JPH05191102A - 低損失のアナログ型ｘバンド３６０度移相器 - Google Patents
低損失のアナログ型ｘバンド３６０度移相器Info
- Publication number
- JPH05191102A JPH05191102A JP3045845A JP4584591A JPH05191102A JP H05191102 A JPH05191102 A JP H05191102A JP 3045845 A JP3045845 A JP 3045845A JP 4584591 A JP4584591 A JP 4584591A JP H05191102 A JPH05191102 A JP H05191102A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- impedance
- phase shifter
- analog
- pair
- coupler
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/18—Phase-shifters
- H01P1/185—Phase-shifters using a diode or a gas filled discharge tube
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
［目的］ Ｘバンドにおいて低損失でかつ全位相におけ
る振幅変動量を小さくしつつ大きな移相量（ほぼ３６０
度）を達成する低損失反射型アナログ移相器を提供する
ことを目的とする。 ［構成］ 並列に接続された複数の超階段接合型バラク
タ−ダイオ−ドを有する終端インピ−ダンスを終端に設
ける。 ［効果］ ガリウムヒ素を用いたモノリシックマイクロ
波集積回路に容易に用いることができる。
る振幅変動量を小さくしつつ大きな移相量（ほぼ３６０
度）を達成する低損失反射型アナログ移相器を提供する
ことを目的とする。 ［構成］ 並列に接続された複数の超階段接合型バラク
タ−ダイオ−ドを有する終端インピ−ダンスを終端に設
ける。 ［効果］ ガリウムヒ素を用いたモノリシックマイクロ
波集積回路に容易に用いることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、Ｘバンド（５２００〜
１０９００ＭＨｚ）の周波数帯域においてほぼ３６０度
（３６０゜）の移相を達成できる、低損失の反射型アナ
ログ移相回路に関する。また本発明は、移相量に対する
挿入損失量の変動が小さいものであり、ガリウムヒ素
（ＧａＡｓ）からなるモノリシック型マイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）に容易に適用することができる移相回路
に関するものである。
１０９００ＭＨｚ）の周波数帯域においてほぼ３６０度
（３６０゜）の移相を達成できる、低損失の反射型アナ
ログ移相回路に関する。また本発明は、移相量に対する
挿入損失量の変動が小さいものであり、ガリウムヒ素
（ＧａＡｓ）からなるモノリシック型マイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）に容易に適用することができる移相回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】アナログ移相器は、たとえば米国特許第
４、８３７、５３２号及び米国特許第４、６３８、２６
９号に記載されているように公知である。また、超階段
接合型バラクタ−ダイオ−ドを用いた移相器について
も、ニ−ヘンケ等（Niehenke etal.）によるＩＥＥＥ
ＭＴＴ−Ｓ ダイジェスト １９８５の６５７から６６
０ページの「線形アナログ超階段接合型バラクタ−ダイ
オ−ド移相器」に記載されている。なお、このような移
相器については、上記米国特許第４、６３８、２６９号
にも記載されている。
４、８３７、５３２号及び米国特許第４、６３８、２６
９号に記載されているように公知である。また、超階段
接合型バラクタ−ダイオ−ドを用いた移相器について
も、ニ−ヘンケ等（Niehenke etal.）によるＩＥＥＥ
ＭＴＴ−Ｓ ダイジェスト １９８５の６５７から６６
０ページの「線形アナログ超階段接合型バラクタ−ダイ
オ−ド移相器」に記載されている。なお、このような移
相器については、上記米国特許第４、６３８、２６９号
にも記載されている。
【０００３】これら移相器についてはこのように公知で
あるものの、Ｘバンドの周波数帯域では３６０度までの
移相は行えず、また移相に対する挿入損失の変動量を小
さくすることはできなかった。たとえば、上記のＩＥＥ
Ｅ ＭＴＴ−Ｓ ダイジェストの移相器では、約２７０
度の移相が達成され、かつ、挿入損失全体の変動量は
１．７ｄＢであった。また、上記米国特許第４、６３
８、２６９号は、ダウソン等（Dawson et al.）による
ＩＥＥＥの１９８４年のマイクロ波およびミリメ−トル
波モノリシック回路シンポジウム、ダイジェスト、６か
ら１０ペ−ジの「アナログＸバンド移相器」に記載され
た移相器を改良したもので、直列に接続されたバラクタ
−を用いて移相器により処理可能な電力量を高めること
で約１８０度の移相を達成している。なお、ＩＥＥＥダ
イジェスト（ダウソン等）では１０５度しか達成されて
いないが、その理由として、組み立てられたチップ内で
の２個のバラクタ−ダイオ−ド間のキャパシタンスのチ
ュ−ニングに限界があるため比較的低い効果しか得られ
なかったと、上記米国特許に記載されている。
あるものの、Ｘバンドの周波数帯域では３６０度までの
移相は行えず、また移相に対する挿入損失の変動量を小
さくすることはできなかった。たとえば、上記のＩＥＥ
Ｅ ＭＴＴ−Ｓ ダイジェストの移相器では、約２７０
度の移相が達成され、かつ、挿入損失全体の変動量は
１．７ｄＢであった。また、上記米国特許第４、６３
８、２６９号は、ダウソン等（Dawson et al.）による
ＩＥＥＥの１９８４年のマイクロ波およびミリメ−トル
波モノリシック回路シンポジウム、ダイジェスト、６か
ら１０ペ−ジの「アナログＸバンド移相器」に記載され
た移相器を改良したもので、直列に接続されたバラクタ
−を用いて移相器により処理可能な電力量を高めること
で約１８０度の移相を達成している。なお、ＩＥＥＥダ
イジェスト（ダウソン等）では１０５度しか達成されて
いないが、その理由として、組み立てられたチップ内で
の２個のバラクタ−ダイオ−ド間のキャパシタンスのチ
ュ−ニングに限界があるため比較的低い効果しか得られ
なかったと、上記米国特許に記載されている。
【０００４】また、マイクロ波の理論及び技術について
のＩＥＥＥの会報、ＭＴＴー１７巻、Ｎｏ．３、１９６
９年３月、１３７から１４７ペ−ジのガ−バ−（Garve
r）による「３６０度バラクタ−線形位相変調器」は、
それぞれが１８０度の位相変調を行う２つのバラクタ−
ダイオ−ドを並列に接続して３６０度の位相変調を行う
ことを記載している。しかし、この並列接続されたバラ
クタ−はサ−キュレ−タに接続されているのであって、
ハイブリッドカップラ−（方向性結合器）に接続されて
いるものではなく、また、このガ−バ−のシステムの特
性インピ−ダンスは５０オ−ムと、本発明の企図してい
るものよりも高いものであった。
のＩＥＥＥの会報、ＭＴＴー１７巻、Ｎｏ．３、１９６
９年３月、１３７から１４７ペ−ジのガ−バ−（Garve
r）による「３６０度バラクタ−線形位相変調器」は、
それぞれが１８０度の位相変調を行う２つのバラクタ−
ダイオ−ドを並列に接続して３６０度の位相変調を行う
ことを記載している。しかし、この並列接続されたバラ
クタ−はサ−キュレ−タに接続されているのであって、
ハイブリッドカップラ−（方向性結合器）に接続されて
いるものではなく、また、このガ−バ−のシステムの特
性インピ−ダンスは５０オ−ムと、本発明の企図してい
るものよりも高いものであった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、実質的に３６０度（３６０゜）の移相を達成するた
めのアナログ型移相器であって低挿入損失のものを提供
することである。
は、実質的に３６０度（３６０゜）の移相を達成するた
めのアナログ型移相器であって低挿入損失のものを提供
することである。
【０００６】また、本発明の他の目的は、低損失の反射
型移相器を提供することである。
型移相器を提供することである。
【０００７】さらに、本発明の他の目的は、実質的に３
６０度までの移相を達成しかつ全移相状態に対する挿入
損失の変動量が小さいような、低損失の反射型アナログ
移相器であってガリウムヒ素を用いたＭＭＩＣに容易に
用いられるようなものを提供することである。
６０度までの移相を達成しかつ全移相状態に対する挿入
損失の変動量が小さいような、低損失の反射型アナログ
移相器であってガリウムヒ素を用いたＭＭＩＣに容易に
用いられるようなものを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】これら目的を達成するた
め、本発明のアナログ移相器は、ハイブリッドカップラ
−（方向性結合器）と終端インピ−ダンスとを有してい
る。この終端インピ−ダンスは、並列的に接続された一
対の超階段接合型バラクタ−ダイオ−ドを有している。
そして、かかる一対のバラクタ−ダイオ−ドはλ／４の
伝送線に接続されており、かつ、その伝送線の特性イン
ピ−ダンスはハイブリッドカップラ−の２倍である。か
かる構造により１８０度（１８０゜）の移相を達成でき
る。
め、本発明のアナログ移相器は、ハイブリッドカップラ
−（方向性結合器）と終端インピ−ダンスとを有してい
る。この終端インピ−ダンスは、並列的に接続された一
対の超階段接合型バラクタ−ダイオ−ドを有している。
そして、かかる一対のバラクタ−ダイオ−ドはλ／４の
伝送線に接続されており、かつ、その伝送線の特性イン
ピ−ダンスはハイブリッドカップラ−の２倍である。か
かる構造により１８０度（１８０゜）の移相を達成でき
る。
【０００９】そして、第二のハイブリッドカップラ−を
縦つなぎ、すなわち縦続接続となるようにつなぎ、また
同様の終端インピ−ダンス回路もそれに接続させること
によって、移相量を２倍の３６０度（３６０゜）にまで
高めることができる。
縦つなぎ、すなわち縦続接続となるようにつなぎ、また
同様の終端インピ−ダンス回路もそれに接続させること
によって、移相量を２倍の３６０度（３６０゜）にまで
高めることができる。
【００１０】すなわち、本発明のアナログ型移相器は、
（ａ）入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−
トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを有する第
一ハイブリッドカップラ−と（ｂ）一対の第一終端イン
ピ−ダンス回路からなる第一インピ−ダンス回路とを有
し、この一対の第一終端インピ−ダンス回路の各々が第
一ハイブリッドカップラ−の前記第一及び第二移相ポ−
トのそれぞれと接続されており、かつ、一対の超階段接
合型バラクタ−ダイオ−ドを有し、この一対のバラクタ
−ダイオ−ドが１／４波長の長さであってその特性イン
ピ−ダンスが２Ｚ0の伝送線を介して並列的に接続され
ているものである。
（ａ）入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−
トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを有する第
一ハイブリッドカップラ−と（ｂ）一対の第一終端イン
ピ−ダンス回路からなる第一インピ−ダンス回路とを有
し、この一対の第一終端インピ−ダンス回路の各々が第
一ハイブリッドカップラ−の前記第一及び第二移相ポ−
トのそれぞれと接続されており、かつ、一対の超階段接
合型バラクタ−ダイオ−ドを有し、この一対のバラクタ
−ダイオ−ドが１／４波長の長さであってその特性イン
ピ−ダンスが２Ｚ0の伝送線を介して並列的に接続され
ているものである。
【００１１】また、本発明のアナログ型移相器は、
（ａ）入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−
トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを有する第
一ハイブリッドカップラ−と、（ｂ）一対の第一終端イ
ンピ−ダンス回路からなる第一インピ−ダンス回路と、
（ｃ）入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−
トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを有する第
二ハイブリッドカップラ−と、（ｄ）一対の第二終端イ
ンピ−ダンス回路からなる第二インピ−ダンス回路とを
有し、一対の第一終端インピ−ダンス回路の各々が第一
ハイブリッドカップラ−の第一及び第二移相ポ−トと接
続されており、かつ、一対の超階段接合型バラクタ−ダ
イオ−ドを有し、その一対のバラクタ−ダイオ−ドが１
／４波長の長さであってその特性インピ−ダンスが２Ｚ
0の伝送線を介して並列的に接続されており、また、一
対の第二終端インピ−ダンス回路の各々が第二ハイブリ
ッドカップラ−の第一及び第二移相ポ−トと接続されて
おり、かつ、一対の超階段接合型バラクタ−ダイオ−ド
を有し、その一対のバラクタ−ダイオ−ドが１／４波長
の長さであってその特性インピ−ダンスが２Ｚ0の伝送
線を介して並列的に接続されており、第一ハイブリッド
カップラ−の入力ポ−トがアナログ型移相器の入力部と
接続されており、第一ハイブリッドカップラ−の出力ポ
−トが第二ハイブリッドカップラ−の入力ポ−トと接続
されており、第二ハイブリッドカップラ−の出力ポ−ト
がアナログ型移相器の出力部と接続されているものであ
る。
（ａ）入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−
トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを有する第
一ハイブリッドカップラ−と、（ｂ）一対の第一終端イ
ンピ−ダンス回路からなる第一インピ−ダンス回路と、
（ｃ）入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−
トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを有する第
二ハイブリッドカップラ−と、（ｄ）一対の第二終端イ
ンピ−ダンス回路からなる第二インピ−ダンス回路とを
有し、一対の第一終端インピ−ダンス回路の各々が第一
ハイブリッドカップラ−の第一及び第二移相ポ−トと接
続されており、かつ、一対の超階段接合型バラクタ−ダ
イオ−ドを有し、その一対のバラクタ−ダイオ−ドが１
／４波長の長さであってその特性インピ−ダンスが２Ｚ
0の伝送線を介して並列的に接続されており、また、一
対の第二終端インピ−ダンス回路の各々が第二ハイブリ
ッドカップラ−の第一及び第二移相ポ−トと接続されて
おり、かつ、一対の超階段接合型バラクタ−ダイオ−ド
を有し、その一対のバラクタ−ダイオ−ドが１／４波長
の長さであってその特性インピ−ダンスが２Ｚ0の伝送
線を介して並列的に接続されており、第一ハイブリッド
カップラ−の入力ポ−トがアナログ型移相器の入力部と
接続されており、第一ハイブリッドカップラ−の出力ポ
−トが第二ハイブリッドカップラ−の入力ポ−トと接続
されており、第二ハイブリッドカップラ−の出力ポ−ト
がアナログ型移相器の出力部と接続されているものであ
る。
【００１２】
【作用】このように並列結合されたバラクタ−を用いる
ことによって、単一のダイオ−ドを終端に結合したのに
比べ、移相量が２倍になる。その結果、バラクタ−のチ
ュ−ニング比に対する厳しい要求が低減され、既述の米
国特許第４、６３８、２６９号が問題視したキャパシタ
ンスのチュ−ニング上の困難を避けることができる。
ことによって、単一のダイオ−ドを終端に結合したのに
比べ、移相量が２倍になる。その結果、バラクタ−のチ
ュ−ニング比に対する厳しい要求が低減され、既述の米
国特許第４、６３８、２６９号が問題視したキャパシタ
ンスのチュ−ニング上の困難を避けることができる。
【００１３】さらに、本発明では、ハイブリッドカップ
ラ−の特性インピ−ダンスを５０オ−ムより小さくする
ことによって、移相幅をダイオ−ドのキャパシタンス変
動幅に対応して広げることができる。また、本発明で
は、ハイブリッドカップラ−の入・出力ポ−トに整合回
路網を設け、システムの他の部分の５０オ−ムレベルの
特性インピ−ダンスを好ましい特性インピ−ダンスに変
化させることができる。尚、本発明では、かかる好まし
い特性インピ−ダンスとは３０オ−ムである。
ラ−の特性インピ−ダンスを５０オ−ムより小さくする
ことによって、移相幅をダイオ−ドのキャパシタンス変
動幅に対応して広げることができる。また、本発明で
は、ハイブリッドカップラ−の入・出力ポ−トに整合回
路網を設け、システムの他の部分の５０オ−ムレベルの
特性インピ−ダンスを好ましい特性インピ−ダンスに変
化させることができる。尚、本発明では、かかる好まし
い特性インピ−ダンスとは３０オ−ムである。
【００１４】
【実施例】以下、本願発明の実施例について図を参照し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
【００１５】本発明の回路は、公知の反射型移相器を基
に形成されている。この公知の反射型移相器において
は、９０度移相達成用ハイブリッドカップラ−（方向性
結合器）の直通・結合ポ−ト（through and coupled po
rts）が低損失用回路網で終端されており、他の２つの
ポ−トがそれぞれ回路全体の入力・出力ポ−トを形成し
ている。本発明の好ましい実施例では、この９０度ハイ
ブリッドとしてランゲ（Lange）カップラ−を、また終
端インピ−ダンスとして超階段接合型バラクタ−ダイオ
−ドを用いている。このように超階段接合型バラクタ−
ダイオ−ドを用いるのが好ましいのは、バラクタ−の超
階段活性層を制御してこれに移相量と電圧とがほぼ線形
関係を有するようにしつつ大きな移相量を達成するよう
なＣ／Ｖ特性をもたせることができるからである。
に形成されている。この公知の反射型移相器において
は、９０度移相達成用ハイブリッドカップラ−（方向性
結合器）の直通・結合ポ−ト（through and coupled po
rts）が低損失用回路網で終端されており、他の２つの
ポ−トがそれぞれ回路全体の入力・出力ポ−トを形成し
ている。本発明の好ましい実施例では、この９０度ハイ
ブリッドとしてランゲ（Lange）カップラ−を、また終
端インピ−ダンスとして超階段接合型バラクタ−ダイオ
−ドを用いている。このように超階段接合型バラクタ−
ダイオ−ドを用いるのが好ましいのは、バラクタ−の超
階段活性層を制御してこれに移相量と電圧とがほぼ線形
関係を有するようにしつつ大きな移相量を達成するよう
なＣ／Ｖ特性をもたせることができるからである。
【００１６】図１は本発明の反射型移相器の基本構成を
示す。５０オ−ムの入力・出力ポ−ト５及び１５が、イ
ンピ−ダンス整合回路網１０及び２０で終端されてい
る。そして、これらインピ−ダンス整合回路網１０及び
２０が、５０オ−ムの入力及び出力を９０度移相達成用
の３ｄＢハイブリッドカップラ−（方向性結合回路）３
０の特性インピ−ダンスＺ0にインピ−ダンス整合させ
る。ここで、本発明の好ましい実施例では、この特性イ
ンピ−ダンスＺ0はほぼ３０オ−ムである。一方、終端
インピ−ダンス４０及び５０がハイブリッド３０の直通
・結合ポ−トのそれぞれに設けられている。そして、バ
イアス電圧が端子６０からそれぞれの終端インピ−ダン
ス４０及び５０にかかっている。
示す。５０オ−ムの入力・出力ポ−ト５及び１５が、イ
ンピ−ダンス整合回路網１０及び２０で終端されてい
る。そして、これらインピ−ダンス整合回路網１０及び
２０が、５０オ−ムの入力及び出力を９０度移相達成用
の３ｄＢハイブリッドカップラ−（方向性結合回路）３
０の特性インピ−ダンスＺ0にインピ−ダンス整合させ
る。ここで、本発明の好ましい実施例では、この特性イ
ンピ−ダンスＺ0はほぼ３０オ−ムである。一方、終端
インピ−ダンス４０及び５０がハイブリッド３０の直通
・結合ポ−トのそれぞれに設けられている。そして、バ
イアス電圧が端子６０からそれぞれの終端インピ−ダン
ス４０及び５０にかかっている。
【００１７】図２ａは、一つのバラクタ−Ｃvarを有す
る終端インピ−ダンスの一例を模式的に示したものであ
る。ここで、Ｒcompは、バラクタ−へのバイアス電圧が
変化した際の移相器の挿入損失量の変動を補償するため
に設けられたものである。つまり、この抵抗はすべての
移相状態における挿入損失を一定にするために設けられ
たものである。
る終端インピ−ダンスの一例を模式的に示したものであ
る。ここで、Ｒcompは、バラクタ−へのバイアス電圧が
変化した際の移相器の挿入損失量の変動を補償するため
に設けられたものである。つまり、この抵抗はすべての
移相状態における挿入損失を一定にするために設けられ
たものである。
【００１８】本発明における終端インピ−ダンス回路４
０及び５０は同一の構成をしており、図２ｂはその好ま
しい実施例を示しているもので、並列接続されたバラク
タ−Ｃvarを有している。それぞれのバラクタ−には図
２ａに示した補償抵抗Ｒcompが設けられており、これら
二つのバラクタ−は波長の１／４の長さ（λ／４の長
さ）の伝送線によって隔てられている。また、この伝送
線は図１のハイブリッドカップラ−のほぼ２倍の特性イ
ンピ−ダンス、すなわち、６０オ−ムの特性インピ−ダ
ンスを有している。
０及び５０は同一の構成をしており、図２ｂはその好ま
しい実施例を示しているもので、並列接続されたバラク
タ−Ｃvarを有している。それぞれのバラクタ−には図
２ａに示した補償抵抗Ｒcompが設けられており、これら
二つのバラクタ−は波長の１／４の長さ（λ／４の長
さ）の伝送線によって隔てられている。また、この伝送
線は図１のハイブリッドカップラ−のほぼ２倍の特性イ
ンピ−ダンス、すなわち、６０オ−ムの特性インピ−ダ
ンスを有している。
【００１９】図３は、縦続接続された３ｄＢハイブリッ
ドカップラ−３０及び３０’を有する本発明の移相器の
模式図である。ここでは、カップラ−３０’の入力ポ−
トはインピ−ダンス整合回路網１０’を介して回路全体
の入力ポ−ト５に接続されている。カップラ−３０’の
出力ポ−トは伝送線３５を介してカップラ−３０の入力
ポ−トに接続されている。ここで、本発明の好ましい実
施態様ではこの伝送線のインピ−ダンスは３０オ−ムで
ある。カップラ−３０の出力ポ−トは回路全体の出力ポ
−ト１５に、インピ−ダンス整合回路網２０’を介して
接続されている。カップラ−３０’の直通・結合ポ−ト
のそれぞれは終端インピ−ダンス回路４０’及び５０’
に接続されており、カップラ−３０の直通・結合ポ−ト
はそれぞれ終端インピ−ダンス回路４０及び５０に接続
されている。図３の回路によって得られる移相量の総和
は３６０度（３６０゜）あるいは図１の回路の移相量の
２倍となる。
ドカップラ−３０及び３０’を有する本発明の移相器の
模式図である。ここでは、カップラ−３０’の入力ポ−
トはインピ−ダンス整合回路網１０’を介して回路全体
の入力ポ−ト５に接続されている。カップラ−３０’の
出力ポ−トは伝送線３５を介してカップラ−３０の入力
ポ−トに接続されている。ここで、本発明の好ましい実
施態様ではこの伝送線のインピ−ダンスは３０オ−ムで
ある。カップラ−３０の出力ポ−トは回路全体の出力ポ
−ト１５に、インピ−ダンス整合回路網２０’を介して
接続されている。カップラ−３０’の直通・結合ポ−ト
のそれぞれは終端インピ−ダンス回路４０’及び５０’
に接続されており、カップラ−３０の直通・結合ポ−ト
はそれぞれ終端インピ−ダンス回路４０及び５０に接続
されている。図３の回路によって得られる移相量の総和
は３６０度（３６０゜）あるいは図１の回路の移相量の
２倍となる。
【００２０】図４はこの図３の回路の実物の写真図であ
る。この図４から、縦続接続された二つの１８０度移相
達成部の様子が明らかである。また、ここでは、ハイブ
リッドカップラ−３０及び３０’としてランゲ（Lang
e）カップラ−が用いられている。
る。この図４から、縦続接続された二つの１８０度移相
達成部の様子が明らかである。また、ここでは、ハイブ
リッドカップラ−３０及び３０’としてランゲ（Lang
e）カップラ−が用いられている。
【００２１】図１にたちかえって、さらに詳しく説明す
ると、入力ポ−ト５、整合回路網１０よりハイブリッド
３０の入力ポ−ト１０１に入ってきた入力エネルギ−
は、ハイブリッドの結合・直通ポ−ト１０３、１０４の
それぞれに等しく分配され、後段のバラクタ−ネットワ
−ク４０、５０で反射される。この反射信号は終端イン
ピ−ダンスの反射係数によって定まる位相変化を受けて
いる。そして、全エネルギ−は回路の出力ポ−トを構成
するハイブリッドの出力ポ−ト１０２（アイソレ−テッ
ドポ−ト）で再び合成され、整合回路網２０を経て出力
ポ−ト１５にいたる。ここで、反射係数は、ハイブリッ
ドカップラ−３０のインピ−ダンス値Ｚ0と、バラクタ
−のキャパシタンス（接合容量）Ｃvarの最大変化量に
よって決定される位相変化幅との関数であらわされる。
そして、全バラクタ−による全位相変化幅がこの回路に
よって得られる移相量を決定する。
ると、入力ポ−ト５、整合回路網１０よりハイブリッド
３０の入力ポ−ト１０１に入ってきた入力エネルギ−
は、ハイブリッドの結合・直通ポ−ト１０３、１０４の
それぞれに等しく分配され、後段のバラクタ−ネットワ
−ク４０、５０で反射される。この反射信号は終端イン
ピ−ダンスの反射係数によって定まる位相変化を受けて
いる。そして、全エネルギ−は回路の出力ポ−トを構成
するハイブリッドの出力ポ−ト１０２（アイソレ−テッ
ドポ−ト）で再び合成され、整合回路網２０を経て出力
ポ−ト１５にいたる。ここで、反射係数は、ハイブリッ
ドカップラ−３０のインピ−ダンス値Ｚ0と、バラクタ
−のキャパシタンス（接合容量）Ｃvarの最大変化量に
よって決定される位相変化幅との関数であらわされる。
そして、全バラクタ−による全位相変化幅がこの回路に
よって得られる移相量を決定する。
【００２２】実際のバラクタ−においては、Ｑ値は有限
の値をとるため、直列抵抗の実効値Ｒsも回路モデルに
加える必要がある。かかる直列抵抗は、移相回路の全挿
入損失量に影響を与えるのみならず、加える電圧量の変
動による挿入損失の変化量を決定するものである。ここ
で、並列抵抗Ｒcompをバラクタ−に並列に接続すること
は、たとえば既述のガ−バ−の文献に記載されており、
公知である。なお、この並列抵抗の効果は、得られる移
相量の範囲においては無視できる。
の値をとるため、直列抵抗の実効値Ｒsも回路モデルに
加える必要がある。かかる直列抵抗は、移相回路の全挿
入損失量に影響を与えるのみならず、加える電圧量の変
動による挿入損失の変化量を決定するものである。ここ
で、並列抵抗Ｒcompをバラクタ−に並列に接続すること
は、たとえば既述のガ−バ−の文献に記載されており、
公知である。なお、この並列抵抗の効果は、得られる移
相量の範囲においては無視できる。
【００２３】バラクタ−のある与えられた接合容量（キ
ャパシタンス）変化幅に対しては、インピ−ダンスＺ0
を５０オ−ムより低くすることで、得られる移相量を大
きくすることができる。本発明では３０オ−ムのインピ
−ダンスが好ましい。このインピ−ダンス値は本発明の
回路構成において必要な移相量を得るための最適な値で
あり、ダイオ−ドにおける帯域幅についての要求とダイ
オ−ドで得られるキャパシタンス変化幅とを考慮して得
られたものである。このようなインピ−ダンスをもつハ
イブリッド３０の終端４０、５０のそれぞれに単一のダ
イオ−ドを設ける場合には、かかるインピ−ダンスＺ0
が９０度の量の移相を達成する。また、この終端インピ
−ダンス４０、５０のそれぞれに図２ｂのような二重バ
ラクタ−終端インピ−ダンスを設けると、移相量を２倍
にすることができる。なお、このようにして移相量を２
倍とすることは既述のガ−バ−文献においても記載され
ているが、本発明とは異なる状況下におけるものであ
る。
ャパシタンス）変化幅に対しては、インピ−ダンスＺ0
を５０オ−ムより低くすることで、得られる移相量を大
きくすることができる。本発明では３０オ−ムのインピ
−ダンスが好ましい。このインピ−ダンス値は本発明の
回路構成において必要な移相量を得るための最適な値で
あり、ダイオ−ドにおける帯域幅についての要求とダイ
オ−ドで得られるキャパシタンス変化幅とを考慮して得
られたものである。このようなインピ−ダンスをもつハ
イブリッド３０の終端４０、５０のそれぞれに単一のダ
イオ−ドを設ける場合には、かかるインピ−ダンスＺ0
が９０度の量の移相を達成する。また、この終端インピ
−ダンス４０、５０のそれぞれに図２ｂのような二重バ
ラクタ−終端インピ−ダンスを設けると、移相量を２倍
にすることができる。なお、このようにして移相量を２
倍とすることは既述のガ−バ−文献においても記載され
ているが、本発明とは異なる状況下におけるものであ
る。
【００２４】図２ｂに示されたような回路をその終端イ
ンピ−ダンス４０、５０のそれぞれに有する図１の反射
型移相器は、０．２ｐｆから２ｐｆの間でのキャパシタ
ンス変化に対して１８０度の移相を達成することができ
る。そして、３６０度の移相を達成するためには、図３
に示すように、このような１８０度移相回路を二つ縦続
接続するよう配置する。
ンピ−ダンス４０、５０のそれぞれに有する図１の反射
型移相器は、０．２ｐｆから２ｐｆの間でのキャパシタ
ンス変化に対して１８０度の移相を達成することができ
る。そして、３６０度の移相を達成するためには、図３
に示すように、このような１８０度移相回路を二つ縦続
接続するよう配置する。
【００２５】図４は１０ミル厚のアルミナ基板上に形成
された回路の具体的な実施例である。この回路において
は結合配線で、ランゲカップラ−の各フィンガ−を相互
に連結し、さらに回路とバラクタ−と抵抗チップとの間
を連結している。この回路中に典型的なダイオ−ドを設
けた場合のキャパシタンスの全変化幅は２．３ｐｆから
０．２５ｐｆと測定された。
された回路の具体的な実施例である。この回路において
は結合配線で、ランゲカップラ−の各フィンガ−を相互
に連結し、さらに回路とバラクタ−と抵抗チップとの間
を連結している。この回路中に典型的なダイオ−ドを設
けた場合のキャパシタンスの全変化幅は２．３ｐｆから
０．２５ｐｆと測定された。
【００２６】９．５ＧＨｚから１０．５ＧＨｚにわた
る、本発明の回路の測定結果をまとめたのが図５ａから
図５ｄである。図５ａでは、バイアス電圧がゼロ（０）
の際の移相量を０度としてそれを基準として、他の逆バ
イアス状態で得られる移相量をかかる基準値と比較した
量として表している。なお、この移相量は接合容量の最
低値Ｃminがより低いダイオ−ドを使用することによっ
てさらに大きくすることができる。図５ｂでは図５ａの
各逆バイアス状態における挿入損失量を示しており、そ
の絶対値の平均は約５．３ｄＢである。なお、この５．
３ｄＢの中には測定用器具による損失分である約０．５
ｄＢも含まれている。図５ｂより、この周波数帯域
（９．５〜１０．５ＧＨｚ）における挿入損失変化量は
＋０．５ｄＢ以内であることがわかる。図５ｃの入力側
反射損失量のグラフと図５ｄの出力側反射損失量のグラ
フとはほぼ同様の形状をなしている。これは回路が対称
性を有する構成を有するからである。
る、本発明の回路の測定結果をまとめたのが図５ａから
図５ｄである。図５ａでは、バイアス電圧がゼロ（０）
の際の移相量を０度としてそれを基準として、他の逆バ
イアス状態で得られる移相量をかかる基準値と比較した
量として表している。なお、この移相量は接合容量の最
低値Ｃminがより低いダイオ−ドを使用することによっ
てさらに大きくすることができる。図５ｂでは図５ａの
各逆バイアス状態における挿入損失量を示しており、そ
の絶対値の平均は約５．３ｄＢである。なお、この５．
３ｄＢの中には測定用器具による損失分である約０．５
ｄＢも含まれている。図５ｂより、この周波数帯域
（９．５〜１０．５ＧＨｚ）における挿入損失変化量は
＋０．５ｄＢ以内であることがわかる。図５ｃの入力側
反射損失量のグラフと図５ｄの出力側反射損失量のグラ
フとはほぼ同様の形状をなしている。これは回路が対称
性を有する構成を有するからである。
【００２７】図６は１０ＧＨｚにおける本発明の回路の
逆バイアス印加電圧と移相量との関係を示すグラフであ
る。このグラフで示される曲線より、ほぼ−２５Ｖのバ
イアス電圧が印加され接合容量がＣminに近づくまでは
バイアス電圧と移相量とはほぼ線形の関係にあることが
わかる。
逆バイアス印加電圧と移相量との関係を示すグラフであ
る。このグラフで示される曲線より、ほぼ−２５Ｖのバ
イアス電圧が印加され接合容量がＣminに近づくまでは
バイアス電圧と移相量とはほぼ線形の関係にあることが
わかる。
【００２８】移相器に対する温度の与える影響は図７に
示されている。この図では、温度と逆バイアス電圧とを
パラメ−タとして移相量がどのように変化するかが示さ
れている。このグラフでは、逆バイアス電圧値０，−１
５，−２５Ｖで温度−４０℃，＋２０℃，＋６０℃に対
する移相量の測定値が示されている。このグラフから明
らかなように、温度変化はすべてのバイアス状態にわた
ってほぼ同一の移相量の増加をもたらしている。したが
って、あるバイアス状態と他のバイアス状態との移相量
の差は温度変化によってはほとんど影響を受けないこと
になる。
示されている。この図では、温度と逆バイアス電圧とを
パラメ−タとして移相量がどのように変化するかが示さ
れている。このグラフでは、逆バイアス電圧値０，−１
５，−２５Ｖで温度−４０℃，＋２０℃，＋６０℃に対
する移相量の測定値が示されている。このグラフから明
らかなように、温度変化はすべてのバイアス状態にわた
ってほぼ同一の移相量の増加をもたらしている。したが
って、あるバイアス状態と他のバイアス状態との移相量
の差は温度変化によってはほとんど影響を受けないこと
になる。
【００２９】以上説明した本発明の回路は逆バイアス電
圧が印加されたバラクタ−によって動作するものである
から、この回路においては直流電圧での使用は除外して
いる。また、回路内の８個のバラクタ−全部に対して単
一のバイアス電圧をかければよいので、非常に単純な構
成の制御回路があれば十分である。さらに、デジタル型
移相器と異なり、本発明のようなアナログ型移相器にお
いては、得られる位相の分解能は主にＤ／Ａ変換器のビ
ット数による。したがって、分解能を高めることが回路
の構成を非常に複雑にしたり挿入損失量を高めたりする
ことはない。
圧が印加されたバラクタ−によって動作するものである
から、この回路においては直流電圧での使用は除外して
いる。また、回路内の８個のバラクタ−全部に対して単
一のバイアス電圧をかければよいので、非常に単純な構
成の制御回路があれば十分である。さらに、デジタル型
移相器と異なり、本発明のようなアナログ型移相器にお
いては、得られる位相の分解能は主にＤ／Ａ変換器のビ
ット数による。したがって、分解能を高めることが回路
の構成を非常に複雑にしたり挿入損失量を高めたりする
ことはない。
【００３０】以上、本発明を好ましい実施例に基づいて
説明したが、本発明の趣旨及び範囲を逸脱しない範囲に
おいてさまざまな変更が可能であり、したがって本発明
はこの実施例に限られるものではない。
説明したが、本発明の趣旨及び範囲を逸脱しない範囲に
おいてさまざまな変更が可能であり、したがって本発明
はこの実施例に限られるものではない。
【００３１】
【発明の効果】以上説明した本発明の構成はモノリシッ
ク超階段接合型バラクタ−技術を用いたＭＭＩＣに容易
に適用させることができる。かかるモノリシック回路は
図４にあるようなマイクロ波集積回路に固有の寄生損や
非一様性の多くを回避することができる。また、モノリ
シックバラクタ−は同様なキャパシタンス幅を有する市
販のダイオ−ドよりも低い直列抵抗を有しているため、
さらに低い挿入損失量を達成できる。さらに，モノリシ
ックバラクタ−のバイアス電圧幅は０から１０Ｖである
ので、市販の装置に要求されるバイアス電圧幅より小さ
くて済む。
ク超階段接合型バラクタ−技術を用いたＭＭＩＣに容易
に適用させることができる。かかるモノリシック回路は
図４にあるようなマイクロ波集積回路に固有の寄生損や
非一様性の多くを回避することができる。また、モノリ
シックバラクタ−は同様なキャパシタンス幅を有する市
販のダイオ−ドよりも低い直列抵抗を有しているため、
さらに低い挿入損失量を達成できる。さらに，モノリシ
ックバラクタ−のバイアス電圧幅は０から１０Ｖである
ので、市販の装置に要求されるバイアス電圧幅より小さ
くて済む。
【図１】本発明の反射型移相器の基本構成図である。
【図２ａ】本発明のアナログ反射型移相器に用いられる
単一バラクタ−終端インピ−ダンスを示す図である。
単一バラクタ−終端インピ−ダンスを示す図である。
【図２ｂ】本発明のアナログ反射型移相器に用いられる
一対バラクタ−終端インピ−ダンスを示す図である。
一対バラクタ−終端インピ−ダンスを示す図である。
【図３】二つの直列接続されたハイブリッドカップラ−
であってそれぞれが一対の終端インピ−ダンス回路と接
続されているものを有する本発明の低損失アナログ移相
器の基本構成を示す図である。
であってそれぞれが一対の終端インピ−ダンス回路と接
続されているものを有する本発明の低損失アナログ移相
器の基本構成を示す図である。
【図４】本発明の回路を実施する方法を示す写真図であ
る。
る。
【図５ａ】本発明の移相器の周波数と移相の相対量との
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【図５ｂ】本発明の移相器の周波数と挿入損失との関係
を示す図である。
を示す図である。
【図５ｃ】本発明の移相器の周波数と入力側反射損失と
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図５ｄ】本発明の移相器の周波数と出力側反射損失と
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図６】１０ＧＨｚにおけるバイアス電圧と移相の相対
量との関係を示す測定図である。
量との関係を示す測定図である。
【図７】本発明のアナログ移相器の移相量の温度依存性
を示すグラフである。
を示すグラフである。
１０ 整合回路網 ２０ 整合回路網 ３０ ３ｄＢ９０度ハイブリッド ４０ 終端インピ−ダンス ５０ 終端インピ−ダンス １０’ 整合回路網 ２０’ 整合回路網 ３０’ ３ｄＢ９０度ハイブリッド ４０’ 終端インピ−ダンス ５０’ 終端インピ−ダンス @@TTOOff@@II[[CC濤ss||__濤XX@@
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年１２月２４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】 本発明に基づく回路を基板上に形成した状態
を示す写真である。
を示す写真である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ベルナール ディー． ジェラー アメリカ合衆国、メリーランド州 20852、 ロックビル、ウィスパーウッド レーン 11102
Claims (17)
- 【請求項１】 入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二
移相ポ−トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを
有する第一ハイブリッドカップラ−と、一対の第一終端
インピ−ダンス回路からなる第一インピ−ダンス回路と
を有し、該一対の第一終端インピ−ダンス回路の各々が
前記第一ハイブリッドカップラ−の前記第一及び第二移
相ポ−トと接続されており、一対の超階段接合型バラク
タ−ダイオ−ドを有し、該一対のバラクタ−ダイオ−ド
が１／４波長の長さであってその特性インピ−ダンスが
２Ｚ0の伝送線を介して並列的に接続されているアナロ
グ型移相器。 - 【請求項２】 入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二
移相ポ−トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0とを
有する第二ハイブリッドカップラ−と、一対の第二終端
インピ−ダンス回路からなる第二インピ−ダンス回路と
を有し、該一対の第二終端インピ−ダンス回路の各々が
前記第二ハイブリッドカップラ−の前記第一及び第二移
相ポ−トと接続されており、一対の超階段接合型バラク
タ−ダイオ−ドを有し、該一対のバラクタ−ダイオ−ド
が１／４波長の長さであってその特性インピ−ダンスが
２Ｚ0の伝送線を介して並列的に接続されており、前記
第一ハイブリッドカップラ−の入力ポ−トが前記アナロ
グ型移相器の入力部と接続されており、前記第一ハイブ
リッドカップラ−の出力ポ−トが前記第二ハイブリッド
カップラ−の入力ポ−トと接続されており、前記第二ハ
イブリッドカップラ−の出力ポ−トが前記アナログ型移
相器の出力部と接続されている請求項１記載のアナログ
型移相器。 - 【請求項３】 前記第一ハイブリッドカップラ−の前記
入力及び出力ポ−トにそれぞれ接続され、前記アナログ
移相器への入力インピ−ダンスを前記第一ハイブリッド
カップラ−の特性インピ−ダンスとインピ−ダンス整合
させるための第一及び第二のインピ−ダンス整合回路網
を有する請求項１記載のアナログ移相器。 - 【請求項４】 前記第一ハイブリッドカップラ−の前記
入力ポ−トと前記第二ハイブリッドカップラ−の前記出
力ポ−トとにそれぞれ接続され、前記アナログ移相器へ
の入力インピ−ダンスを前記第一及び第二ハイブリッド
カップラ−の特性インピ−ダンスとインピ−ダンス整合
させるための第一及び第二のインピ−ダンス整合回路網
を有する請求項２記載のアナログ移相器。 - 【請求項５】 前記インピ−ダンス整合回路網のそれぞ
れのインピ−ダンスが約５０オ−ムである請求項３記載
のアナログ移相器。 - 【請求項６】 前記インピ−ダンス整合回路網のそれぞ
れのインピ−ダンスが約５０オ−ムである請求項４記載
のアナログ移相器。 - 【請求項７】 前記終端インピ−ダンス回路の各々と接
続され該終端インピ−ダンス回路へバイアス電圧を印加
するバイアス電圧手段を有する請求項１記載のアナログ
型移相器。 - 【請求項８】 前記終端インピ−ダンス回路の各々と接
続され該終端インピ−ダンス回路へバイアス電圧を印加
するバイアス電圧手段を有する請求項２記載のアナログ
型移相器。 - 【請求項９】 前記第一ハイブリッドカップラ−がラン
ゲカップラ−より成る請求項１記載のアナログ型移相
器。 - 【請求項１０】 前記第一及び第二ハイブリッドカップ
ラ−がランゲカップラ−より成る請求項２記載のアナロ
グ型移相器。 - 【請求項１１】 前記特性インピ−ダンスＺ0が５０オ
−ムより小さい請求項１記載のアナログ型移相器。 - 【請求項１２】 前記特性インピ−ダンスＺ0がほぼ３
０オ−ムの請求項１記載のアナログ型移相器。 - 【請求項１３】 前記特性インピ−ダンスＺ0が５０オ
−ムより小さい請求項２記載のアナログ型移相器。 - 【請求項１４】 前記特性インピ−ダンスＺ0がほぼ小
さい請求項１３記載のアナログ型移相器。 - 【請求項１５】 前記終端インピ−ダンス回路が、前記
バイアス電圧が変動した際の移相器の挿入損失の変動を
補償し、移相状態に対して移相器の挿入損失を一定にす
るための補償抵抗を有する、請求項７記載のアナログ型
移相器。 - 【請求項１６】 前記終端インピ−ダンス回路が、前記
バイアス電圧が変動した際の移相器の挿入損失の変動を
補償し、移相状態に対して移相器の挿入損失を一定にす
るための補償抵抗を有する、請求項８記載のアナログ型
移相器。 - 【請求項１７】 入力ポ−トと出力ポ−トと第一及び第
二移相ポ−トとを有し、かつ特性インピ−ダンスＺ0と
を有する第一ランゲカップラ−；と一対の第一終端イン
ピ−ダンス回路からなる第一インピ−ダンス回路であっ
て、該一対の第一終端インピ−ダンス回路の各々が前記
第一ハイブリッドカップラ−の前記第一及び第二移相ポ
−トと接続され、一対の超階段接合型バラクタ−ダイオ
−ドを有し、該一対のバラクタ−ダイオ−ドが１／４波
長の長さであってその特性インピ−ダンスが６０オ−ム
の伝送線を介して並列的に接続されているもの；と入力
ポ−トと出力ポ−トと第一及び第二移相ポ−トと特性イ
ンピ−ダンスＺ0とを有し、該入力ポ−トが前記第一ラ
ンゲカップラ−の前記出力ポ−トと接続されている第二
ランゲカップラ−；と一対の第二終端インピ−ダンス回
路からなる第二インピ−ダンス回路であって該一対の第
二終端インピ−ダンス回路の各々が前記第二ランゲカッ
プラ−の前記第一及び第二移相ポ−トと接続され、一対
の超階段接合型バラクタ−ダイオ−ドを有し、該一対の
バラクタ−ダイオ−ドが１／４波長の長さであってその
特性インピ−ダンスが６０オ−ムの伝送線を介して並列
的に接続されているもの；と前記第一ランゲカップラ−
の前記入力ポ−トと前記第二ランゲカップラ−の前記出
力ポ−トの各々に接続され、前記第一及び第二ランゲカ
ップラ−とインピ−ダンス整合させるための一対のイン
ピ−ダンス整合回路網；と前記第一及び第二終端インピ
−ダンス回路の各々と接続されバイアス電圧を該第一及
び第二終端インピ−ダンス回路に印加するバイアス電圧
手段；とからなるアナログ型移相器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/514,805 | 1990-04-26 | ||
| US07/514,805 US5119050A (en) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | Low loss 360 degree x-band analog phase shifter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191102A true JPH05191102A (ja) | 1993-07-30 |
Family
ID=24048771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3045845A Pending JPH05191102A (ja) | 1990-04-26 | 1991-02-18 | 低損失のアナログ型ｘバンド３６０度移相器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5119050A (ja) |
| EP (1) | EP0454637A3 (ja) |
| JP (1) | JPH05191102A (ja) |
| KR (1) | KR910019286A (ja) |
| AU (1) | AU643970B2 (ja) |
| CA (1) | CA2034994C (ja) |
| IL (1) | IL97406A0 (ja) |
| NO (1) | NO177514C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019029722A (ja) * | 2017-07-26 | 2019-02-21 | 株式会社豊田中央研究所 | 可変移相器 |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0398159A1 (de) * | 1989-05-19 | 1990-11-22 | Siemens Aktiengesellschaft | Endlosphasenschieber |
| FR2699353B1 (fr) * | 1992-12-11 | 1995-03-24 | Velac Sa | Dispositif de correction de la distorsion chromatique induite lors de la transmission par fibre optique d'un signal. |
| US5334959A (en) * | 1993-04-15 | 1994-08-02 | Westinghouse Electric Corporation | 180 degree phase shifter bit |
| US5606283A (en) * | 1995-05-12 | 1997-02-25 | Trw Inc. | Monolithic multi-function balanced switch and phase shifter |
| SE520317C2 (sv) * | 1996-05-22 | 2003-06-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning och förfarande för fasförskjutning av växelspänningssignal |
| CA2202457A1 (en) * | 1997-04-11 | 1998-10-11 | Telecommunications Research Laboratories | Microwave phase shifter including a reflective phase shift stage and a frequency multiplication stage |
| US6335665B1 (en) * | 1999-09-28 | 2002-01-01 | Lucent Technologies Inc. | Adjustable phase and delay shift element |
| CA2291551A1 (en) | 1999-11-26 | 2001-05-26 | Telecommunications Research Laboratories | Microwave phase modulator |
| WO2002080301A1 (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-10 | K & L Microwave Inc. | Delay line filters using multiple in-line four-input couplers |
| US6600388B2 (en) * | 2001-03-30 | 2003-07-29 | Delaware Capital Formation, Inc. | Electronic variable delay line filters using two in-line varactor-controlled four-input couplers allowing variable delay |
| KR100431469B1 (ko) * | 2002-01-17 | 2004-05-14 | 세원텔레텍 주식회사 | 위상 편이 회로 |
| JP2003264404A (ja) * | 2002-03-07 | 2003-09-19 | Murata Mfg Co Ltd | 帯域内群遅延平坦回路および歪み補償型増幅器 |
| KR100450690B1 (ko) * | 2002-06-26 | 2004-10-01 | 주식회사 아모텍 | 반사 파형 발생기를 이용한 통과대역 평탄도 보상회로 |
| US6958665B2 (en) * | 2003-04-02 | 2005-10-25 | Raytheon Company | Micro electro-mechanical system (MEMS) phase shifter |
| EP1730838A1 (en) * | 2004-03-31 | 2006-12-13 | Xcom Wireless, Inc. | Electronically controlled hybrid digital and analog phase shifter |
| US20060119452A1 (en) * | 2004-12-08 | 2006-06-08 | Kevin Kim | Apparatuses for coupling radio frequency signal power |
| US8610477B2 (en) | 2010-05-03 | 2013-12-17 | Hittite Microwave Corporation | Wideband analog phase shifter |
| US8446200B2 (en) * | 2011-05-10 | 2013-05-21 | Samsung Electro-Mechanics | Systems and methods for a continuous, linear, 360-degree analog phase shifter |
| CN104104351B (zh) * | 2013-04-08 | 2017-06-16 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 射频信号移相电路 |
| US20150035619A1 (en) * | 2013-08-02 | 2015-02-05 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Phase shifter and method of shifting phase of signal |
| US10530323B2 (en) * | 2017-06-22 | 2020-01-07 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Methods and apparatus of adjusting delays of signals |
| CN114726332B (zh) * | 2022-03-18 | 2024-07-02 | 南京邮电大学 | 一种反射型可调模拟移相器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4288763A (en) * | 1979-09-18 | 1981-09-08 | General Microwave Corporation | Analog phase shifter |
| US4638269A (en) * | 1985-05-28 | 1987-01-20 | Westinghouse Electric Corp. | Wide band microwave analog phase shifter |
| US4837532A (en) * | 1987-10-26 | 1989-06-06 | General Electric Company | MMIC (monolithic microwave integrated circuit) voltage controlled analog phase shifter |
| US4859972A (en) * | 1988-11-01 | 1989-08-22 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Continuous phase shifter for a phased array hyperthermia system |
-
1990
- 1990-04-26 US US07/514,805 patent/US5119050A/en not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-01-03 EP EP19910850003 patent/EP0454637A3/en not_active Withdrawn
- 1991-01-25 CA CA002034994A patent/CA2034994C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-02-01 AU AU70184/91A patent/AU643970B2/en not_active Ceased
- 1991-02-12 KR KR1019910002344A patent/KR910019286A/ko not_active Withdrawn
- 1991-02-14 NO NO910591A patent/NO177514C/no unknown
- 1991-02-18 JP JP3045845A patent/JPH05191102A/ja active Pending
- 1991-03-04 IL IL97406A patent/IL97406A0/xx unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019029722A (ja) * | 2017-07-26 | 2019-02-21 | 株式会社豊田中央研究所 | 可変移相器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2034994C (en) | 1995-01-24 |
| IL97406A0 (en) | 1992-06-21 |
| NO177514B (no) | 1995-06-19 |
| KR910019286A (ko) | 1991-11-30 |
| US5119050A (en) | 1992-06-02 |
| EP0454637A2 (en) | 1991-10-30 |
| NO177514C (no) | 1995-09-27 |
| NO910591L (no) | 1991-10-28 |
| AU7018491A (en) | 1991-11-07 |
| NO910591D0 (no) | 1991-02-14 |
| EP0454637A3 (en) | 1992-07-01 |
| AU643970B2 (en) | 1993-12-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH05191102A (ja) | 低損失のアナログ型ｘバンド３６０度移相器 | |
| US4502028A (en) | Programmable two-port microwave network | |
| US4205282A (en) | Phase shifting circuit element | |
| US5208564A (en) | Electronic phase shifting circuit for use in a phased radar antenna array | |
| CA1286004C (en) | Phase shifter | |
| US5079527A (en) | Recombinant, in-phase, 3-way power divider | |
| US4977382A (en) | Vector modulator phase shifter | |
| US3691485A (en) | Three-port quadrature hybrids | |
| EP1001480B1 (en) | Microwave semiconductor variable attenuation circuit | |
| CN1792001A (zh) | 数字移相器 | |
| US4288763A (en) | Analog phase shifter | |
| US4885557A (en) | Broadband constant voltage multicoupler | |
| US5966059A (en) | Phase shifting power coupler with three signals of equal amplitude | |
| JPH0462481B2 (ja) | ||
| US6008694A (en) | Distributed amplifier and method therefor | |
| CA1283178C (en) | Distributed amplifier circuits | |
| GB2170358A (en) | Microwave power divider | |
| JPS6053921B2 (ja) | ストリツプ線路形移相器 | |
| JPS6038911A (ja) | 作動周波数と独立してリアクタンスを整合する４端子網 | |
| US4985642A (en) | High-frequency circuit having a loaded field-effect transistor | |
| US5796317A (en) | Variable impedance transmission line and high-power broadband reduced-size power divider/combiner employing same | |
| JP3146094B2 (ja) | マイクロ波半導体回路 | |
| US6060962A (en) | Phase angle modulator for microwaves | |
| US3500259A (en) | Filter circuits using alternate openand short-circuited 3 db quadrature hybrids | |
| KR100225472B1 (ko) | Vhf 및 uhf 대역용 소형 가변 감쇄기 |