JPH05184148A - 共振型スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】コンデンサを繰り返し充放電する場合の共振型
スイッチング電源において、充電電圧が低い時も、スイ
ッチング素子によるノイズや損失を小さくすることがで
き、また、共振インダクタンスの蓄積エネルギーが、で
きるだけ少ない状態でスイッチング素子をターンオフす
ることにある。 【構成】共振型のスイッチング電源であって、電圧変換
トランスと、このトランスの一次巻線に接続された共振
タンクと、前記トランスの二次側であって、複数に分割
された二次巻線と、その各々に接続して、前記主コンデ
ンサを充電する充電回路と、前記主コンデンサの充電電
圧検出回路と、この検出回路の信号によって駆動する切
替回路とから構成されて、切替回路は充電電圧が所定の
値になったときに、前記各々の充電回路を並列動作から
直列動作に切替えて、主コンデンサを充電する手段を持
つことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、共振型スイッチング
電源に関する。特に、出力トランスの二次側に発生する
高周波電圧を直流電圧に変えて、コンデンサを充電し
て、その後、一定電圧まで充電すると、負荷へ放電する
ものである。そして、この充放電を繰り返し行うものに
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチング電源によって、コン
デンサを繰り返し充放電する回路としては、一般にパル
ス幅変調（以下、ＰＷＭという）を基本とした回路が使
われている。例えば、その一例を図１に示す。この回路
では負荷としてフラッシュランプを使っている。図１に
おいて、１は交流電源、２はダイオードブリッジ、３、
４は交流電圧を整流して得られる直流を、平滑および分
圧するために直列に接続された電解コンデンサ、５はイ
ンダクタンス、６は電圧変換トランス（以下、トランス
という）で、６１はその一次巻線、６２は二次巻線をそ
れぞれ示す。７は電流検出回路、８、９はダイオード、
１０、１１はスイッチング素子であり、この場合ＭＯＳ
ＦＥＴを使っている。１３は高周波整流用ダイオードブ
リッジ、１４は主コンデンサ、１５はコンデンサ１４の
放電電流の波形を適正化する為のインダクタンス、１６
は負荷としてのフラッシュランプ、１７は電流検出回路
７の出力を受けてスイッチング素子１０、１１をオン─
オフ制御するための駆動信号発生回路をそれぞれ示す。
Ｖｉはダイオード２の出力電圧を示し、電解コンデンサ
３、４の各々の両端電圧は、その半分、（１／２）×Ｖ
ｉとなる。また、主コンデンサ１４の充電電圧をＶ0 と
している。

【０００３】図２は、図１の回路におけるタイムチャー
ト図である。インダクタンス５を流れる電流をＩｐとし
て、さらにスイッチング素子１０、１１に対する駆動信
号をそれぞれＶg1、Ｖg2としている。図２において、駆
動信号Ｖg1、Ｖg2は、時間的に重なることがないように
適当なデッドタイムＤＴを持って駆動信号発生回路１７
から発生される。各々の駆動信号がオフするタイミング
は、電流検出回路７により検出した電流値Ｉｐが、予め
設定した制限値Ｉｃ及び−Ｉｃに達した時点である。ま
た、オンするタイミングは、共に他方の信号が上記タイ
ミングでオフした後に、設定されたデッドタイムを経過
したときである。

【０００４】 （１）図２における、期間での電流Ｉｐの説明 今、スイッチング素子１０に駆動信号Ｖg1が与えられて
いる、このとき、電界コンデンサ３→スイッチング素子
１０→一次巻線６１→インダクタンス５→電界コンデン
サ３でできる閉回路に電流Ｉｐが流れる。トランス６の
巻線比をｎ（ｎは、トランス６の一次巻線６１／トラン
ス６の二次巻線６２）とすると、一次巻線６１の両端に
は、ｎＶ0 の逆起電力が発生する。（但し、ダイオード
ブリッジ１３による電圧降下は無視している。）この
時、インダクタンス５には、（１／２）×Ｖｉ−ｎＶ0
の電圧が印加される。そして、インダクタンス５の自
己インダクタンスをＬとすると、 Ｌ×（ｄＩｐ／ｄｔ）＝（１／２）Ｖｉ─ｎＶ0 で決定する傾斜（ｄＩｐ／ｄｔ） で電流Ｉp は、直線的に増加する。（但し、電界コンデ
ンサ３の放電による電圧変化やスイッチング素子１０の
オン時の電圧降下は無視している。）

【０００５】 （２）図２における、期間での電流Ｉｐの説明 電流Ｉp が制限値Ｉｃに到達すると、前述のごとくスイ
ッチング素子１０はオフする。そして、インダクタンス
５に蓄積されたエネルギーが放出して、電流Ｉｐはダイ
オード９に転流する。その後は、ダイオード９→一次巻
線６１→インダクタンス５→電解コンデンサ４→ダイオ
ード９でできる閉回路に電流Ｉｐが流れ、電解コンデン
サ４を充電をする。このときの電解コンデンサ４及び一
次巻線６１の両端電圧は、電流Ｉｐに対して逆極性とな
り、 Ｌ×（ｄＩｐ／ｄｔ）＝−（（１／２）Ｖｉ＋ｎＶ0 ） で決定する傾斜で電流Ｉｐは減少する。図で分かるよう
に期間では期間より大きな変化率で減少している。
電流Ｉｐが零となるまでは、ダイオード９に電流が流れ
るため、途中でスイッチング素子１１に駆動信号Ｖg2が
印加されても電流は流れない。

【０００６】 （３）図２における、期間での電流Ｉｐの説明 そして、インダクタンス５の蓄積エネルギーが全て放出
された後に、期間に示すような電流Ｉｐがスイッチン
グ素子１１に流れ始める。この時の動作は、極性は異な
るが期間と同じなので説明は省略する。このように期
間、、の繰り返しによって主コンデンサ１４に充
電してエネルギーを蓄積する。そして、充電したエネル
ギーが、ある一定値になると図示略のトリガーをかけて
充電エネルギーを一気に放電する。これによってランプ
は発光する。この発光は、例えば２〜５Hzで行われる。
以上、図１に示す回路について、その動作を説明した
が、出力コンデンサ１４の充電電圧Ｖ0 は、フラッシュ
ランプ１６の発光前後で１０倍以上の大きさで変化す
る。このため、一次巻線６１に発生する逆起電力ｎＶ0
も大きく変化する。

【０００７】従来のＰＷＭ制御によるスイッチング回路
の場合、以下のような問題が発生する。 （１）スイッチング素子１０、１１は、電流値Ｉｐによ
る三角波形の最大点でターンオフ動作をするため、非常
に大きなスイッチング損失及びスイッチングノイズを発
生する。このため大型で高価なスイッチング素子及びノ
イズフィルター等が必要になる。 （２）図２に示す電流Ｉｐの波形において、期間は、
インダクタンス５に蓄積されたエネルギーを放出してい
る時間である。このエネルギーの一部は、トランス６を
介して主コンデンサ１４に充電される。しかし大部分
は、充電エネルギーとして利用されることなく、電解コ
ンデンサ４に帰還してしまう。充電電圧として利用され
るエネルギーと、電解コンデンサに帰還にしてしまうエ
ネルギーの比率は、一次巻線６１の両端電圧ｎＶ0 と、
電解コンデンサ４の両端電圧の比率に対応する。そし
て、蓄積エネルギーが、主コンデンサ１４に充電エネル
ギーとして利用される割合は、ランプ１６の発光直前
（Ｖ0 が高い時）であって、半分ぐらい、発光直後（Ｖ
0 が低い時）に至ってはほとんど利用されない。このよ
うに、有効に利用されないエネルギーが、インダクタン
ス５で蓄積、放出することは非常に効率が悪い。すなわ
ち、交流電源から供給されるエネルギーを、負荷に利用
することなく再び戻すというとは、回路を構成する素子
の損失を多くすることになる。

【０００８】そこで最近は、このような問題を解決する
方法として、共振型スイッチング電源を使うことが検討
されている。その一例を図３に示す。図中、３０は平滑
用電解コンデンサを示す。３１、３２は共振コンデンサ
を示す。３３、３４は共振コンデンサの両端電圧を、平
滑用コンデンサ３０の両端電圧以下にクランプするため
のダイオードを示す。３５は共振インダクタンスを示
す。３６は、共振コンデンサ３３、３４及び共振インダ
クタンス３５で構成される共振タンクを示す。図中、Ｖ
ｓはダイオード９の両端電圧を示し、Ｖｃは共振コンデ
ンサ３２の両端電圧を示す。電流Ｉｐは共振インダクタ
ンス３５と一次巻線６１を流れる電流を示す。その他、
同一番号は、図１と同一のため説明は省略する。この回
路は、一般に改良型直列共振コンバータと称される。図
１に示した回路と同様にフラッシュランプ１６を負荷と
しているため、ランプの発光の度に主コンデンサ１４の
充電電圧Ｖ0 は大きく変動する。図４に、図２に対応し
たタイムチャートを示す。図４（ａ）は、ランプの発光
直後であって、充電電圧Ｖ0 が小さいときの、各々の値
を示している。図４（ｂ）は、ランプの発光直前であっ
て、充電電圧Ｖ0 が大きいときの、各々の値を示してい
る。通常の共振型コンバータは、図４（ｂ）に示すよう
な波形で動作するが、充電電圧Ｖ0 が大幅に変化する本
件の場合は、図４（ａ）のような動作も起こってしま
う。Ｖg1、Ｖg2は、駆動信号発生回路１７からの駆動信
号であるが、共振型回路の場合は、オンしている期間の
パルス幅は、共振半周期の約1.2 倍に固定されている。
すなわち、出力制御は、ＰＷＭのようにパルス幅を変化
させるのではなく、その周波数（以下、動作周波数とい
う）を変化させるのが一般的である。共振コンデンサ
６、７と共振インダクタンス８で構成される直列共振タ
ンク３６は共振周波数はｆr で共振する。

【００１０】（１）図４（ａ）における期間、及び図
４（ｂ）における期間’の説明図４（ａ）において、
期間では、スイッチング素子１０はオンしている。こ
の時、コンデンサ３０→スイッチング素子１０→一次巻
線６１→共振インダクタンス３５→共振コンデンサ３２
→コンデンサ３０の閉回路で共振電流は流れる。そし
て、共振コンデンサ３２をＶｉまで充電する。一方、共
振コンデンサ３１→スイッチング素子１０→一次巻線６
１→共振インダクタンス３５→共振コンデンサ３１でで
きる閉回路にも共振電流が流れ、共振コンデンサ３１を
Ｖｉから零まで放電する。この両方の共振電流を合成し
た電流Ｉｐがスイッチング素子１０、一次巻線６１、共
振インダクタンス３５を流れることになる。の区間に
おいて、電流Ｉｐが流れ始める時間をｔ0 、共振インダ
クタンス３５の自己インダクタンスをＬ、共振コンデン
サ３１、３２の容量をＣをすると、電流Ｉｐは、

【００１１】

【数１】

【００１２】で表される。この式より、充電電圧Ｖ0 が
小さい程、電流Ｉｐは大きくなることがわかる。すなわ
ち充電電圧Ｖ0 が小さい、ランプの発光直後は、共振半
サイクルにおいて、共振コンデンサ３２の充電電圧Ｖｃ
は、早い時点でコンデンサ３０の両端電圧Ｖｉに達する
ことになる。一方、図４（ｂ）では、充電電圧Ｖ0 が、
図４（ａ）のときより高いため電流Ｉｐは小さい値にな
る。このため、共振コンデンサ３２の充電電圧Ｖｃが、
コンデンサ３０の両端電圧Ｖｉに達するタイミングも、
図４（ａ）に比べて遅くなる。

【００１３】（２）図４（ａ）における期間、及び図
４（ｂ）における期間’の説明共振コンデンサ３２の
充電電圧Ｖｃがコンデンサ３０の両端電圧Ｖｉに達する
と、電流Ｉｐは、期間から期間の状態になる。この
時点をｔ1 とする。そして、共振は停止して、共振コン
デンサ３１、３２に流れていた電流は、ダイオード３３
に転流する。期間においては、電圧Ｖｃ、電圧Ｖｓが
いずれもＶｉであり、一次巻線６１に発生する逆起電力
と、共振インダクタンス３５の電圧を加えた値が零にな
る。そこで、一次巻線６１に発生する逆起電力はｎＶ0
であるので、 ｎＶ0 ＋Ｌ×（ｄＩｐ／ｄｔ）＝０となり、 （ｄＩｐ／ｄｔ）＝−（ｎ／Ｌ）Ｖ0 ランプ１６が発光した直後のＶ0 は非常に小さい値であ
るので、（ｄＩｐ／ｄｔ）の絶対値は小さな値となり、
Ｉｐは緩やかに減少するそして、インダクタンス３５に
蓄積されたエネルギーは、この間、トランス６を介し
て、コンデンサ１４を充電するために緩やかに放出す
る。一方、図４（ｂ）期間’の基本的動作は、期間
と同じであるが、充電電圧Ｖ0 の値が大きいため、電流
Ｉｐが減少していく割合が大きい。すなわち、スイッチ
ング素子１０がオフする前に、電流Ｉｐは零になってし
まい、共振インダクタンス３５の蓄積エネルギーは全
て、トランス６を介して主コンデンサ１４の充電に使わ
れることになる。

【００１４】（３）図４（ａ）における期間、及び図
４（ｂ）における期間’の説明スイッチング素子１０
がオフする時（ｔ２）で、動作モードは期間から期間
に移行する。スイッチング素子１０がオフすると、期
間の状態で流れていた電流Ｉｐはダイオード９に転流
する。そして、ダイオード９→一次巻線６１→共振イン
ダクタンス３５→ダイオード３３→コンデンサ３０→ダ
イオード９の閉回路で流れる。ダイオード３３とダイオ
ード９における電圧降下を無視すると、上記閉回路内の
電圧の合計は零となるわけで、Ｖｉ＋Ｌ×（ｄＩｐ／ｄ
ｔ）＋ｎＶ0 となって、従って、（ｄＩｐ／ｄｔ）＝−
（１／２）（Ｖｉ＋ｎＶ0 ）となり、この式より、期間
に比べて、期間は電流Ｉｐが急速に減少することを
示している。そして、ｔ３の時点で電流Ｉｐは零とな
る。期間は、共振インダクタンス３５に蓄積されたエ
ネルギーを放出している時であり、その一部は、トラン
ス６を介して、主コンデンサ１４に充電されるが、大部
分は、電解コンデンサ３０を充電する形で帰還してしま
う。具体的に説明すると、主コンデンサ１４への充電エ
ネルギーと、電解コンデンサ３０へ帰還される充電エネ
ルギーの比率は、ｎＶ0 対Ｖｉとなる。すなわち、発光
直後で充電電圧Ｖ0 が小さいときは、エネルギーの大部
分は、有効利用されないことになる。電流Ｉｐが零にな
った時点（図４ではｔ３）で、共振インダクタンス３５
の蓄積エネルギーは全て放出して、共振動作の半サイク
ルは終了する。 以下、期間、期間、期間の動作
は、期間、期間、期間の動作と本質的に同一であ
り説明は省略する。

【００１５】すなわち、図３、図４で説明したように、
共振型スイッチング電源の場合は、ＰＷＭ方式に比べ
て、負荷であるコンデンサ１４の充電電圧Ｖ0 が大きい
時（すなわちランプ１６の発光直前）は、図４（ｂ）に
示すように電流Ｉｐが零になったタイミングで、スイッ
チング素子がターンオフ動作をするので、スイッチング
損失とスイッチングノイズを低く抑えることができる。
さらには、共振インダクタンス３５の蓄積エネルギーは
全て、トランス６を介して主コンデンサ１４の充電に使
われるので、蓄積エネルギーを有効的に使うことができ
る。その一方で、図４（ａ）においてわかるように、コ
ンデンサ１４の充電電圧Ｖ0 が低い時（ランプ１６の発
光直後）では、スイッチング素子１０がターンオフする
（ｔ2 ）時は、電流Ｉｐは最高点ではないが、かなり高
い状態である。このため、未だスイッチング損失とスイ
ッチングノイズの問題が残る。さらには、インダクタン
スの蓄積エネルギーを放出している最中に、ターンオフ
するので、蓄積エネルギーは、大部分が電解コンデンサ
に帰還されてしまう。すなわち、ＰＷＭ方式と同様に交
流電源から供給されるエネルギーを負荷に利用すること
なく、再び戻しているので、回路を構成する素子の損失
が多くなる。一般に、このような共振回路は、負荷の電
圧変動が大きい場合は、トランスの巻線を、電圧の高い
状態を対象に設定している。（すなわち、この場合、主
コンデンサ１４の充電電圧の高い時）これは、電圧の低
い時を対象にして巻線を設定すると、電圧の高い時に共
振動作を起こさなくなるためである。このため、共振回
路を使った場合は、電圧値が高い時は問題はないが、電
圧値が低いときは、未だＰＷＭ方式と同様の問題が残
る。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】そこで、この発明が解
決しようとする課題は、コンデンサを繰り返し充放電す
る場合に使う共振型スイッチング電源において、充電電
圧が低いときにおいても以下の点を解決することにあ
る。 （１）スイッチング素子による、スイッチングノイズや
スイッチング損失を小さくさせて、小型で安価なスイッ
チング素子やノイズフィルターを使うことにある。 （２）共振インダクタンスの蓄積エネルギーが、負荷で
使われることなく、一次側の電解コンデンサに帰還して
しまうことをなくすか、もしくは減らすために、蓄積エ
ネルギーができるだけ少ない状態で、スイッチング素子
をターンオフすることにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために、この発明の共振型スイッチング電源は、主コ
ンデンサにエネルギーを蓄えて、このエネルギーを負荷
に放電する電源である。そしてこの充放電を繰り返し行
うものである。このような共振型スイッチング電源にお
いて、電圧変換トランスと、このトランスの一次巻線に
接続された共振インダクタンスと共振コンデンサよりな
る共振タンクと、前記トランスの二次側であって、複数
に分割された二次巻線と、その各々に接続して、前記主
コンデンサを充電する充電回路と、前記主コンデンサの
充電電圧検出回路と、この検出回路の信号によって駆動
する切替回路とから構成されている。そして、切替回路
は、充電電圧が、所定の値になったときに、前記各々の
充電回路を並列動作から直列動作に切り換えて、主コン
デンサを充電する手段を持つことを特徴とする。

【００１８】

【作用】このような構成の回路によって、コンデンサの
充電電圧が大きく変動しても、二次巻線と、その充電回
路の動作を並列から直列に切り換えることによって、変
動の影響をほとんど受けることなく共振させることがで
きる。

【００１９】

【実施例】以下、図を使って、この発明を具体的に説明
する。図５は、この発明にかかる共振型スイッチング電
源の一例であり、図３に示した回路のトランス６の二次
側のみを表している。すなわち、一次側は図３と同じで
ある。また、図３と同一番号は、同一部分を示す。トラ
ンス６の二次巻線は、巻線５１と巻線５１’の２つに分
割している。各々の巻数は、図３に示した二次巻線６２
の巻数の１／２である。巻線５１、巻線５１’には、各
々高周波整流ダイオードブリッジ５２、５２’が接続し
ている。５３、５４はダイオードを示し、ダイオードブ
リッジ５２’の正側端子は、ダイオード５３のアノード
に接続して、ダイオード５３のカソードは、ダイオード
ブリッジ５２の正側端子とコンデンサ１４の正側端子に
接続する。ダイオードブリッジ５２の負側端子は、ダイ
オード５４のカソードに接続して、ダイオード５４のア
ノードは、ダイオードブリッジ５２’の負側端子と主コ
ンデンサ１４の負側端子に接続される。二次巻線５１、
ダイオードブリッジ５２、ダイオード５４によって１つ
の充電回路を構成して、二次巻線５１’、ダイオードブ
リッジ５２’、ダイオード５３によって別の充電回路を
構成している。スイッチング素子５５（本実施例では、
ＩＧＢＴを使用している。）、そのコレクタがダイオー
ド５３のアノードに接続して、エミッタはダイオード５
４のカソードに接続する。充電電圧検出回路５７は、コ
ンデンサ１４の充電電圧Ｖ0 の値を検出して、切替回路
５８を介して、スイッチング素子５５を開閉するための
信号Ｖg3を出力する。スイッチング素子５５は、ＩＧＢ
Ｔに限らずＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ等を
適用できる。

【００２０】この回路において、充電電圧Ｖ0 が、設定
された最高電圧値の約１／２になるまでは、切替回路５
８からの信号Ｖg3はオフであり、従ってスイッチング素
子５５はオフとなる。この場合の最高電圧値とは、ラン
プ１６が発光する時点でコンデンサ１４の充電電圧とし
て設定された値をいう。この最高電圧値は、図示略の出
力電圧制限回路によって、この値以上に充電されないよ
うになっている。スイッチング素子５５がオフのとき
は、二次巻線５１、ダイオードブリッジ５２、ダイオー
ド５４で構成する１つの充電回路と、二次巻線５１’、
ダイオードブリッジ５２’、ダイオード５３で構成する
もう１つの充電回路は、並列動作となって主コンデンサ
１４を充電する。従って、二次巻線５１、５１’には各
々充電電圧Ｖ0 が印加している。（但し、二次巻線側の
回路内のダイオードによる電圧降下を無視している。）

【００２１】次に、主コンデンサ１４の充電が進み、そ
の充電電圧Ｖ0 が最高電圧値の約１／２に達すると、切
替回路５８の出力信号Ｖg3がオンとなり、スイッチング
素子５５が導通する。この時には、ダイオード５３、ダ
イオード５４には逆電圧が印加されることになり、ダイ
オードブリッジ５２の負側端子とダイオードブリッジ５
２’の正側端子は、スイッチング素子５５を介して短絡
される。すなわち、２組の整流回路は直列動作として、
主コンデンサ１４を充電することになる。このとき、二
次巻線５１と二次巻線５１’には、主コンデンサ１４の
充電電圧を半分ずつ、すなわち各々１／２×Ｖ0 の電圧
が印加されている。各々の整流回路が直列接続となる充
電サイクルの後半は、二次巻線は２つに分割している
が、合計の巻数は１つのときと同じであり、基本的には
図３の回路の場合と同じである。一方、並列接続した場
合は、巻数が１／２になった２個の二次巻線の各々に充
電電圧Ｖ0 が印加する。従って、二次巻線が１つである
図３の回路例に比べて、巻数１ターン当たりの電圧は２
倍となる。つまり、充電電圧Ｖ0 の値によって決まるト
ランス６の一次巻線６１の両端電圧（逆起電力）は、充
電電圧Ｖ0 が最高電圧値の約１／２になるまでは、従来
の回路に比べて２倍つまり２ｎＶ0 となり、約１／２を
越えてからは図３の場合と同様にｎＶ0 となる。すなわ
ち、充電初期にＶ0 が小さくて起こる問題を、複数の充
電回路の直列、並列の接続の切替によって、一次巻線６
１の両端電圧が大きくなるように工夫している。例え
ば、フラッシュランプ１６の発光の前後では、充電電圧
Ｖ0 は約１０倍変化する。この時、従来の回路の場合
は、一次巻線６１に発生する逆起電力も１０倍変化する
が、この発明の場合は、その変化が約５倍と抑えること
ができる。従って、充電初期の電流Ｉｐの振幅を、充電
末期の波形に近づけることができる。すなわち、スイッ
チング素子がターンオフするときの、蓄積エネルギーの
放出による電流を、かなり小さくすることができる。こ
のため、スイッチング素子におけるスイッチング損失お
よびスイッチングノイズを低く抑えることができて、さ
らには、負荷に使うことなく帰還するエネルギーの量を
小さく抑えることができる。

【００２２】この発明の他の実施例を図６に示す。この
回路は、トランス６の二次巻線６１を、７１─１、７１
─２、７１─３、７１─４の、４つの二次巻線に分割し
て、各々の巻数は、１次巻線の１／４としている。そし
て充電電圧検出回路５７は充電電圧Ｖ0 が、最高電圧値
の約１／４になったときにＶg3-1、Ｖg3-2を出力して、
スイッチング素子７５─１、７５─２をオンする。ま
た、最高電圧値の約１／２になったときに、Ｖg3-3を出
力して、さらにスイッチング素子７５─３をオンする。
この時、スイッチング素子７５─１、７５─２、７５─
３の全てがオンしている。この状態を図７に示す。この
回路によれば、共振動作時のー次巻線６１に発生する逆
起電力の変動幅を、約１／４に抑えることができる。こ
のため、充電電圧Ｖ0 が小さいときの、電流Ｉｐの動作
をより、図４（ｂ）に近いものにすることができるた
め、スイッチング素子におけるスイッチング損失および
スイッチングノイズを一層低く抑えることができて、さ
らには、蓄積エネルギーが少ない状態でスイッチング素
子のターンオフをすることができる。このため、負荷に
使うことなく帰還してしまうエネルギーをさらに少なく
できる。

【００２３】以上、実施例を使って具体的に説明した
が、例えば以下のようなもの使うことができる。フラッ
シュランプ１６としては、発光長400mm 、発光エネルギ
ー400J、４Hzの点灯をするもの。また主コンデンサ１４
の最高電圧値は１８００Ｖ、で共振インダクタンスは２
０μＨ、共振コンデンサは０．１５μＦのものを使うこ
と できる。

【００２４】

【発明の効果】この発明によれば、例えばフラッシュラ
ンプの発光に伴い、コンデンサの充電電圧が大きく変動
しても、トランスの一次巻線に発生する逆起電力を、か
なり小さい変動幅に抑えることができる。このため、ス
イッチング素子によるスイッチング損失やスイッチング
ノイズはかなり低く抑えることができる。また、共振タ
ンクを構成するインダクタンスに蓄積されるエネルギー
ができるだけ少ない状態で、スイッチング素子のターン
オフをするので、負荷に使うことなく、帰還してしまう
エネルギーの量を小さくできる。このため、回路を構成
する素子の損失を小さくできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＰＷＭ方式のスイッチング電源の回路図であ
る。

【図２】ＰＷＭ方式のスイッチング電源の回路図によ
る、タイムチャート図である。

【図３】共振型スイッチング電源の回路図である。

【図４】共振型スイッチング電源の回路図によるタイム
チャート図である。

【図５】この発明の共振型スイッチング電源の回路図で
ある。

【図６】この発明の共振型スイッチング電源の他の実施
例の回路図である。

【図７】この発明の共振型スイッチング電源の他の実施
例の回路図のタイムチャート図である。

【符号の説明】

６ トランス １０ スイッチング素子 １１ スイッチング素子 １４ 主コンデンサ ３０ 電解コンデンサ ３１ 共振インダクタンス ３５ 共振コンデンサ ３６ 共振タンク ５１ 二次巻線 ５２ ダイオードブリッジ ５３ ダイオード ５１’ 二次巻線 ５２’ ダイオードブリッジ ５４ ダイオード ５５ スイッチング素子 ５７ 充電電圧検出回路 ５８ 切替回路 ６１ トランスの一次巻線 ６２ トランスの二次巻線

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】主コンデンサにエネルギーを蓄えて、この
   エネルギーを負荷に放電するという動作を、周期的に繰
   り返す共振型スイッチング電源において、 電圧変換トランスと、 このトランスの一次巻線に接続された共振インダクタン
   スと共振コンデンサよりなる共振タンクと、 前記トランスの二次側であって、複数に分割された二次
   巻線と、 その各々の二次巻線に接続して、前記主コンデンサを充
   電する充電回路と、 前記主コンデンサの充電電圧検出回路と、 この検出回路の信号によって駆動する切替回路とを有
   し、 前記切替回路は、充電電圧が、所定の値になったとき
   に、前記複数の充電回路を並列動作から直列動作に切り
   換えて、主コンデンサを充電する手段を持つことを特徴
   とする共振型スイッチング電源。