JPH0519367B2 - - Google Patents
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- JPH0519367B2 JPH0519367B2 JP59224136A JP22413684A JPH0519367B2 JP H0519367 B2 JPH0519367 B2 JP H0519367B2 JP 59224136 A JP59224136 A JP 59224136A JP 22413684 A JP22413684 A JP 22413684A JP H0519367 B2 JPH0519367 B2 JP H0519367B2
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- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L7/00—Electrodynamic brake systems for vehicles in general
- B60L7/003—Dynamic electric braking by short circuiting the motor
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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- B60L7/02—Dynamic electric resistor braking
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P3/00—Arrangements for stopping or slowing electric motors, generators, or dynamo-electric converters
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- B60L2220/10—Electrical machine types
- B60L2220/12—Induction machines
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- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transportation (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、電気車用制動制御装置に関するも
のである。
のである。
インバータによる誘導電動機の周波数制御には
Ｖ／ｆ制御、すべり周波数制御、ベクトル制御な
どが実用化され、それぞれ特徴ある制御特性が得
られている。特に、この発明は、Ｖ／ｆ制御とす
べり周波数制御に関するものである。
Ｖ／ｆ制御、すべり周波数制御、ベクトル制御な
どが実用化され、それぞれ特徴ある制御特性が得
られている。特に、この発明は、Ｖ／ｆ制御とす
べり周波数制御に関するものである。
［従来の技術］
第２図に誘導電動機の鉄損を無視した場合のＴ
形等価回路を示す。図において、Ｖは電動機１次
電圧、E1は１次誘導電圧、E0はエアギヤツプ誘
導電圧、I1は１次電流、I2は２次電流、I0は励磁
電流、R1は１次抵抗、R2は２次抵抗、L1は１次
インダクタンス、L2は２次インダクタンス、Ln
は相互インダクタンス、fSはすべり周波数、f1は
１次周波数すなわちインバータ周波数であり、発
生トルクＴは下記の式によつて表わされる。
形等価回路を示す。図において、Ｖは電動機１次
電圧、E1は１次誘導電圧、E0はエアギヤツプ誘
導電圧、I1は１次電流、I2は２次電流、I0は励磁
電流、R1は１次抵抗、R2は２次抵抗、L1は１次
インダクタンス、L2は２次インダクタンス、Ln
は相互インダクタンス、fSはすべり周波数、f1は
１次周波数すなわちインバータ周波数であり、発
生トルクＴは下記の式によつて表わされる。
I2＝E0／R2×fs0／f1＝E0／f1×fs0／R2……(1
) Ｔ＝K1・（I2）2・（f1R2／fs）・１／f1 ＝K1・（I2）2・（R2／fs） ＝K1・fs／R2×（E0／f1）2 ……(2) (2)式より（E0／f1）が一定になるように制御す
ると発生トルクＴはすべり周波数fsに依存して変
化し、最大トルクTmaxが電動機回転周波数fMの
変化に無関係に一定となるので低速時のトルク低
下を生じない。第３図にこのような電動機回転周
波数fM−発生トルクＴ特性を示す。なお、すべり
周波数fS、電動機回転周波数fM、１次周波数f1の
関係は(3)式で表わすとおりになる。
) Ｔ＝K1・（I2）2・（f1R2／fs）・１／f1 ＝K1・（I2）2・（R2／fs） ＝K1・fs／R2×（E0／f1）2 ……(2) (2)式より（E0／f1）が一定になるように制御す
ると発生トルクＴはすべり周波数fsに依存して変
化し、最大トルクTmaxが電動機回転周波数fMの
変化に無関係に一定となるので低速時のトルク低
下を生じない。第３図にこのような電動機回転周
波数fM−発生トルクＴ特性を示す。なお、すべり
周波数fS、電動機回転周波数fM、１次周波数f1の
関係は(3)式で表わすとおりになる。
f1＝fM±fS ……(3)
＋：カ行時
−：制動時
しかし、実際には、エアギツプ誘導電圧E0や
１次誘起電圧E1を簡単に検出することができな
いので、電動機１次電圧Ｖを制御するＶ／f1制御
を行う。
１次誘起電圧E1を簡単に検出することができな
いので、電動機１次電圧Ｖを制御するＶ／f1制御
を行う。
Ｖ／f1を一定制御を行うと、R1I1降下の影響で
第４図に示すfM−Ｔ特性となる。このため、低速
領域では電動機１次電圧ＶをR1I1降下分だけ補正
し、第３図に近いfM−Ｔ特性を得るように制御す
るのが一般的である。
第４図に示すfM−Ｔ特性となる。このため、低速
領域では電動機１次電圧ＶをR1I1降下分だけ補正
し、第３図に近いfM−Ｔ特性を得るように制御す
るのが一般的である。
さらに、発生トルクＴを示す(2)式中に存在する
２次抵抗R2の温度変化のため定トルク性能がそ
こなわれるが、(1)式から明らかなように２次電流
I2が一定となるようにすべり周波数fsを制御する
ことにより、R2／fsを一定として定トルク性を保
てる。
２次抵抗R2の温度変化のため定トルク性能がそ
こなわれるが、(1)式から明らかなように２次電流
I2が一定となるようにすべり周波数fsを制御する
ことにより、R2／fsを一定として定トルク性を保
てる。
しかし、実際には電圧と同様に、２次電流I2を
直接検出できないので、電動機入力電流すなわち
１次電流I1を制御するのが一般的である。
直接検出できないので、電動機入力電流すなわち
１次電流I1を制御するのが一般的である。
そこで、Ｖ／f1制御とすべり周波数fSによるI1
一定制御について述べる。１次電流I1を検出し、
１次誘起電圧E1と１次周波数f1との比E1／f1が一
定となるようにR1I1降下分を補正したＶ／f1制御
を行う。このように制御すると、電圧と周波数の
比を一定としたので各インダクタンスL1、L2、
Lnによるリアクタンス降下は一定となる。さら
に、励磁電流I0も一定となる。
一定制御について述べる。１次電流I1を検出し、
１次誘起電圧E1と１次周波数f1との比E1／f1が一
定となるようにR1I1降下分を補正したＶ／f1制御
を行う。このように制御すると、電圧と周波数の
比を一定としたので各インダクタンスL1、L2、
Lnによるリアクタンス降下は一定となる。さら
に、励磁電流I0も一定となる。
次に、すべり周波数制御を併用して１次電流I1
が一定となるようにすべり周波数fsを制御する
と、Ｖ／f1制御により励磁電流I0が一定のため、
２次電流I2も一定となり、発生トルクＴを一定値
に制御できる。
が一定となるようにすべり周波数fsを制御する
と、Ｖ／f1制御により励磁電流I0が一定のため、
２次電流I2も一定となり、発生トルクＴを一定値
に制御できる。
以上のように、電動機１次電圧Ｖとすべり周波
数fsを制御することにより所望のトルクを得て電
気車を駆動することができる。
数fsを制御することにより所望のトルクを得て電
気車を駆動することができる。
第５図に電気車の主回路および従来のインバー
タ制御回路の一構成例を示す。図中１は架線より
直流電圧を給電するためのパンダグラフ、２はこ
のパンタグラフ１と後述するインバータを電気的
に切り放すためのスイツチ、３はこのスイツチ２
のインバータ側に接続されたフイルムリアトル、
４はこのフイルタリアクトル３のインバータ側に
接続されたフイルタコンデンサであつてフイルタ
リアクトル３と一緒になつて逆Ｌ字形フイルタ回
路を形成する。５はこの逆Ｌ字形フイルタ回路に
接続され、サイリスタ等からなるインバータ、６
はこのインバータ５の交流側に接続された誘導電
動機、７は発電エネルギーを吸収するための発電
抵抗であつて、その一端がフイルタリアクトル３
とフイルタコンデンサ４の接続点に接続されてい
る。８は発電抵抗７を投入するためのサイリスタ
等からなるスイツチであつて、発電抵抗７の他端
とアースの間に接続されている。
タ制御回路の一構成例を示す。図中１は架線より
直流電圧を給電するためのパンダグラフ、２はこ
のパンタグラフ１と後述するインバータを電気的
に切り放すためのスイツチ、３はこのスイツチ２
のインバータ側に接続されたフイルムリアトル、
４はこのフイルタリアクトル３のインバータ側に
接続されたフイルタコンデンサであつてフイルタ
リアクトル３と一緒になつて逆Ｌ字形フイルタ回
路を形成する。５はこの逆Ｌ字形フイルタ回路に
接続され、サイリスタ等からなるインバータ、６
はこのインバータ５の交流側に接続された誘導電
動機、７は発電エネルギーを吸収するための発電
抵抗であつて、その一端がフイルタリアクトル３
とフイルタコンデンサ４の接続点に接続されてい
る。８は発電抵抗７を投入するためのサイリスタ
等からなるスイツチであつて、発電抵抗７の他端
とアースの間に接続されている。
ここで発電制動制御を行う場合に、誘導電動機
６で発生された回生エネルギは、インバータ５に
より直流電流に交換され、フイルタコンデンサ４
により平滑され、発電抵抗７により消費され、も
つて電気ブレーキ力を発生させることができるわ
けであるが、発電制動を安定に行うためには架線
より切り放して自励運転する必要がある。この場
合、回生エネルギーは車両速度および発生ブレー
キ力（けん引力）次第で大巾に変化し、フイルタ
コンデンサ電圧が変動するため、時々刻々フイル
タコンデンサ４の電圧を検出して発生ブレーキ力
を制御する必要があつた。このようにフイルタコ
ンデンサ電圧を検出する必要がある従来のインバ
ータ制御回路の一例を符号２０で示す。９は電動
機１次電流I1を検出するACCT、１０は電動機回
転周波数fM（車速）を検出する速度発電機、１１
はけん引力指令すなわちＴ指令、フイルタコンデ
ンサ電圧VFC、車速fMが入力され、制御指令値と
してのすべり周波数パターンfSPを発生する第１
パターン回路、１２はこの第１パターン回路１１
と同様にＴ指令、フイルタコンデンサ電圧VFC、
車速fMが入力され、別な制御指令値としての電流
パターンIPを発生する第２パターン回路、１３は
電流パターンIPと１次電流I1より偏差△fSを演算
する第１演算回路、１４は１次周波数f1より電動
機端子電圧指令VPを演算する第２演算回路、１
５は電動機端子電圧指令VPとフイルタコンデン
サ電圧VFCより出力電圧の変調の割合α（VP／
VFC）を計算する第３演算回路である。
６で発生された回生エネルギは、インバータ５に
より直流電流に交換され、フイルタコンデンサ４
により平滑され、発電抵抗７により消費され、も
つて電気ブレーキ力を発生させることができるわ
けであるが、発電制動を安定に行うためには架線
より切り放して自励運転する必要がある。この場
合、回生エネルギーは車両速度および発生ブレー
キ力（けん引力）次第で大巾に変化し、フイルタ
コンデンサ電圧が変動するため、時々刻々フイル
タコンデンサ４の電圧を検出して発生ブレーキ力
を制御する必要があつた。このようにフイルタコ
ンデンサ電圧を検出する必要がある従来のインバ
ータ制御回路の一例を符号２０で示す。９は電動
機１次電流I1を検出するACCT、１０は電動機回
転周波数fM（車速）を検出する速度発電機、１１
はけん引力指令すなわちＴ指令、フイルタコンデ
ンサ電圧VFC、車速fMが入力され、制御指令値と
してのすべり周波数パターンfSPを発生する第１
パターン回路、１２はこの第１パターン回路１１
と同様にＴ指令、フイルタコンデンサ電圧VFC、
車速fMが入力され、別な制御指令値としての電流
パターンIPを発生する第２パターン回路、１３は
電流パターンIPと１次電流I1より偏差△fSを演算
する第１演算回路、１４は１次周波数f1より電動
機端子電圧指令VPを演算する第２演算回路、１
５は電動機端子電圧指令VPとフイルタコンデン
サ電圧VFCより出力電圧の変調の割合α（VP／
VFC）を計算する第３演算回路である。
［発明が解決しようとする問題点］
このように、上述したような従来のインバータ
制御回路では、フイルタコンデンサ電圧を第１パ
ターン回路および第２パターン回路の入力として
使用しているために、高速でパターンを変化させ
て制御する必要があり、制御が複雑になるという
問題点があつた。
制御回路では、フイルタコンデンサ電圧を第１パ
ターン回路および第２パターン回路の入力として
使用しているために、高速でパターンを変化させ
て制御する必要があり、制御が複雑になるという
問題点があつた。
この発明はこのような問題点を解決するために
なされたもので、簡素化した電気車用制動制御装
置を得ることを目的とする。
なされたもので、簡素化した電気車用制動制御装
置を得ることを目的とする。
［問題点を解決するための手段］
この発明に係る電気車用制動制御装置は、イン
バータ制御回路２０Ａを有する電気車用制動制御
装置であつて、電気車は、誘導電動機６と、イン
バータ制御回路２０Ａによつて制御されるインバ
ータ５とによつて、力行、および発電制動が制御
され、フイルタリアクトル３とフイルタコンデン
サ４とからなる逆Ｌ型フイルタ回路がインバータ
５の前段に、発電抵抗７とスイツチ８の直列接続
からなる回路がフイルタコンデンサ４に並列に接
続され、制動時には、インバータ５の出力電圧波
形が所定の通電幅で固定された状態で直流架線か
ら切り放されるものであり、インバータ制御回路
２０Ａは、電圧(V)／周波数（f1）制御とすべり周
波数制御とを併用して誘導電動機６のトルク制御
を行うための制御信号をインバータ５に出力する
ものであつて、第１パターン回路１１ａと、第２
パターン回路１２ａとを有し、トルク指令(T)と、
車速信号（fM）とを入力して、発電抵抗７の抵
抗値とインバータ５の出力電圧の前記所定の通電
幅とを利用して、第１パターン回路１１ａが、フ
イルタコンデンサ４の端子電圧を演算で求め、制
御指令値であるすべり周波数パターン（fSP）を
発生し、第２パターン回路１２ａが、誘導電動機
６の線間電圧を演算で求め、制御指令値である電
流パターン（Ip）を発生するものである ［作用］ この発明においては、電気車の車速とその運転
条件から決定される所定のけん引力との積から機
械的損失および電気的損失の和を差し引いた量を
発生電力とし、この発生電力と発電抵抗の抵抗値
との積の平方根をフイルタコンデンサの端子電圧
とし、この端子電圧からインバータ内部電圧降下
を差し引いた値と120°通電巾の方形波電圧の基本
波成分含有率（√６／π）との積を誘導電動機線
間電圧実効値と決定し、線間電圧における誘導電
動機特性より電動機１次電流およびすべり周波数
を決定し、これらを指令値としてすべり周波数制
御を行うのである。
バータ制御回路２０Ａを有する電気車用制動制御
装置であつて、電気車は、誘導電動機６と、イン
バータ制御回路２０Ａによつて制御されるインバ
ータ５とによつて、力行、および発電制動が制御
され、フイルタリアクトル３とフイルタコンデン
サ４とからなる逆Ｌ型フイルタ回路がインバータ
５の前段に、発電抵抗７とスイツチ８の直列接続
からなる回路がフイルタコンデンサ４に並列に接
続され、制動時には、インバータ５の出力電圧波
形が所定の通電幅で固定された状態で直流架線か
ら切り放されるものであり、インバータ制御回路
２０Ａは、電圧(V)／周波数（f1）制御とすべり周
波数制御とを併用して誘導電動機６のトルク制御
を行うための制御信号をインバータ５に出力する
ものであつて、第１パターン回路１１ａと、第２
パターン回路１２ａとを有し、トルク指令(T)と、
車速信号（fM）とを入力して、発電抵抗７の抵
抗値とインバータ５の出力電圧の前記所定の通電
幅とを利用して、第１パターン回路１１ａが、フ
イルタコンデンサ４の端子電圧を演算で求め、制
御指令値であるすべり周波数パターン（fSP）を
発生し、第２パターン回路１２ａが、誘導電動機
６の線間電圧を演算で求め、制御指令値である電
流パターン（Ip）を発生するものである ［作用］ この発明においては、電気車の車速とその運転
条件から決定される所定のけん引力との積から機
械的損失および電気的損失の和を差し引いた量を
発生電力とし、この発生電力と発電抵抗の抵抗値
との積の平方根をフイルタコンデンサの端子電圧
とし、この端子電圧からインバータ内部電圧降下
を差し引いた値と120°通電巾の方形波電圧の基本
波成分含有率（√６／π）との積を誘導電動機線
間電圧実効値と決定し、線間電圧における誘導電
動機特性より電動機１次電流およびすべり周波数
を決定し、これらを指令値としてすべり周波数制
御を行うのである。
［実施例］
以下、この発明の一実施例を説明する。
フイルタコンデンサ電圧は、発生エネルギ量に
依存して決定できるが、インバータ、電動機等の
内部損失を差し引いて考える必要がある。この発
明は、所望とすけん引力と車速により一義的に決
まるフイルタコンデンサ電圧を仮定して、制御目
標である電流パターンIPとすべり周波数パターン
fSPを決定することに特徴がある。車両のエネル
ギとして発生し得るパワーＰは下記の(4)式で表わ
される。
依存して決定できるが、インバータ、電動機等の
内部損失を差し引いて考える必要がある。この発
明は、所望とすけん引力と車速により一義的に決
まるフイルタコンデンサ電圧を仮定して、制御目
標である電流パターンIPとすべり周波数パターン
fSPを決定することに特徴がある。車両のエネル
ギとして発生し得るパワーＰは下記の(4)式で表わ
される。
Ｐ＝Ｋ×Ｆ×Ｖ ……(4)
Ｋ：比例定数
Ｆ：けん引力（制動力）
Ｖ：車速
実際に電気エネルギに変換し得る電力Pelecは、
下記の(5)式で表わされるように、ギア等の機械的
損失および電動機、インバータ等の電気的損失の
和PLOSSをＰから差し引いたものとなる。
下記の(5)式で表わされるように、ギア等の機械的
損失および電動機、インバータ等の電気的損失の
和PLOSSをＰから差し引いたものとなる。
Pelec＝Ｐ−PLOSS ……(5)
によつて、おPelecを発電抵抗７（その抵抗値
をＲとする）で消費した場合の電圧、すなわちフ
イルタコンデンサ４の電圧VFCとの関係は(6)式の
ようになる。
をＲとする）で消費した場合の電圧、すなわちフ
イルタコンデンサ４の電圧VFCとの関係は(6)式の
ようになる。
Pelec＝V2 FC／Ｒ ……(6)
(6)式を変形すると(7)式のようになる。
VFC＝√ ……(7)
インバータ出力波形を第６図に示すように120°
通電巾の方形波電圧とした場合、誘導電動機線間
電圧基本波実効値VMはフイルタコンデンサ電圧
と120°通電基本波成分含有率（√６／π）を掛け
たものに一義的に決まる。すなわち、インバータ
内部電圧降下分をVINVとしてVMを(8)式に示す。
通電巾の方形波電圧とした場合、誘導電動機線間
電圧基本波実効値VMはフイルタコンデンサ電圧
と120°通電基本波成分含有率（√６／π）を掛け
たものに一義的に決まる。すなわち、インバータ
内部電圧降下分をVINVとしてVMを(8)式に示す。
VM＝（VFC−VINV）×√６／π ……(8)
以上のように車速と所望けん引力を決めると、
電動機端子電圧VMが一義的に決まるので、VMに
おける誘導電動機特性より、制御すべき１次電流
およびすべり周波数を一義的に決定でき、その値
ですべり周波数制御すればインバータ出力電圧波
形を120°通電に固定にしたままでけん引力制御を
フイルタコンデンサ電圧のフイードバツクなしで
行うことができる。
電動機端子電圧VMが一義的に決まるので、VMに
おける誘導電動機特性より、制御すべき１次電流
およびすべり周波数を一義的に決定でき、その値
ですべり周波数制御すればインバータ出力電圧波
形を120°通電に固定にしたままでけん引力制御を
フイルタコンデンサ電圧のフイードバツクなしで
行うことができる。
第１図に電気車の主回路およびこの発明におけ
るインバータ制御回路の一実施例20Aをブロツク
図で示す。１１ａはＴ指令と車速fMが入力される
とすべり周波数パターンfSPを出力する第１パタ
ーン回路、１２ａは同様にＴ指令と車速fMから電
流パターンIPを出力する第２パターン回路であ
り、第５図と同一符号のものは同一機能を示す。
るインバータ制御回路の一実施例20Aをブロツク
図で示す。１１ａはＴ指令と車速fMが入力される
とすべり周波数パターンfSPを出力する第１パタ
ーン回路、１２ａは同様にＴ指令と車速fMから電
流パターンIPを出力する第２パターン回路であ
り、第５図と同一符号のものは同一機能を示す。
［発明の効果］
以上のように、この発明は、インバータと、誘
導電動機と、インバータ制御回路とを備えた電気
車用制動制御装置であつて、インバータは、可変
電圧・可変周波数インバータであり、電気車は、
インバータ制御回路によつて制御されたインバー
タと、このインバータによつて制御された誘導電
動機とにより、駆動および発電制動を含む制動が
制御されるものであり、インバータ制御回路は、
第１パターン回路と、第２パターン回路とを有す
るものであり、第１パターン回路は、電気車の車
速とＴ指令としての所定のけん引力とが入力され
るとすべり周波数パターンを出力するものであ
り、第２パターン回路は、車速と所定のけん引力
とが入力されると電流パターンを出力するもので
あるので、車速とけん引力を入力として制御指令
値（パターン）を設定でき、インバータ制御回路
の簡素化を行え、さらに制御の安定性を大巾に向
上できるという効果を奏する。
導電動機と、インバータ制御回路とを備えた電気
車用制動制御装置であつて、インバータは、可変
電圧・可変周波数インバータであり、電気車は、
インバータ制御回路によつて制御されたインバー
タと、このインバータによつて制御された誘導電
動機とにより、駆動および発電制動を含む制動が
制御されるものであり、インバータ制御回路は、
第１パターン回路と、第２パターン回路とを有す
るものであり、第１パターン回路は、電気車の車
速とＴ指令としての所定のけん引力とが入力され
るとすべり周波数パターンを出力するものであ
り、第２パターン回路は、車速と所定のけん引力
とが入力されると電流パターンを出力するもので
あるので、車速とけん引力を入力として制御指令
値（パターン）を設定でき、インバータ制御回路
の簡素化を行え、さらに制御の安定性を大巾に向
上できるという効果を奏する。
第１図は電気車の主回路およびこの発明におけ
るインバータ制御回路の一実施例を示す接続図、
第２図は誘導電動機の鉄損を無視した場合のＴ形
等価回路図、第３図は理想的なfM−Ｔ特性を示す
グラフ図、第４図はR1I1降下の影響で特性のずれ
たfM−Ｔ特性を示すグラフ図、第５図は電気車の
主回路および従来のインバータ制御回路の一例を
示す接続図、第６図は120°通電時のインバータ線
間電圧を示す波形図である。５はインバータ、６
は誘導電動機、９はACCT、１０は速度発電機、
１１ａは第１パターン回路、１２ａは第２パター
ン回路、１３は第１演算回路、２０Ａはインバー
タ制御回路である。なお、各図中、同一符号は同
一又は相当部分を示す。
るインバータ制御回路の一実施例を示す接続図、
第２図は誘導電動機の鉄損を無視した場合のＴ形
等価回路図、第３図は理想的なfM−Ｔ特性を示す
グラフ図、第４図はR1I1降下の影響で特性のずれ
たfM−Ｔ特性を示すグラフ図、第５図は電気車の
主回路および従来のインバータ制御回路の一例を
示す接続図、第６図は120°通電時のインバータ線
間電圧を示す波形図である。５はインバータ、６
は誘導電動機、９はACCT、１０は速度発電機、
１１ａは第１パターン回路、１２ａは第２パター
ン回路、１３は第１演算回路、２０Ａはインバー
タ制御回路である。なお、各図中、同一符号は同
一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ インバータ制御回路２０Ａを有する電気車用
制動制御装置であつて、 電気車は、誘導電動機６と、インバータ制御回
路２０Ａによつて制御されるインバータ５とによ
つて、力行、および発電制動が制御され、フイル
タリアクトル３とフイルタコンデンサ４とからな
る逆Ｌ型フイルタ回路がインバータ５の前段に、
発電抵抗７とスイツチ８の直列接続からなる回路
がフイルタコンデンサ４に並列に接続され、制動
時には、インバータ５の出力電圧波形が所定の通
電幅で固定された状態で直流架線から切り放され
るものであり、 インバータ制御回路２０Ａは、電圧(V)／周波数
（f1）制御とすべり周波数制御とを併用して誘導
電動機６のトルク制御を行うための制御信号をイ
ンバータ５に出力するものであつて、第１パター
ン回路１１ａと、第２パターン回路１２ａとを有
し、トルク指令(T)と、車速信号（fM）とを入力
して、発電抵抗７の抵抗値とインバータ５の出力
電圧の前記所定の通電幅とを利用して、第１パタ
ーン回路１１ａが、フイルタコンデンサ４の端子
電圧を演算で求め、制御指令値であるすべり周波
数パターン（fSP）を発生し、第２パターン回路
１２ａが、誘導電動機６の線間電圧を演算で求
め、制御指令値である電流パターン（Ip）を発生
するものである 電気車用制動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59224136A JPS61106002A (ja) | 1984-10-26 | 1984-10-26 | 電気車用制動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59224136A JPS61106002A (ja) | 1984-10-26 | 1984-10-26 | 電気車用制動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61106002A JPS61106002A (ja) | 1986-05-24 |
| JPH0519367B2 true JPH0519367B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=16809107
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59224136A Granted JPS61106002A (ja) | 1984-10-26 | 1984-10-26 | 電気車用制動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61106002A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62290302A (ja) * | 1986-06-06 | 1987-12-17 | Hitachi Ltd | 誘導電動機式電気車制御装置 |
-
1984
- 1984-10-26 JP JP59224136A patent/JPS61106002A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61106002A (ja) | 1986-05-24 |
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