ電流が流れる。以後は図４に示すように上
述した動作をＳ１とＳ２の立場を入れ換えつつ繰り返し
ていく。

【００１２】Ｓ１をオフしてからＳ２をオンするまでの
時間は、Ｌ１、Ｃ１による電圧共振によりＡ点が−ＶＩ
近くに達する時間より多少長くとればよく、これもそれ
以上長く取りすぎても非効率なだけである。この時間も
それほど厳密な設定を必要とせず、固定値でよい。

【００１３】なお、念のため、Ｓ１、Ｓ２のオン期間
と、Ｓ１またはＳ２をオフしてからＳ２またはＳ１をオ
ンするまでの時間について、今少し検討しておくと、一
般的には、各スイッチ素子のオン期間が前記直列共振手
段の共振半周期より大きく、両スイッチ素子の双方オフ
期間が前記並列共振手段の共振周期の１／２より小さく
なるようにしてやればよいといえるが、その際にも、Ｌ
１、Ｃ１による電圧共振回路に予め与えられるエネルギ
量についての検討と、加えて同一の並列共振周波数とす
る場合でもＬ１とＣ１の各値の設定のしかたに注意すべ
きであろう。すなわち、各スイッチ素子のオン期間がそ
の付与エネルギを決定しているわけであり、与えられた
エネルギ（すなわちオン期間相当値）に対してオフ期間
はおのずと制約を受けることになる。解析によれば、実
際には、オン期間とオフ期間が決定されれば、その時点
でスイッチング周波数は決まり、この発明の動作を満足
する並列共振（電圧共振）周波数、および並列共振波形
の利用部分は一義的に決ってしまうことが判明してい
る。例えば、オン期間を有限小（ほぼ零）に設定する
と、その場合の電圧共振波形は、スイッチング周波数と
ほぼ同一周波数でほぼ正弦波上に変化をするように見え
る。なお、場合によつては電圧共振の電圧ピーク値に達
しても、いまだ所望の２ＶＩなる出力端電位変化を実現
し得ない場合も有り得るので注意が必要である。

【００１４】さらに、以上の説明から明かなように、各
共振回路の値の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞
＞Ｃ１であることが望ましく、整流方式は全波整流方式
とする必要があり、また、平滑方式は、電流共振のため
にコンデンサインプット方式とし、平滑コンデンサの容
量は直列共振手段のコンデンサより相当に大きくして、
電流共振のＱが低下しないようにする必要がある。

【００１５】上述した原理構成を実際の回路として具体
化しようとする場合、上述した原理構成の説明からも明
かなように、各共振回路の値の実際の設定条件として、
Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいた
め、Ｌ１は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２
は、独立したインダクタンスを使用するかまたはトラン
スの１次２次間の漏れインダクタンスを利用する方法が
有効的に用い得る。また整流回路は、トランスの２次側
に来るため、センタタップ方式かブリッジ方式のどちら
でもよいが、電流共振を正負の電流で行なわせる必要が
あるため全波整流方式とする必要がある。平滑方式は、
電流共振のために、コンデンサインプット方式とし、Ｃ
３＞＞Ｃ２として電流共振のＱが低下しないようにす
る。

【００１６】トランスを１次側から見たとき、図５のよ
うに見える。トランスはもともと、自己インダクタンス
と漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれ
を適切な値にすることで、図３のＬ１、Ｌ２の代わりに
使用できる。また、一般的なトランスではもともとＬ１
＞Ｌ２となっている。

【００１７】図３に示す原理構成回路を変形すると図６
のようになる。図６において、電流共振は、Ｌ２と２分
割されたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１
とＬ１で行なわれる。電圧共振のループ内にはＬ２、Ｃ
２も含まれる点で、図３のものとと異なるかに見える
が、Ｌ２＜＜Ｌ１、Ｃ２＞＞Ｃ１であるため、Ｌ２、Ｃ
２の存在は電圧共振に影響を与えることはなく、実質的
な電圧共振は図３の構成と同様にＣ１とＬ１で行なわれ
る。

【００１８】図７は、自己インダクタンスＬ１と漏れイ
ンダクタンスＬ２を持つトランスＴ１を使用したより具
体的な実施回路である。出力回路はセンタタップ方式と
してある。センタタップ方式を採用した理由は、各整流
サイクルにおける整流経路上のダイオード数を減らして
これらダイオードによる損失を最小限にし回路全体の効
率向上に寄与させるためである。そして、Ｓ１、Ｓ２の
ベースは、図４（カ）（キ）のようなタイミングを持つ
駆動回路により、固定タイミングでドライブされる。こ
のように極めてシンプルな回路で、ローノイズ、高効率
の電源回路が実現できる。

【００１９】以上述べた電源回路の構成についてその効
果をまとめると次のようになる。電流共振による効果と
してまず電流性ノイズの低減がある。電流性ノイズは特
に電流の多いところで電流の急な変化を生じさせると多
量に発生するが、電流共振により正弦波状に変化した電
流が零になったところで自動的に止まるため、ノイズの
発生が極めて少ない。次に効率の改善であるがＳ１、Ｓ
２が零電流オフとなるとともにＤ１、Ｄ２も電流が零に
なってから電圧が反転するため、リカバリーの時間の影
響が少なく、これに起因する効率の悪化がなくなる。電
圧共振による効果もノイズの低減と効率の向上にある。
電源回路に使われる半導体等の部品は放熱のためシャー
シ等に絶縁物を介して取り付けられるがこれより、部品
電極とシャーシは電気容量をもつことになる。よって部
品電極が交流信号をもつこの容量を通じて電流が流れ、
コモンモードノイズの主な原因となる。また半導体はそ
れ自身接合容量をもち、インダクタンスやトランスも線
間容量をもっている。これらの容量は回路図上に表われ
ないが現実にはそれぞれの部品や回路基盤中に存在して
いるため、回路が動作している時にはこれらの容量には
すべて電流が流れている。この電流は容量に流れる電流
であるため電圧の変化が（ｄＶ／ｄＴ）大きいほど大き
な電流となり、方形波でスイッチングした場合、パルス
状の電流となり、電流性ノイズとなったり、シャーシに
流れた電流はパルス状のコモンモードノイズの原因とな
る。また、このパルス状の電流はスイッチングトランジ
スタから供給されるため当然それは損失を生じ効率を低
下させる。ｄＶ／ｄＴの大きな電圧は高い周波数成分を
含むため回路から直接放射される電波（不要副射）も当
然大きくなる。

【００２０】電圧共振を利用して波形を正弦波の一部と
し、ｄＶ／ｄＴを小さくすることで、これらの改善が実
現できるが、この電源回路では、この電圧共振がＳ１、
Ｓ２双方ともオフしている時にＬ１、Ｃ１のみで作られ
るため、スイッチング素子の損失が発生せず、Ｌ１、Ｃ
１を流れる電流も相互のエネルギの移動だけであって、
無効電力のみであり、電圧共振による損失は極めて少な
い（原理的には零である）。

【００２１】ここで重要なことは、電圧性のノイズを低
減するには、回路内のすべての端子の電圧波形のｄＶ／
ｄＴが小さいことが必要である。一箇所でも方形波形が
あればそこがノイズ源となってしまう。一般的な電圧共
振形の電源回路は、回路中のあるポイント（例えばトラ
ンス出力とか）が正弦波状になるものの（他の回路部分
に）方形波形が存在しているものが多い。この電源回路
は、実用的なローノイズ化を最重点目標としており、す
べての電圧波形がＬ１、Ｃ１の電圧共振波形と相似にな
ることが特長である。この点が満たされた理由は、電流
共振と時間を分けて電圧共振を利用しているためであ
る。電流共振によりＳ１、Ｓ２、Ｄ２の電流を零にし、
Ｌ２の磁気エネルギも零にしてから、電圧共振モードに
もち込み、Ｓ１、Ｓ２、Ｄ１、Ｄ２をオフの状態にして
おくことで電圧共振モード中のＬ２、Ｃ２の電流移動を
零にすることでＡ点とＡ’点の波形を同じにしている。
これにより、Ｌ１、Ｃ１の端子電圧波形とＳ１、Ｓ２、
Ｌ２、Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２のすべての端子の波形が同じ
（相似）になり、方形波形は回路中から消える。

【００２２】トランスを使用する場合、電流共振はその
１次側でも２次側でも行なうことができる。１次側で電
流共振させる例を図８（Ａ）に示す。電流共振はトラン
スＴ１の１次、２次間漏れインダクタンスＬ２（１次側
から見た値）と１次側に配されたコンデンサＣ２で実現
されている。また、電圧共振はトランスＴ１の１次自己
インダクタンスＬ１と２分割されたコンデンサＣ１で実
現されている。

【００２３】ところが、複数の２次巻線を持つ多出力電
源では、トランスの１次、２次間の漏れ間インダクタン
スが巻線ごとに異なることが多いため、電流共振用コン
デンサＣ２を各２次巻線で共通に用いる１次側での電流
共振では、コンデンサＣ２との共振周波数が２次巻線ご
とに異なってしまう。このため、電流共振が同じタイミ
ングで終了せず、電流共振が長くかかりすぎて零電流オ
フを満たさない電源系統や、電流共振が早く終りすぎて
１回毎の共振電流のピーク値が大きくなる電源系統が生
じてしまい、損失の増大につながる問題がある。したが
って、電流共振は２次側で行なうのが望ましい。

【００２４】２次側で電流共振させた例を図８（Ｂ），
（Ｃ）に示す。図８（Ｂ）では、電流共振をトランスＴ
１の１次、２次間漏れインダクタンスＬ２（２次側から
みた値）と２次側に配されたコンデンサＣ２で実現して
いる。複数の２次巻線を有する多出力電源では、２次巻
線ごとに電流共振用コンデンサを配し、同一の共振周波
数が得られるように各２次巻線の１次、２次間漏れイン
ダクタンスの値に応じてこれらコンデンサの値を個々に
設定する。

【００２５】図８（Ｃ）はスイッチング手段を１石で構
成したものである。電流共振はトランスＴ１の１次、２
次間漏れインダクタンスＬ２（２次側からみた値）と２
次側に配されたコンデンサＣ２で実現している。また、
電圧共振はトランスＴ１の１次自己インダクタンスＬ１
とコンデンサＣ１で実現している。スイッチング素子Ｓ
１はコンデンサＣ１に並列に接続されている。

【００２６】この電源回路の動作を図９を参照して説明
する。スイッチング素子Ｓ１がオンすると、ダイオード
Ｄ１が順方向となりチャージ電流Ｉ_D1がコンデンサＣ２
に流れ込む。この電流Ｉ_D1はインダクタンスＬ２とコン
デンサＣ２による正弦波状の直列共振電流となる（図９
中（イ）参照）。この共振電流は、半波経過して電流の
向きが逆になるところでＤ１が逆電圧となりオフするた
め、直列共振できなくなり、共振が停止する。つまり、
共振電流が半波終了して電流が零に戻ったところで共振
は自動的に止まる。

【００２７】この時、インダクタンスＬ２の電流は零
で、エネルギを完全に放出した状態であるため、ダイオ
ードＤ１のオフに伴うスパイク状のノイズの発生はな
い。電流共振によりコンデンサＣ２に蓄えられた電圧は
インダクタンスＬ３とコンデンサＣ３で平滑され、直流
となって出力される。

【００２８】電流共振が終了した後にスイッチング素子
Ｓ１をオフする。電流共振の時間（図８（イ）参照）
は、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２の値で決定さ
れる一定値であるから、スイッチング素子Ｓ１のオン時
間（図８（カ）参照）も一定値でよく、このオン時間を
電流共振時間よりやや長い値に設定して、電流共振が完
全に終了してからオフするように設定する。

【００２９】スイッチング素子Ｓ１がオンしている間に
は、インダクタンスＬ１にも電圧Ｖ_E が加わるためイン
ダクタンスＬ１に励磁電流Ｉ_L1が流れる。スイッチング
素子Ｓ１がオフした時インダクタンスＬ１に流れる電流
Ｉ_L1はコンデンサＣ１に流れ、電圧共振が開始される。
電圧共振ではインダクタンスＬ１の両端の電圧（図８
（ア））はコンデンサＣ１との共振による正弦波で電圧
Ｖ_E から降下して零を通過し、逆電圧となり、再び電圧
Ｖ_E に戻る。

【００３０】インダクタンスＬ１の電圧がＶ_E に戻った
タイミングでスイッチング素子Ｓ１をオンすると再び電
流共振モードに移行し、以後上記の動作を繰り返す。電
圧共振の時間（図８（エ）参照）は、スイッチング素子
Ｓ１をオフしている時間であり、この時間はインダクタ
ンスＬ１の両端の電圧（図８（ア））が電圧Ｖ_E に戻る
までの時間（インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１によ
って決まる）に設定する。以上のようにして、１石構成
で零電圧オン、零電流オンが実現される。，ところで、
図８（Ｂ），（Ｃ）のようにトランスＴ１の２次側で電
流共振させる場合、共振コンデンサＣ２の両端から出力
を取り出すため、共振電流に伴って発生する電圧がコン
デンサＣ２に発生する。これがリップルとして出力され
ることになり、除去のフィルタが必要となる。また、コ
ンデンサＣ２の両端に負荷インピーダンスが接続される
ため、これが電流共振に影響を与える。これらの問題を
解決するには、Ｌ２，Ｃ２の共振インピーダンスに対し
て十分大きなインピーダンスを持つチョークインプット
のフィルタを用いる必要がある。これが図８（Ｂ），
（Ｃ）の平滑インダクタンスＬ３および平滑コンデンサ
Ｃ３である。

【００３１】

【従来の技術】以上説明した電流共振および電圧共振を
組み合わせた電源回路では特別な出力安定化（定電圧
化）機能は具備していないが、定電圧化が必要な時に
は、例えばこの電源回路の後段側にシリーズスイッチン
グレギュレータを付ければよい。

【００３２】シリーズスイッチングレギュレータの回路
構成例を図１０（ａ）〜（ｆ）に示す。これらは、いず
れもコンデンサＣ５に蓄えられた直流電圧（非安定出
力）をスイッチング素子Ｓ３をオン、オフ時間比可変に
スイッチングし、オン期間またはオフ期間中に伝達され
るエネルギをインダクタンスＬ４（またはＬ４，Ｌ５）
と、コンデンサＣ６（またはＣ６，Ｃ７）で平滑して定
電圧化し、これを負荷ＲＬに供給するものである。な
お、各回路中スイッチング素子Ｓ３のオン時の電流の流
れを実線矢印で示し、オフ時の電流の流れを点線矢印で
示す。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】前記図８（Ｂ），
（Ｃ）の電源回路では、その後段に図１０のいずれのシ
リーズスイッチングレギュレータをつなげても出力を安
定化させることができるが、単純につなげたのでは回路
構成が複雑になり装置が大型化してしまう。単純につな
げた一例として、図８（Ｃ）の後段に図１０（ａ）のシ
リーズスイッチングレギュレータをつないだ構成を図１
１に示す。この回路でＬ２，Ｌ３，Ｌ４の３つのインダ
クタンスの値を比較してみる。トランス１次、２次間イ
ンダクタンスＬ２はコンデンサＣ２と電流共振し、半波
状の電流でコンデンサＣ２にエネルギを送る。この電流
はスイッチング周期ごとに終結するため、インダクタン
スＬ２を流れる電流は半波で断続するモードの電流とな
る。このときコンデンサＣ２に発生するリップル電圧
は、このコンデンサＣ２に接続されているインダクタン
スＬ３に加わる。インダクタンスＬ３はこのリップル電
圧を除去するものであるため、定格出力時にリップル電
流のピーク・ツー・ピーク値が出力電流の１／２以下に
なるようにインダクタンス値を設定するのが一般的であ
る。同一リップル電圧に対してインダクタンスＬ２は断
続モードで機能しているのに対し、インダクタンスＬ３
はリップルフィルタとして連続モードで機能させるため
には Ｌ３＝４・Ｌ２またはＬ３＞４・Ｌ２ とする必要がある。

【００３４】一方、定電圧回路のインダクタンスＬ４は
スイッチング素子Ｓ３のオン、オフ動作により入力電圧
（コンデンサＣ５の電圧）に近い電圧が加わる。この電
圧はコンデンサＣ２のリップル電圧より当然大きい。そ
して、インダクタンスＬ４はこのリップル電圧を除去す
るものであるため、定格出力時にリップル電流のピーク
・ツー・ピーク値が出力電流の１／２以下になるように
インダクタンス値を設定するという条件は前述したイン
ダクタンスＬ３と同じである。したがって、 Ｌ４＞Ｌ３ とする必要がある。よって、インダクタンスＬ２，Ｌ
３，Ｌ４は Ｌ４＞Ｌ３＞Ｌ２ に設定する必要があり、Ｌ２より大きな２つのインダク
タンスＬ３，Ｌ４が必要となる。また、電解コンデンサ
もＣ３，Ｃ５，Ｃ６と３つも必要になり、単純にＣ３，
Ｃ５を１つにまとめたとしてもまだ２個必要となる。こ
の発明は、上述の点に鑑みてなされたもので、簡易な構
成で出力安定化を図ることができる電源回路を提供しよ
うとするものである。

【００３５】

【課題を解決するための手段】この発明は、直流電源
と、オンオフ制御可能なスイッチング素子を含み、前記
直流電源をスイッチングして交流に変換し出力するスイ
ッチング手段と、このスイッチング手段の出力が１次側
に印加されるトランスと、前記トランスの１次自己イン
ダクタンスとこのトランスの１次側に配されるコンデン
サを少くとも利用して構成され、前記スイッチング手段
の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成される並列
共振手段と、前記トランスの１次、２次間漏れインダク
タンスとこのトランスの２次側に配されるコンデンサを
少くとも利用して構成され、前記スイッチング手段の出
力端子に流れる電流に対して直列に形成される直列共振
手段と、前記直列共振手段のコンデンサの両端に定電圧
回路用スイッチング素子を介して接続される平滑用イン
ダクタンスと、この平滑用インダクタンスに流れる電流
が供給される平滑用コンデンサとを具備してなり、この
平滑用コンデンサの両端の電圧を出力として取り出すよ
うにしてなるものである。

【００３６】

【作用】定電圧回路はコンデンサＣ５をなくした状態で
見れば、入力側から見たインピーダンスＺ_inはスイッチ
ング素子Ｓ１のオン、オフに拘らず図１２（ａ）に示す
ようにインダクタンスＬ４そのものである。しかも、前
述のようにＬ４＞Ｌ３およびＬ３＞４・Ｌ２（またはＬ
３＝４・Ｌ２）に設定されるから、インダクタンスＬ４
をインダクタンスＬ２に直結してもＬ４＞４・Ｌ２を満
たし電流共振の動作上何の支障もない。また、その場
合、インダクタンスＬ４と出力コンデンサＣ６は、当然
平滑用インダクタンスおよびコンデンサとして機能し、
問題はない。したがって、スイッチングインバータ回路
の出力コンデンサＣ３、定電圧回路の入力コンデンサＣ
４とスイッチングインバータ回路の平滑インダクタンス
Ｌ３を除去することができる。

【００３７】したがって、前記図１１の回路は図１２
（ｂ）のように簡略化することができ、構成が簡単にな
り、装置を小型化することができる。

【００３８】定電圧回路として図１０（ｄ）のＣＵＫ、
（ｅ）のＳＥＰＩＣを使用する場合も、（ａ）のＢＯＯ
ＳＴと同様に入力インピーダンスＺ_inがインダクタンス
Ｌ４そのものであるため、同じく直結できる。（ｂ）の
ＢＵＣＫ、（ｃ）のＢＵＣＫ‐ＢＯＯＳＴはインダクタ
ンスＬ４の前にスイッチング素子Ｓ３が入るが、入力と
インダクタンスＬ４とが接続されるスイッチング素子Ｓ
３オンのタイミングにおいてはダイオードＤ３がオフと
なるため、入力から見えるインピーダンスＺ_inはインダ
クタンスＬ４となり、これも同様に直結できる。（ｆ）
のＺＥＴＡはスイッチング素子Ｓ３がオンの時に、イン
ダクタンスＬ４とＬ５の並列インピーダンスが入力から
見えることになるが、この並列インピーダンスはリップ
ルフィルタとして連続モードで動作するように設定され
るので、 Ｌ４，Ｌ５の並列インピーダンス＞Ｌ３ であることは満足しており、これも直結できる。したが
って、この発明は少くとも前記図１０の（ａ）〜（ｆ）
のすべての定電圧回路に適用することができる。

【００３９】

【実施例】（実施例１）前記図８（Ｃ）の１石式２次側
電流共振形スイッチングインバータ回路と図１０（ａ）
のＢＯＯＳＴ形定電圧回路を組み合わせたものにこの発
明を適用した一実施例を図１に示す。ここでは、複数の
２次巻線１１〜１３を具えたトランスＴ１を用いて電源
系統Ａ〜Ｃからなる多出力電源として構成している。

【００４０】直流電源１は例えば商用交流電源を整流、
平滑して直流電圧を得る電源あるいは電池等で構成され
ている。並列共振手段５はトランスＴ１の１次相互イン
ダクタンスＬ１とコンデンサＣ１とで構成される。コン
デンサＣ１の両端にはスイッチング素子Ｓ１からなるス
イッチング手段２が接続されている。

【００４１】直列共振手段４ａ〜４ｃは、２次巻線１１
〜１３ごとに異なるトランス１次、２次間漏れインダク
タンスＬ２ａ〜Ｌ２ｃ（２次側から見た値）とコンデン
サＣ２ａ〜Ｃ２ｃで構成される。コンデンサＣ２ａ〜Ｃ
２ｃの値は各系統Ａ〜Ｃで等しい共振周波数が得られる
ように、漏れインダクタンスＬ２ａ〜Ｌ２ｃの値との関
係で設定する。

【００４２】トランス２次巻線１１〜１３とコンデンサ
Ｃ２ａ〜Ｃ２ｃとの間には整流用ダイオードＤ１ａ〜Ｄ
１ｃが挿入されている。コンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃの両
端にはスイッチング素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃを介して平滑用
インダクタンスＬ４ａ〜Ｌ４ｃが接続されている。スイ
ッチング素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃは、タイミング制御手段１
４によりオン、オフ時間比可変にスイッチングされる。
スイッチング素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃの両端にはダイオード
Ｄ３ａ〜Ｄ３ｃを介して平滑用コンデンサＣ６ａ〜Ｃ６
ｃが接続され、これらコンデンサＣ６ａ〜Ｃ６ｃの両端
の電圧が出力電圧として負荷ＲＬａ〜ＲＬｃにそれぞれ
供給される。

【００４３】タイミング制御手段６によるスイッチング
素子Ｓ１の動作は前記図８（Ｃ）のスイッチング素子Ｓ
１の動作（図９）と同じである。すなわち、スイッチン
グ素子Ｓ１がオンすると、ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃが
順方向となりチャージ電流Ｉ_D1a 〜Ｉ_D1c がコンデンサ
Ｃ２ａ〜Ｃ２ｃに流れ込む。この電流Ｉ_D1a〜Ｉ_D1c は
インダクタンスＬ２ａ〜Ｌ２ｃとコンデンサＣ２ａ〜Ｃ
２ｃによる正弦波状の直列共振電流となる（図９中
（イ）参照）。この共振電流は、半波経過して電流の向
きが逆になるところでＤ１ａ〜Ｄ１ｃが逆電圧となりオ
フするため、直列共振できなくなり、共振が停止する。
つまり、共振電流が半波終了して電流が零に戻ったとこ
ろで共振は自動的に止まる。この時、インダクタンスＬ
２ａ〜Ｌ２ｃの電流は零で、エネルギを完全に放出した
状態であるため、ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｃのオフに伴
うスパイク状のノイズの発生はない。

【００４４】電流共振が終了した後にスイッチング素子
Ｓ１をオフする。電流共振の時間（図８（イ）参照）
は、インダクタンスＬ２ａ〜Ｌ２ｃとコンデンサＣ２ａ
〜Ｃ２ｃの値で決定される一定値であるから、スイッチ
ング素子Ｓ１のオン時間（図８（カ）参照）も一定値で
よく、このオン時間を電流共振時間よりやや長い値に設
定して、電流共振が完全に終了してからオフするように
設定する。

【００４５】スイッチング素子Ｓ１がオンしている間に
は、インダクタンスＬ１にも電圧Ｖ_E が加わるためイン
ダクタンスＬ１に励磁電流Ｉ_L1が流れる。スイッチング
素子Ｓ１がオフした時インダクタンスＬ１に流れる電流
Ｉ_L1はコンデンサＣ１に流れ、電圧共振が開始される。
電圧共振ではインダクタンスＬ１の両端の電圧（図８
（ア）参照）はコンデンサＣ１との共振による正弦波で
電圧Ｖ_E から降下して零を通過し、逆電圧となり、再び
電圧Ｖ_E に戻る。

【００４６】インダクタンスＬ１の電圧がＶ_E に戻った
タイミングでスイッチング素子Ｓ１をオンすると再び電
流共振モードに移行し、以後上記の動作を繰り返す。電
圧共振の時間（図８（エ）参照）は、スイッチング素子
Ｓ１をオフしている時間であり、この時間はインダクタ
ンスＬ１の両端の電圧（図８（ア））が電圧Ｖ_E に戻る
までの時間（インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１によ
って決まる）に設定する。

【００４７】タイミング制御手段１４による定電圧用ス
イッチング素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｂの制御は次のように行な
われる。スイッチング素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃをオフする
と、コンデンサＣ２ａ〜Ｃ２ｃに蓄えられたエネルギが
インダクタンスＬ４ａ〜Ｌ４ｃ、ダイオードＤ３ａ〜Ｄ
３ｃを介して出力コンデンサＣ６ａ〜Ｃ６ｃに伝達され
る。スイッチング素子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃをオンすると、こ
の伝達は遮断される。したがって、タイミング制御手段
１４は各系統Ａ〜Ｃの出力電圧（コンデンサＣ６ａ〜Ｃ
６ｃの電圧）を検出して、それに応じてスイッチング素
子Ｓ３ａ〜Ｓ３ｃを個々にオン、オフ時間比を可変して
スイッチングする（出力電圧が低下したらオフ時間を長
くし、出力電圧が上昇したらオン時間を長くする。）こ
とにより、出力を安定化する。なお、このタイミング制
御手段１４は、前記タイミング制御手段６とは全く独立
して構成すればよいが、例えば、双方のタイミングを同
期させて互いのスイッチング周波数の干渉によるビート
音発生を防止させるようにすることもできる。

【００４８】以上は、図８（Ａ）の電源回路に定電圧回
路として図１０（ａ）のＢＯＯＳＴを適用した場合につ
いて示したが、図１０（ｂ）〜（ｆ）の回路についても
図８（Ａ）の回路に同様に適用できる。適用した場合の
トランスＴ１の２次側の回路構成例をそれぞれ図１３
（ａ）〜（ｅ）に示す。図１０と共通する部分には同一
の符号を用いる。

【００４９】（実施例２）前記図８（Ｂ）の２石式２次
側電流共振形スイッチングインバータ回路と図１０
（ａ）のＢＯＯＳＴ形定電圧回路を組み合わせたものに
この発明を適用した一実施例を図１４に示す。こではト
ランスＴ１を単一出力としているが図１と同様に多出力
とすることもできる。並列共振手段５はトランスＴ１の
１次自己インダクタンスとコンデンサＣ１で構成してい
る。トランスＴ１の２次側はセンタタップ方式で構成さ
れ、２次巻線に誘起される電圧をダイオードＤ１，Ｄ２
で全波整流してコンデンサＣ２に蓄える。直列共振手段
４はトランスＴ１の１次、２次間漏れインダクタンスＬ
２とコンデンサＣ２で構成される。コンデンサＣ２の両
端にはスイッチング素子Ｓ３を介して平滑用インダクタ
ンスＬ４が接続されている。スイッチング素子Ｓ３は、
タイミング制御手段１４によりオン、オフ時間比可変に
スイッチングされる。スイッチング素子Ｓ３の両端には
ダイオードＤ３を介して平滑用コンデンサＣ６が接続さ
れ、これらコンデンサＣ６の両端の電圧が出力電圧とし
て負荷ＲＬにそれぞれ供給される。

【００５０】タイミング制御手段６によるスイッチング
素子Ｓ１の動作は前記図４と同じであり、これにより零
電圧オン、零電流オフが実現される。

【００５１】タイミング制御手段１４による定電圧用ス
イッチング素子Ｓ３の制御は次のように行なわれる。ス
イッチング素子Ｓ３をオフすると、コンデンサＣ２に蓄
えられたエネルギがインダクタンスＬ４、ダイオードＤ
３を介して出力コンデンサＣ６に伝達される。スイッチ
ング素子Ｓ３をオンすると、この伝達は遮断される。し
たがって、タイミング制御手段１４は出力電圧（コンデ
ンサＣ６の電圧）に応じてスイッチング素子Ｓ３をオ
ン、オフ時間比を可変してスイッチングする（出力電圧
が低下したらオフ時間を長くし、出力電圧が上昇したら
オン時間を長くする。）ことにより、出力を安定化す
る。

【００５２】以上は、図８（Ｂ）の電源回路に定電圧回
路として図１０（ａ）のＢＯＯＳＴを適用した場合につ
いて示したが、図１０（ｂ）〜（ｆ）の回路についても
図８（Ｂ）の回路に同様に適用できる。すなわち、図１
４のコンデンサＣ２以後の部分を図１３（ａ）〜（ｅ）
のコンデンサＣ２以後の構成に置き換えればよい。

【００５３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、スイッチングインバータ回路とシリーズスイッチン
グレギュレータを組合わせる場合に、単純に組合せた場
合に比べて平滑レギュレータや平滑インダクタンスの数
を減らすことができ、構成が簡略化されて、装置を小型
化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】 特願平３−１６６３８３号に記載の電源回路
の基本原理を示す概略ブロック図である。

【図３】 図２の電源回路の基本原理構成を示す構成回
路図である。

【図４】 図３に示す原理構成の動作を説明するタイミ
ング図である。

【図５】 トランスの等価回路を説明する説明図であ
る。

【図６】 図３に示す原理構成の変形を説明する回路図
である。

【図７】 図３に示す原理構成を変形した構成を示す回
路図である。

【図８】 図３の原理構成の具体構成例を示す回路図で
ある。

【図９】 図８（Ｃ）の電源回路の動作波形図である。

【図１０】 定電圧回路の様々な例を示す回路図であ
る。

【図１１】 図８（Ａ）の電源回路に図１０（ａ）の定
電圧回路を単純に付加した構成を示す回路図である。

【図１２】 図１１の定電圧回路から素子の一部を除去
した状態を示す回路図である。

【図１３】 図１の電源回路に他の様々な定電圧回路を
適用した状態を示す回路図である。

【図１４】 この発明の他の実施例を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ スイッチング手段 ３ 直流出力手段 ４ 直列共振手段 ５ 並列共振手段 ６ タイミング制御手段 Ｓ１，Ｓ２ スイッチング素子 Ｓ３ 定電圧回路用スイッチング素子 Ｔ１ トランス Ｌ１ トランスの１次自己インダクタンス Ｃ１ トランスの１次側に配されるコンデンサ Ｌ２，Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ トランスの１次、２次
間漏れインダクタンス Ｃ２，Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃ トランスの２次側に配
されるコンデンサ Ｌ４，Ｌ５ 平滑用インダクタンス Ｃ６，Ｃ７ 平滑用コンデンサ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、 オンオフ制御可能なスイッチング素子を含み、前記直流
   電源をスイッチングして交流に変換し出力するスイッチ
   ング手段と、 このスイッチング手段の出力が１次側に印加されるトラ
   ンスと、 前記トランスの１次自己インダクタンスとこのトランス
   の１次側に配されるコンデンサを少くとも利用して構成
   され、前記スイッチング手段の出力端子に生じる電圧に
   対して並列に形成される並列共振手段と、 前記トランスの１次、２次間漏れインダクタンスとこの
   トランスの２次側に配されるコンデンサを少くとも利用
   して構成され、前記スイッチング手段の出力端子に流れ
   る電流に対して直列に形成される直列共振手段と、 前記直列共振手段のコンデンサの両端に定電圧回路用ス
   イッチング素子を介して接続される平滑用インダクタン
   スと、 この平滑用インダクタンスに流れる電流が供給される平
   滑用コンデンサとを具備してなり、 この平滑用コンデンサの両端の電圧を出力として取り出
   すようにしてなる電源回路。