JPH05191976A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH05191976A JPH05191976A JP501592A JP501592A JPH05191976A JP H05191976 A JPH05191976 A JP H05191976A JP 501592 A JP501592 A JP 501592A JP 501592 A JP501592 A JP 501592A JP H05191976 A JPH05191976 A JP H05191976A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 力率改善回路より発生するノーマルモードノ
イズの低減を図る。 【構成】 チョークコイル31のコイル部32Ａ，32Ｂを半
数ずつの巻数に２分割し、互いに逆極性となるように同
一のコア32に巻回して整流回路７の出力ライン両端にそ
れぞれ挿入接続する。整流回路７の電圧供給側ラインと
接地端子ＦＧとの間及び、整流回路７のマイナス側ライ
ンと接地端子ＦＧとの間のコモンモードノイズとは互い
に逆位相となって現われ、整流回路７の電圧供給側ライ
ンとマイナス側ラインとの間に生じるノーマルモードノ
イズは打消し合う。
イズの低減を図る。 【構成】 チョークコイル31のコイル部32Ａ，32Ｂを半
数ずつの巻数に２分割し、互いに逆極性となるように同
一のコア32に巻回して整流回路７の出力ライン両端にそ
れぞれ挿入接続する。整流回路７の電圧供給側ラインと
接地端子ＦＧとの間及び、整流回路７のマイナス側ライ
ンと接地端子ＦＧとの間のコモンモードノイズとは互い
に逆位相となって現われ、整流回路７の電圧供給側ライ
ンとマイナス側ラインとの間に生じるノーマルモードノ
イズは打消し合う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバ−タの入力側に力
率改善回路を設けたスイッチング電源装置に関する。
率改善回路を設けたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の電源装置は図６に示すよ
うに、商用電源１の両端には入力端子＋Ｖ１，−Ｖ１を
介して電源２が接続されており、この電源２は、インダ
クタンス３，４及びコンデンサ５により構成されるノイ
ズフィルタ回路６によって前記商用電源２から入力端子
＋Ｖ１，−Ｖ１を介して供給される交流電源電圧のノー
マルモードノイズを除去し、このノイズフィルタ回路６
の両端に接続されたダイオード７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄ
をブリッジ接続してなる整流回路７により前記交流電源
電圧を整流して力率改善回路８に供給する。力率改善回
路８は整流回路７の電圧供給ラインに挿入接続されコア
９にコイル部９Ａを巻回したチョークコイル10と、この
チョークコイル10に蓄えられるエネルギーを制御するＭ
ＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子11と、一次側と
二次側とを絶縁するトランス12の一次巻線12Ａとチョー
クコイル10との間に挿入接続されたダイオード13とから
構成され、前記スイッチング素子11によりスイッチング
された出力電圧を平滑コンデンサ14により平滑し、この
直流入力電圧Ｖｉを前記トランス12とＭＯＳ型ＦＥＴ15
とからなるインバータに印加することにより、トランス
12の二次巻線12Ｂに誘起された電圧を整流ダイオード1
6，17、インダクタンス18及び平滑コンデンサ19により
整流平滑して、出力端子＋Ｖ２，−Ｖ２間に直流出力電
圧Ｖｏを供給するものである。そして、この直流出力電
圧Ｖｏは抵抗20と抵抗21で分圧された出力検出電圧とし
てパルス幅制御回路22に供給され、パルス幅制御回路22
はこの出力検出電圧のレベルに応じて、出力電圧Ｖｏが
一定になるように駆動信号をＦＥＴ15に供給する。
うに、商用電源１の両端には入力端子＋Ｖ１，−Ｖ１を
介して電源２が接続されており、この電源２は、インダ
クタンス３，４及びコンデンサ５により構成されるノイ
ズフィルタ回路６によって前記商用電源２から入力端子
＋Ｖ１，−Ｖ１を介して供給される交流電源電圧のノー
マルモードノイズを除去し、このノイズフィルタ回路６
の両端に接続されたダイオード７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄ
をブリッジ接続してなる整流回路７により前記交流電源
電圧を整流して力率改善回路８に供給する。力率改善回
路８は整流回路７の電圧供給ラインに挿入接続されコア
９にコイル部９Ａを巻回したチョークコイル10と、この
チョークコイル10に蓄えられるエネルギーを制御するＭ
ＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチング素子11と、一次側と
二次側とを絶縁するトランス12の一次巻線12Ａとチョー
クコイル10との間に挿入接続されたダイオード13とから
構成され、前記スイッチング素子11によりスイッチング
された出力電圧を平滑コンデンサ14により平滑し、この
直流入力電圧Ｖｉを前記トランス12とＭＯＳ型ＦＥＴ15
とからなるインバータに印加することにより、トランス
12の二次巻線12Ｂに誘起された電圧を整流ダイオード1
6，17、インダクタンス18及び平滑コンデンサ19により
整流平滑して、出力端子＋Ｖ２，−Ｖ２間に直流出力電
圧Ｖｏを供給するものである。そして、この直流出力電
圧Ｖｏは抵抗20と抵抗21で分圧された出力検出電圧とし
てパルス幅制御回路22に供給され、パルス幅制御回路22
はこの出力検出電圧のレベルに応じて、出力電圧Ｖｏが
一定になるように駆動信号をＦＥＴ15に供給する。
【０００３】前記直流入力電圧Ｖｉは抵抗23，24により
分圧され、この分圧された入力検出電圧に基づいてパル
ス幅制御回路25によりスイッチング素子11の導通パルス
幅を制御する。すなわち、スイッチング素子11がオンの
ときには整流回路７からの直流電流によってチョークコ
イル10にエネルギーが蓄えられ、一方、スイッチング素
子11がオフのときには、チョークコイル10に蓄えられた
エネルギーを整流回路７から供給される電圧に重畳させ
て力率改善回路８より出力する。そして、パルス幅制御
回路25は直流入力電圧Ｖｉの変化を抵抗23，24を介して
検知し、交流電源からの電圧波形と電流波形とを近ずけ
て入力力率を改善するようにスイッチング素子11を介し
てチョークコイル10に蓄えられるエネルギーを制御する
ものである。
分圧され、この分圧された入力検出電圧に基づいてパル
ス幅制御回路25によりスイッチング素子11の導通パルス
幅を制御する。すなわち、スイッチング素子11がオンの
ときには整流回路７からの直流電流によってチョークコ
イル10にエネルギーが蓄えられ、一方、スイッチング素
子11がオフのときには、チョークコイル10に蓄えられた
エネルギーを整流回路７から供給される電圧に重畳させ
て力率改善回路８より出力する。そして、パルス幅制御
回路25は直流入力電圧Ｖｉの変化を抵抗23，24を介して
検知し、交流電源からの電圧波形と電流波形とを近ずけ
て入力力率を改善するようにスイッチング素子11を介し
てチョークコイル10に蓄えられるエネルギーを制御する
ものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前記従来例において
は、整流回路７からの電圧供給側ラインにはチョークコ
イル10が接続されているのに対し、整流回路７からのマ
イナス側ラインには何も接続されおらず、スイッチング
素子11のオン、オフ動作により力率改善回路８の入力側
から発生するリップル電流などの高周波領域におけるノ
イズによって、整流回路７の電圧供給側ラインと接地端
子ＦＧとの間に生じるコモンモードノイズレベルと、整
流回路７のマイナス側ラインと接地端子ＦＧとの間に生
じるコモンモードノイズレベルとの間に差異が生じる。
このため、力率改善回路８に設けられたチョークコイル
10によって、整流回路７の電圧供給側ラインとマイナス
側ラインとの間にノーマルモードノイズが発生し、この
ノイズが電源２の入力端子＋Ｖ１，−Ｖ１より雑音端子
電圧として交流電源１に重畳されるため、他の電子機器
に対して誤動作を誘発するといった問題を有していた。
は、整流回路７からの電圧供給側ラインにはチョークコ
イル10が接続されているのに対し、整流回路７からのマ
イナス側ラインには何も接続されおらず、スイッチング
素子11のオン、オフ動作により力率改善回路８の入力側
から発生するリップル電流などの高周波領域におけるノ
イズによって、整流回路７の電圧供給側ラインと接地端
子ＦＧとの間に生じるコモンモードノイズレベルと、整
流回路７のマイナス側ラインと接地端子ＦＧとの間に生
じるコモンモードノイズレベルとの間に差異が生じる。
このため、力率改善回路８に設けられたチョークコイル
10によって、整流回路７の電圧供給側ラインとマイナス
側ラインとの間にノーマルモードノイズが発生し、この
ノイズが電源２の入力端子＋Ｖ１，−Ｖ１より雑音端子
電圧として交流電源１に重畳されるため、他の電子機器
に対して誤動作を誘発するといった問題を有していた。
【０００５】そこで本発明は、力率改善回路より発生す
るノーマルモードノイズを低減することの可能なスイッ
チング電源装置を提供することを目的とする。
るノーマルモードノイズを低減することの可能なスイッ
チング電源装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は交流電源電圧を
整流回路により整流するとともに、チョークコイルとこ
のチョークコイルに蓄えられるエネルギーを制御するス
イッチング素子とを有し、前記スイッチング素子をスイ
ッチングして前記交流電源電圧の電圧波形と電流波形と
を近ずける力率改善回路を具備するスイッチング電源装
置において、前記チョークコイルを半数ずつの巻数に分
割するとともに、この分割した各コイル部が逆極性とな
るように同一のコアに巻回して前記整流回路の出力ライ
ン両端にそれぞれ挿入接続したものである。
整流回路により整流するとともに、チョークコイルとこ
のチョークコイルに蓄えられるエネルギーを制御するス
イッチング素子とを有し、前記スイッチング素子をスイ
ッチングして前記交流電源電圧の電圧波形と電流波形と
を近ずける力率改善回路を具備するスイッチング電源装
置において、前記チョークコイルを半数ずつの巻数に分
割するとともに、この分割した各コイル部が逆極性とな
るように同一のコアに巻回して前記整流回路の出力ライ
ン両端にそれぞれ挿入接続したものである。
【０００７】
【作用】上記構成により、スイッチング素子のオン、オ
フ動作により力率改善回路から整流回路の電圧供給側ラ
イン及びマイナス側ラインにそれぞれ発生するリップル
電流などの高周波領域におけるノイズは互いに逆位相と
なって現われ、前記整流回路の電圧供給側ラインとマイ
ナス側ラインとの間に生じるノーマルモードノイズが打
ち消されて、そのノイズレベルは小さくなる。
フ動作により力率改善回路から整流回路の電圧供給側ラ
イン及びマイナス側ラインにそれぞれ発生するリップル
電流などの高周波領域におけるノイズは互いに逆位相と
なって現われ、前記整流回路の電圧供給側ラインとマイ
ナス側ラインとの間に生じるノーマルモードノイズが打
ち消されて、そのノイズレベルは小さくなる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を添付図面を参照して
説明する。なお、図６と同一部分には同一符号を付し、
同一箇所の詳細な説明は省略する。
説明する。なお、図６と同一部分には同一符号を付し、
同一箇所の詳細な説明は省略する。
【０００９】図１は本発明の一実施例を示し、同図にお
いてチョークコイル31は各コイル部32Ａ，32Ｂを半数ず
つの巻数に２分割し、かつ互いのコイル部32Ａ，32Ｂは
逆極性となるように同一のコア32に対して巻回されてお
り、このチョークコイル31のコイル部32Ａ，32Ｂを整流
回路７の出力ライン両端に挿入接続して力率改善回路８
Ａを構成する点以外は図６と同一である。
いてチョークコイル31は各コイル部32Ａ，32Ｂを半数ず
つの巻数に２分割し、かつ互いのコイル部32Ａ，32Ｂは
逆極性となるように同一のコア32に対して巻回されてお
り、このチョークコイル31のコイル部32Ａ，32Ｂを整流
回路７の出力ライン両端に挿入接続して力率改善回路８
Ａを構成する点以外は図６と同一である。
【００１０】次に上記構成につきその作用を説明する。
【００１１】電源を投入すると商用電源１からの交流電
源電圧はノイズフィルタ回路６を介して整流回路に供給
され、この整流された電圧が力率改善回路８Ａに印加さ
れる。力率改善回路８Ａは、スイッチング素子11がオン
のときには、整流回路７からの直流電流をチョークコイ
ル31の電磁エネルギーとして蓄え、一方、スイッチング
素子11がオフのときには、チョークコイル31に蓄えられ
たエネルギーを整流回路７からの出力電圧に重畳させて
トランス12の一次巻線12Ａ及び平滑コンデンサ14に供給
し、トランス12の二次巻線12Ｂより整流ダイオード16，
17、インダクタンス18及び平滑コンデンサ19を介して直
流出力電圧Ｖｉを出力する。そして、このスイッチング
素子11のオン、オフ動作を繰返すことによって生じる力
率改善回路８Ａの入力側からのリップル電流などの高周
波領域におけるノイズは、整流回路７の電圧供給側ライ
ン上とマイナス側ライン上とにそれぞれ重畳される。こ
のとき、チョークコイル31の各コイル部32Ａ，32Ｂは互
いに逆極性となるようにコア33に巻回されているため、
整流回路７の電圧供給側ラインと接地端子ＦＧとの間に
発生するコモンモードノイズと、整流回路７のマイナス
側ラインと接地端子ＦＧとの間に発生するコモンモード
ノイズとは互いに逆位相となって現われ、これによっ
て、整流回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ライン
との間に生じるノーマルモードノイズは互いの電圧レベ
ルが逆のため打消し合い、このノーマルモードノイズの
全体の電圧レベルは極めて小さくなる。
源電圧はノイズフィルタ回路６を介して整流回路に供給
され、この整流された電圧が力率改善回路８Ａに印加さ
れる。力率改善回路８Ａは、スイッチング素子11がオン
のときには、整流回路７からの直流電流をチョークコイ
ル31の電磁エネルギーとして蓄え、一方、スイッチング
素子11がオフのときには、チョークコイル31に蓄えられ
たエネルギーを整流回路７からの出力電圧に重畳させて
トランス12の一次巻線12Ａ及び平滑コンデンサ14に供給
し、トランス12の二次巻線12Ｂより整流ダイオード16，
17、インダクタンス18及び平滑コンデンサ19を介して直
流出力電圧Ｖｉを出力する。そして、このスイッチング
素子11のオン、オフ動作を繰返すことによって生じる力
率改善回路８Ａの入力側からのリップル電流などの高周
波領域におけるノイズは、整流回路７の電圧供給側ライ
ン上とマイナス側ライン上とにそれぞれ重畳される。こ
のとき、チョークコイル31の各コイル部32Ａ，32Ｂは互
いに逆極性となるようにコア33に巻回されているため、
整流回路７の電圧供給側ラインと接地端子ＦＧとの間に
発生するコモンモードノイズと、整流回路７のマイナス
側ラインと接地端子ＦＧとの間に発生するコモンモード
ノイズとは互いに逆位相となって現われ、これによっ
て、整流回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ライン
との間に生じるノーマルモードノイズは互いの電圧レベ
ルが逆のため打消し合い、このノーマルモードノイズの
全体の電圧レベルは極めて小さくなる。
【００１２】次に、前記従来例及び本実施例において、
商用電源供給側へ戻っていくノイズの大きさを表わす雑
音端子電圧と、整流回路７の出力ラインに対するコモン
モードノイズ及びノーマルモードノイズとの各波形の測
定結果を以下に示す。
商用電源供給側へ戻っていくノイズの大きさを表わす雑
音端子電圧と、整流回路７の出力ラインに対するコモン
モードノイズ及びノーマルモードノイズとの各波形の測
定結果を以下に示す。
【００１３】図２は図１における電源２Ａ及び図６にお
ける電源２から発生する雑音端子電圧の測定方法を示し
ており、商用電源１と入力端子＋Ｖ１，−Ｖ１との間
に、周波数分析を行うのに用いられるスペクトラムアナ
ライザーなどの妨害波測定器41と、電源２，２Ａ側のイ
ンピーダンスＺを規定の５０Ωに保ち、この電源２，２
Ａに対する外来ノイズの影響を排除して正確な測定を行
うための疑似電源回路網42とをそれぞれ接続する。ま
た、整流回路７の電圧供給側ライン及びマイナス側ライ
ンと接地端子ＦＧとの間に生じるコモンモードノイズ
と、整流回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ライン
との間に生じるノーマルモードノイズとの波形の測定
は、いずれもシンクロスコープ（図示しない）により行
う。このとき、各電源２，２Ａにおける測定条件を次の
表１に示す。なお、各測定条件において電源２または電
源２Ａに挿入接続される各チョークコイル10，31の巻数
及びインダクタンスは略同一となるようにする。
ける電源２から発生する雑音端子電圧の測定方法を示し
ており、商用電源１と入力端子＋Ｖ１，−Ｖ１との間
に、周波数分析を行うのに用いられるスペクトラムアナ
ライザーなどの妨害波測定器41と、電源２，２Ａ側のイ
ンピーダンスＺを規定の５０Ωに保ち、この電源２，２
Ａに対する外来ノイズの影響を排除して正確な測定を行
うための疑似電源回路網42とをそれぞれ接続する。ま
た、整流回路７の電圧供給側ライン及びマイナス側ライ
ンと接地端子ＦＧとの間に生じるコモンモードノイズ
と、整流回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ライン
との間に生じるノーマルモードノイズとの波形の測定
は、いずれもシンクロスコープ（図示しない）により行
う。このとき、各電源２，２Ａにおける測定条件を次の
表１に示す。なお、各測定条件において電源２または電
源２Ａに挿入接続される各チョークコイル10，31の巻数
及びインダクタンスは略同一となるようにする。
【００１４】
【表１】
【００１５】サンプル１は従来例における図６に示す電
源２のチョークコイル10を用いており、その雑音端子電
圧及びコモンモードノイズとノーマルモードノイズとの
波形を図３（Ａ）及び（Ｂ）に示す。このとき、図３
（Ａ）における電源２から発生する雑音端子電圧の最大
値は、ＶＣＣＩ（情報処理装置等電波障害自主規制協議
会）において定められた、商工業地域にて使用される第
Ｉ種情報装置の極限値に対して、１５０ｋＨｚから５Ｍ
Ｈｚの範囲で約３ｄＢ程度の余裕しかないことがわか
る。また、図３（Ｂ）においては、整流回路７の電圧供
給側ラインと接地端子ＦＧとの間と、整流回路７のマイ
ナス側ラインと接地端子ＦＧとの間に発生する高周波電
圧に差異を生じるため、整流回路７の電圧供給側ライン
とマイナス側ラインとの間には最大ピーク値で３００Ｖ
にも達する大きな高周波電圧が発生する。
源２のチョークコイル10を用いており、その雑音端子電
圧及びコモンモードノイズとノーマルモードノイズとの
波形を図３（Ａ）及び（Ｂ）に示す。このとき、図３
（Ａ）における電源２から発生する雑音端子電圧の最大
値は、ＶＣＣＩ（情報処理装置等電波障害自主規制協議
会）において定められた、商工業地域にて使用される第
Ｉ種情報装置の極限値に対して、１５０ｋＨｚから５Ｍ
Ｈｚの範囲で約３ｄＢ程度の余裕しかないことがわか
る。また、図３（Ｂ）においては、整流回路７の電圧供
給側ラインと接地端子ＦＧとの間と、整流回路７のマイ
ナス側ラインと接地端子ＦＧとの間に発生する高周波電
圧に差異を生じるため、整流回路７の電圧供給側ライン
とマイナス側ラインとの間には最大ピーク値で３００Ｖ
にも達する大きな高周波電圧が発生する。
【００１６】これに対し、サンプル２及びサンプル３に
示すように、バイファイラ巻及び分割巻にて各コイル部
32Ａ，32Ｂをコア32に巻回したチョークコイル31を使用
した場合、電源２Ａからの雑音端子電圧及びコモンモー
ドノイズとノーマルモードノイズとの波形は、それぞれ
図４（Ａ），（Ｂ）及び図５（Ａ），（Ｂ）のようにな
る。すなわち、図４（Ａ）及び図５（Ａ）における電源
２Ａから発生する雑音端子電圧の最大値は、バイファイ
ラ巻及び分割巻のチョークコイル31において、いずれも
１５０ｋＨｚから５ＭＨｚの範囲でＶＣＣＩの第Ｉ種情
報装置の極限値に対して１５ｄＢ以上の余裕があり、従
来例に比べてその電圧レベルが大巾に低減していること
がわかる。また、図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）に示すよう
に、整流回路７の電圧供給側ラインと接地端子ＦＧとの
間と、整流回路７のマイナス側ラインと接地端子ＦＧと
の間には互いに逆位相の高周波電圧が発生するため、整
流回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ラインとの間
の電圧は打ち消されて、その電圧レベルはいずれも５０
Ｖ以下に低下していることがわかる。
示すように、バイファイラ巻及び分割巻にて各コイル部
32Ａ，32Ｂをコア32に巻回したチョークコイル31を使用
した場合、電源２Ａからの雑音端子電圧及びコモンモー
ドノイズとノーマルモードノイズとの波形は、それぞれ
図４（Ａ），（Ｂ）及び図５（Ａ），（Ｂ）のようにな
る。すなわち、図４（Ａ）及び図５（Ａ）における電源
２Ａから発生する雑音端子電圧の最大値は、バイファイ
ラ巻及び分割巻のチョークコイル31において、いずれも
１５０ｋＨｚから５ＭＨｚの範囲でＶＣＣＩの第Ｉ種情
報装置の極限値に対して１５ｄＢ以上の余裕があり、従
来例に比べてその電圧レベルが大巾に低減していること
がわかる。また、図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）に示すよう
に、整流回路７の電圧供給側ラインと接地端子ＦＧとの
間と、整流回路７のマイナス側ラインと接地端子ＦＧと
の間には互いに逆位相の高周波電圧が発生するため、整
流回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ラインとの間
の電圧は打ち消されて、その電圧レベルはいずれも５０
Ｖ以下に低下していることがわかる。
【００１７】このように、上記実施例においては、整流
回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ラインとにそれ
ぞれコイル部32Ａ，32Ｂを挿入接続したチョークコイル
31により、この整流回路７の電圧供給側ラインとマイナ
ス側ラインとの間に生じるノーマルモードノイズは打ち
消され、電源２Ａから発生する雑音端子電圧を低減させ
て周辺機器に対する誤動作の誘発を防止することができ
る。
回路７の電圧供給側ラインとマイナス側ラインとにそれ
ぞれコイル部32Ａ，32Ｂを挿入接続したチョークコイル
31により、この整流回路７の電圧供給側ラインとマイナ
ス側ラインとの間に生じるノーマルモードノイズは打ち
消され、電源２Ａから発生する雑音端子電圧を低減させ
て周辺機器に対する誤動作の誘発を防止することができ
る。
【００１８】また、電源２Ａからの雑音端子電圧が低減
されたことにより、商用電源１と整流回路７との間に設
けられたノイズフィルタ回路６を通過するノイズ成分は
少なくなり、これによってノイズフィルタ回路６のイン
ダクタンス３，４及びコンデンサ５などの各素子の小形
化及び軽量化を図ることが可能となる。
されたことにより、商用電源１と整流回路７との間に設
けられたノイズフィルタ回路６を通過するノイズ成分は
少なくなり、これによってノイズフィルタ回路６のイン
ダクタンス３，４及びコンデンサ５などの各素子の小形
化及び軽量化を図ることが可能となる。
【００１９】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形
実施が可能である。例えば、スイッチング素子はＭＯＳ
型ＦＥＴの代わりにトランジスタを用いてもよく、また
力率改善回路は各種タイプのものに適応することができ
る。
のではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形
実施が可能である。例えば、スイッチング素子はＭＯＳ
型ＦＥＴの代わりにトランジスタを用いてもよく、また
力率改善回路は各種タイプのものに適応することができ
る。
【００２０】
【発明の効果】本発明は交流電源電圧を整流回路により
整流するとともに、チョークコイルとこのチョークコイ
ルに蓄えられるエネルギーを制御するスイッチング素子
とを有し、前記スイッチング素子をスイッチングして前
記交流電源電圧の電圧波形と電流波形とを近ずける力率
改善回路を具備するスイッチング電源装置において、前
記チョークコイルを半数ずつの巻数に分割するととも
に、この分割した各コイル部が逆極性となるように同一
のコアに巻回して前記整流回路の出力ライン両端にそれ
ぞれ挿入接続したものであり、力率改善回路より発生す
るノーマルモードノイズを低減することの可能なスイッ
チング電源装置を提供できる。
整流するとともに、チョークコイルとこのチョークコイ
ルに蓄えられるエネルギーを制御するスイッチング素子
とを有し、前記スイッチング素子をスイッチングして前
記交流電源電圧の電圧波形と電流波形とを近ずける力率
改善回路を具備するスイッチング電源装置において、前
記チョークコイルを半数ずつの巻数に分割するととも
に、この分割した各コイル部が逆極性となるように同一
のコアに巻回して前記整流回路の出力ライン両端にそれ
ぞれ挿入接続したものであり、力率改善回路より発生す
るノーマルモードノイズを低減することの可能なスイッ
チング電源装置を提供できる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。
【図２】雑音端子電圧の測定方法を示す回路構成図であ
る。
る。
【図３】サンプル１における雑音端子電圧及びコモンモ
ードとノーマルモードとの高周波電圧レベルを示す波形
図である。
ードとノーマルモードとの高周波電圧レベルを示す波形
図である。
【図４】サンプル２における雑音端子電圧及びコモンモ
ードとノーマルモードとの高周波電圧レベルを示す波形
図である。
ードとノーマルモードとの高周波電圧レベルを示す波形
図である。
【図５】サンプル３における雑音端子電圧及びコモンモ
ードとノーマルモードとの高周波電圧レベルを示す波形
図である。
ードとノーマルモードとの高周波電圧レベルを示す波形
図である。
【図６】従来例を示す回路構成図である。
１ 商用電源 ７ 整流回路 ８Ａ 力率改善回路 11 スイッチング素子 31 チョークコイル 32 コア 32Ａ，32Ｂ コイル部
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源電圧を整流回路により整流する
とともに、チョークコイルとこのチョークコイルに蓄え
られるエネルギーを制御するスイッチング素子とを有
し、前記スイッチング素子をスイッチングして前記交流
電源電圧の電圧波形と電流波形とを近ずける力率改善回
路を具備するスイッチング電源装置において、前記チョ
ークコイルを半数ずつの巻数に分割するとともに、この
分割した各コイル部が逆極性となるように同一のコアに
巻回して前記整流回路の出力ライン両端にそれぞれ挿入
接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4005015A JP3049696B2 (ja) | 1992-01-14 | 1992-01-14 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4005015A JP3049696B2 (ja) | 1992-01-14 | 1992-01-14 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191976A true JPH05191976A (ja) | 1993-07-30 |
| JP3049696B2 JP3049696B2 (ja) | 2000-06-05 |
Family
ID=11599705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4005015A Expired - Lifetime JP3049696B2 (ja) | 1992-01-14 | 1992-01-14 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3049696B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999034500A1 (de) * | 1997-12-23 | 1999-07-08 | Asea Brown Boveri Ag | Stromrichterschaltungsanordnung mit einem gleichspannungszwischenkreis |
| US7919950B2 (en) | 2007-07-09 | 2011-04-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
| US8223512B2 (en) | 2008-03-31 | 2012-07-17 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power converter having an inductor including a first set of windings and a second set of windings both wound on a common core |
| US8274800B2 (en) | 2007-06-29 | 2012-09-25 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC switching power supply with power factor correction |
| JP2012239333A (ja) * | 2011-05-12 | 2012-12-06 | Denso Corp | 昇圧型チョッパ回路および昇圧型チョッパ回路の設計方法 |
| JP2012244654A (ja) * | 2011-05-16 | 2012-12-10 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2018085915A (ja) * | 2016-11-22 | 2018-05-31 | 國家中山科學研究院 | 単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路 |
| US10150372B2 (en) | 2015-11-23 | 2018-12-11 | Hyundai Motor Company | Power factor improving circuit and charger for vehicles employing the same |
-
1992
- 1992-01-14 JP JP4005015A patent/JP3049696B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JP2018085915A (ja) * | 2016-11-22 | 2018-05-31 | 國家中山科學研究院 | 単相無ブリッジ式絶縁型力率調整回路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3049696B2 (ja) | 2000-06-05 |
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