JPH0520006B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は一般にエンフアシスおよびデエンフア
シス回路、特に信号のスペクトル内容を変えるこ
とによりノイズ（雑音）を低減する回路に関す
る。 多くの最適（アダプテイブ）Ａ−ＤおよびＤ−
Ａコーデイングシステムにおいては、用いられた
ステツプサイズは入力信号のレベルとともに増大
する。定量化または量子化ノイズ（雑音）はステ
ツプサイズとともに増大するので、このような最
適システムを量子化ノイズは入力信号レベルとと
もに増大する。これはノイズ変調として知られて
いる。ノイズ変調の効果は高品位オーデイオのよ
うな多くの用途で妨害になる。 スプリアススペクトル情報はその周波数が所望
のオーデイオ信号に近いとはるかに聴きにくいこ
とは人間の聴覚の特性である。スプリアスエネル
ギが所望のオーデイオ信号周波数からはるかに離
れていると、それははるかに聴きやすい。したが
つてノイズレベルが入力信号レベルの関数の場合
には、所望のオーデイオ信号から周波数がはるか
に離れたノイズを低減させることは特に重要であ
る。 最適のエンフアシスおよびデエンフアシスを用
いて可聴ノイズを低減させるのに通常のノイズ低
減システムが用いられてきた。１つの通常のシス
テムは高周波信号を増巾するのに固定エンフアシ
スを用い、この信号を除去するのには相補的デエ
ンフアシスを用いる。このようなエンフアシスお
よびデエンフアシスを用いて信号レベルとともに
増大する可聴ノイズを低減させるとき、および主
な（優勢な）信号は高周波信号であるときは、低
周波ノイズが増大する。したがつて固定高周波エ
ンフアシスおよびデエンフアシスはこのようなノ
イズを低減させるのには不満足である。 「スライデインバンド（移動帯域）」回路と呼
ばれる周知の型の回路は可変コーナ周波数を持つ
フイルタを用いて可聴高周波ノイズを低減させ
る。高周波信号のレベルが高くなるにつれてフイ
ルタのコーナ周波数は高い方に移動して増巾され
カツトされた帯域をせばめる。このような回路の
例は米国特許Re第28426号、第4072914号、およ
び第3934190号に示されている。 フイルタコーナ周波数の移動は入力信号の振巾
と周波数との両方に依存する。入力信号レベルの
関数である可聴ノイズを低減させるようにそのよ
うな「スライデイングバンド」型の回路を用いる
と、入力信号の主なスペクトル成分がきわめて高
い周波数にあるとき、低周波ノイズも増大する。
このような問題は高周波固定エンフアシスおよび
デエンフアシスの場合ほど深刻ではないが、「ス
ライデイングバンド」型回路は信号レベルととも
に増大するノイズを低減させるのには全く不満足
である。 本発明は、レベルが入力信号レベルの関数であ
るノイズを低減させるためには、入力信号の異な
るスペクトル成分は、入力信号と実質的に類似の
出力信号を回復（複元）するために入力信号をエ
ンフアシスし、それから相補的にデエンフアシス
することによつて入力信号のスペクトル組成に依
存して変えることができるという事実に基づく。
本発明のスペクトルエンフアシスおよびデエンフ
アシス回路は多くの最適Ａ−ＤおよびＤ−Ａコー
デイングシステムにおける可聴量子化ノイズを低
減させるのに特に有利である。 本発明の装置は入力信号のスペクトル組成を変
える回路と信号のスペクトル組成を回復する回路
とを備えている。入力信号のスペクトル組成を変
える回路は入力信号の相対的スペクトル組成を解
析し、周波数スペクトルの中のもしあれば入力信
号の主な成分が集中している領域を特定する装置
を含む。解析装置はスペクトル組成とこの領域と
を示す限定された帯域巾のエンフアシス制御信号
を発生する。この回路はさらに、入力信号のスペ
クトル組成を変えるエンフアシス制御信号に応答
して、スペクトル成分にエンフアシス制御信号の
関数として変化する大きさのエンフアシスを施す
ことによつて出力信号を発生する装置を含む。 入力信号のスペクトル組成を回復する回路は、
スペクトル組成を変える回路から、変えられた信
号と信号のスペクトル情報とを信号のスペクトル
組成を回復する伝送媒体を経て受け取る。回復装
置はスペクトル情報から、デエンフアシス制御信
号の関数としてデエンフアシスを、変えられた信
号のスペクトル成分に施すことにより信号のスペ
クトル組成を回復するデエンフアシス制御信号を
発生する装置を含む。回復装置によつて行なわれ
たデエンフアシスはスペクトル組成を変える回路
によつて行なわれるエンフアシスに対して実質的
に相補的である。 回復（復元）回路の１つの実施例においては、
デエンフアシス制御信号は、伝送誤差によつて発
生されるノイズを低減するために施されるデエン
フアシスを制御するのに用いられる前に帯域巾が
制限される。第２実施例においては、スペクトル
情報は所定の実質的に固定時間だけ、変えられた
信号の前に回復回路によつて受け取られる。この
時間のために、帯域巾の制限によつて起こされる
時間遅延を補償することにより回復回路のデエン
フアシス制御信号の帯域巾が制限されるので、帯
域巾が制限されたデエンフアシス制御信号が変え
られた信号と実質的に同時にデエンフアシスを行
なう装置に達する。 本発明の他の特徴は、ノイズレベルが媒体の信
号レベルの関数である媒体に施されたとき、媒体
によつて導入されるノイズを低減する特殊なエン
フアシスおよび相補的なデエンフアシスに関す
る。この特徴においては、エンフアシス制御信号
が発生されて入力信号のスペクトルと、もしあれ
ば、周波数スペクトル中の入力信号の主な成分が
集中している領域とを示す。変更回路は、エンフ
アシス制御信号に応答して、可変周波数より高い
周波数を持つ成分は増巾するがその可変周波数よ
り低い周波数の成分は除くか実質的に変えないこ
とによりスペクトル成分にエンフアシスを行なう
装置を含む。この可変周波数はエンフアシスを施
す装置の特性である。それは入力信号の主な信号
成分の周波数が上がると実質的に連続的に周波数
が上がるので、それは主な信号成分の周波数より
高い。 回復回路は変更回路の特性に実質的に相補的な
特性を持つ。変更回路および回復回路のこのよう
な特性は信号レベルおよび信号の周波数とともに
増大するノイズを低減させるのに特に有利であ
る。 次に図を用いて本発明の実施例を説明する。 本発明のスペクトル組成変更および回復回路は
信号レベルの関数であるノイズを低減させるのに
特に適している。以下にノイズレベルが信号レベ
ルとともに上昇するＡ−ＤおよびＤ−Ａ変換シス
テムを説明する。この説明は本発明の理解に望ま
しいバツクグラウンドとなる。第２Ａ，２Ｂ図は
本発明を示す、信号のスペクトル組成を変更およ
び回復する前処理回路および後処理回路を含む最
適Ａ−ＤエンコーダおよびＤ−Ａデコーダシステ
ムの構成図である。エンコーダ／デコーダシステ
ムにおけるステツプサイズ情報の導出、伝送、お
よび処理は共願の主題である。すぐ次のステツプ
サイズの決定に関する議論はこの共願からとつ
た。 ADMエンコーダ／デコーダシステム（codec）
から出てくるノイズおよびひずみは変化するオー
デイオ入力信号とステツプサイズとに依存する。
単一正弦波を取り扱うcodecを考える。ステツプ
サイズの関数として出力ノイズとひずみとは第１
図に定性的に示すように変る。領域Ａにおいては
ステツプサイズは大き過ぎる。これは過剰な量子
化ノイズを発生する。領域Ｂにおいてはステツプ
サイズは小さ過ぎてシステムは過負荷となり、高
いノイズとひずみとを生ずる。特定の入力条件Ｃ
に対してステツプサイズの最適値がある。リアル
オーデイオの各短時間セグメントに対して第１図
のようなカーブと最適のステツプサイズとがあ
る。通常の出力制御ADMシステムにおいてはス
テツプサイズは実際に最適値をとるが、たいてい
の時間領域Ａにあつて、過渡信号のとき領域Ｂに
移る。本発明の目的は、できるかぎり領域Ｃで作
動し、デルタ変調器が完全に負荷されるように作
動するADMシステムを設計することである。こ
れは、ステツプサイズの決定はエンコーダでなさ
れ、後述のように入力制御されるので、可能であ
る。 第２Ａ図は本発明の一実施例を示すエンコーダ
の構成図である。第２Ａ図に示すように、アナロ
グオーデイオ入力信号１２は低減フイルタ１４を
通つてアナログ入力信号の全体的なオーデイオ帯
域巾を決める。典型的にはそのような帯域巾は
15kHzである。アナログ入力信号はそれから前処
理回路１６を通る。前処理回路１６の機能は以下
に論じる。 アナログオーデイオ入力信号は、前処理された
後、ステツプサイズ導出回路１８および遅延回路
２０に送られる。１つの特殊な用途においてはス
テツプサイズ導出回路１８はオーデイオ入力信号
の時間微分すなわちこう配を検出するこう配検出
器を含む。こう配検出器は最適デルタ変調器２２
に用いられるステツプサイズを表わす制御信号を
発生する。制御信号は帯域巾制限回路２４によつ
て制限され、それから最適デルタ変調器２６に印
加される。Ａ−Ｄ変換器２６はステツプサイズ制
御信号をステツプサイズ情報を持つデジタル信号
のビツトストリームに変換する。オーデイオ入力
信号は、遅延回路２０で遅延された後に、帯域巾
が制限されたステツプサイズ制御信号４５によつ
て示されるステツプサイズにしたがつて最適デル
タ変調器２２によつてデジタルオーデイオ信号の
ビツトストリームに変換される。オーデイオビツ
トストリームとステツプサイズ情報ビツトストリ
ームとはそれから第２図のデコーダに伝送され
る。１つの特殊な例ではエンコーダ１０はオーデ
イオビツトストリームとステツプサイズ情報ビツ
トストリームとを聴取者のシステム中のエンコー
ダに送信する放送局の部品である。遅延回路２０
と帯域巾制限回路２４との機能は以下の第２Ｂ図
のデコーダの簡単な説明の後に論じる。 第２Ｂ図は本発明の好ましい実施例を示すデコ
ーダの構成図である。第２Ｂ図に示すようにデコ
ーダ４０は伝送されたデジタルオーデイオビツト
ストリーム３０を受け取る最適デルタ変調器４２
とデジタルステツプサイズ情報ビツトストリーム
２８を受け取るＤ−Ａ変換器４４とを含む。Ｄ−
Ａ変換器４４はデジタルビツトストリームを帯域
巾制限回路４６に送られるアナログステツプサイ
ズ制御信号に変換する。帯域巾が限定された後
に、ステツプサイズ制御信号は最適デルタ変調器
４２に供給される。最適デルタ変調器４２はオー
デイオビツトストリームから、帯域巾制限回路４
６からの帯域巾が制限されたステツプサイズ制御
信号にしたがつてアナログオーデイオ出力信号を
発生する。第２Ａ図の帯域巾制限回路２４は最適
デルタ変調器２２へ印加されたステツプサイズ制
御信号の帯域巾を制限するので、ステツプサイズ
は１つのサンプルから次のサンプルへ急激に変化
することはできない。同様に、帯域巾制限回路４
６は最適デルタ変調器４２に印加されたステツプ
サイズ制御信号の帯域巾を制限する。したがつ
て、伝送媒体がステツプサイズ情報ビツトストリ
ーム中にビツト誤差を発生させると、そのような
誤差は、Ｄ−Ａ変換器４４によつてアナログ形に
変換された後には、最適デルタ変調器４２におけ
るステツプサイズに大きな誤差を発生させること
はできない。伝送誤差の効果はそれによつて低減
される。したがつて、安価な精密でない部品を用
いて変換器２６，４４を構成することができ、ス
テツプサイズ情報ビツトストリームの伝送はビツ
ト誤差を大巾に許す。 制限された帯域巾ステツプサイズ制御信号の発
生には有限の時間が必要である。この時間を補償
するために、前処理されたアナログオーデイオ入
力信号がこの入力信号用のステツプサイズ制御信
号が帯域巾制限回路２４から得られるときに最適
デルタ変調器２２に達するように遅延回路２０が
時間遅延させる。これは入力オーデイオ信号のこ
う配が突然変るときに特に有利である。 第２Ａ，２Ｂ図においてはステツプサイズ情報
ビツトストリーム２８およびオーデイオビツトス
トリーム３０は別々に伝送されるように示された
が、これらの２つのビツトストリームは、これら
が互いに区別できると、１つのチヤネルで一緒に
伝送されることができることを理解されたい。同
様に３つのビツトストリーム２８，３０，８２も
すべて、互いに区別できると、別々のチヤネルで
はなく同じチヤネルで伝送することができる。 遅延回路２０によつて、デコーダの帯域巾制限
回路４６によつて起こされる時間遅延を補償もす
る時間遅延を起こさせることにより特定のアナロ
グ信号の表示であるオーデイオビツトストリーム
信号が、帯域巾を制限されたステツプサイズ制御
信号が回路４６から得られるとき、デルタ変調器
に達する。このようにして、デコーダにおけるス
テツプサイズ制御信号の帯域巾の制限によつて発
生した時間遅延を補償するためのデコーダ内にお
ける遅延回路は必要性は除去され、デコーダ回路
は簡単化される。これは、消費者用デコーダ装置
のコスト低減に特に有利である。 次に本願の発明を説明する。前処理回路１６、
後処理回路９６、および他の関連した回路成分は
本発明を示す。Ａ−ＤおよびＤ−Ａ変換における
ステツプサイズは変るので、ノイズの振巾はステ
ツプサイズに依存して変調される。このノイズ変
調は高品位オーデイオ装置のような多くの用途に
とつて望ましくない。ノイズ変調は、前処理回路
１６と後処理回路９６とによつて、これらの回路
が第２Ａ図のＡ−Ｄ変換器７２およびデジタル遅
延回路７４と組み合わされたとき、低減される。
前処理回路１６は第２Ａ図のスペクトル解析回路
５２、帯域巾制限回路５４、最適プリエンフアシ
ス回路５６、および遅延回路５８を含む。後処理
回路９６はＤ−Ａ変換器７６、最適デエンフアシ
ス回路７８、および帯域巾制限回路７８を含む。 スペクトル解析回路５２はオーデイオ入力信号
を解析してエンフアシス制御信号を発生する。こ
の発生されたエンフアシス制御信号は入力オーデ
イオのスペクトルだけの関数で、入力オーデイオ
の振巾とは実質的に独立である。エンフアシス制
御信号はそれから帯域巾制限回路５４によつて制
限され、最適プリエンフアシス回路５６に印加さ
れる。最適プリエンフアシス回路５６は入力オー
デイオ信号の異なる周波数成分をエンフアシス制
御信号の関数で、ある量だけ増巾または増巾およ
び除去する。エンフアシス制御信号は帯域巾が制
限されるので、最適プリエンフアシス回路５６の
周波数応答はサンプルからサンプルへ突然変化す
ることはない。帯域巾制限回路８０は上述の帯域
巾制限回路４６に似たようにして伝送媒体によつ
て導入されたビツト誤差の効果を低減させる。 第２Ａ，２Ｂ図において、遅延回路５８は時間
遅延を導入して、プリエンフアシス回路５６に、
オーデイオ入力信号が供給される前に、その適応
を完了させる。前処理されたオーデイオ入力信号
は上述のように遅延回路２０と最適デルタ変調器
２２とに供給される。スペクトル解析回路５２か
らのエンフアシス制御信号はＡ−Ｄ変換器７２に
よつてデジタルビツトストリーム保持スペクトル
情報に変換され、デジタル遅延回路７４によつて
遅延回路２０による遅延と実質的に同じ時間遅延
される。 オーデイオとスペクトル情報ビツトストリーム
とのタイミング関係を比較すると、オーデイオビ
ツトストリーム中のオーデイオ信号は遅延回路５
８，２０で遅延されているが、このオーデイオ信
号に対する対応したスペクトル情報信号はデジタ
ル遅延回路７４だけによつて遅延されている。そ
の結果、オーデイオは対応したスペクトル情報に
対して遅延回路５８による遅延時間だけ遅延され
るので、スペクトル情報は第２Ｂ図のデコーダと
後処理回路９６とに、対応したオーデイオ信号の
前で適正な時刻に達してオーデイオ信号の種々の
周波数成分を振巾を、最適プリエンフアシス回路
５６のそれと相補的なやり方で変える。相補性に
対する他の要請は以下に議論する。回路５８によ
つてエンコーダに導入された時間遅延はデコーダ
中の帯域巾制限回路８０のスペクトル情報を制限
する帯域巾によつて起こされる時間遅延を補償す
る。 オーデイオと対応したスペクトル情報とが同期
してデコーダと後処理回路とに同時に達すると、
帯域巾制限回路８０によつて起こされた時間遅延
によつてオーデイオはデエンフアシスを制御する
ために帯域巾を制限されたデエンフアシス制御信
号が得られる前に最適デエンフアシス回路７８に
達する。そうするとデコーダ中で遅延回路はオー
デイオが適当な時間にデエンフアシス回路７８に
達するようにオーデイオを遅延させることが要求
される。上記のようにしてエンコーダ内でオーデ
イオと対応したスペクトル情報との間のタイミン
グを変えることによつてデコーダ内に遅延回路を
設ける必要性が除去され、デコーダのコストが低
減される。 第２Ａ，２Ｂ図のエンコーダ／デコーダシステ
ムの目的の１つは、伝送の後に回復されたアナロ
グオーデイオ出力信号が入力オーデイオと実質的
に同じになるようにアナログオーデイオ信号を媒
体を経て伝送することである。この目的を達成す
るために第２Ａ図のエンコーダの最適デルタ変調
器２２と最適デルタ変調器４２とは実質的に互い
に相補的である。さらに、変調器２２および復調
器４２に印加されたステツプサイズ制御信号は実
質的に同じで、対応したオーデイオ信号に関して
実質的に同じタイミング関係で変調器と復調器と
に印加されるので、適用された変調と復調とは相
補的である。言い換えると、オーデイオ信号に対
するステツプサイズ制御信号がオーデイオ信号が
変調器２２に達する時間ｔ前または後に印加され
ると、それはオーデイオ信号が復調器に達する実
質的に時間ｔ前または後に復調器４２に達しなけ
ればならない。これによつて確実に変調と復調と
が実質的に相補的になる。同様に、前処理回路と
後処理回路も互いに実質的に相補的である。エン
フアシス制御信号とデエンフアシス制御信号とは
実質的に同じで、オーデイオに関してプリエンフ
アシスとデエンフアシスを行なうについて実質的
に同じタイミング関係を持つので、施されたプリ
エンフアシスとデエンフアシスとは実質的に相補
的である。 しかし相補的に対する上記の要請が一般に満た
された後にはエンコーダ／デコーダシステムはタ
イミング誤差について許容度が高い。ステツプサ
イズ、プリエンフアシス、およびデエンフアシス
制御信号はエンコーダおよびデコーダでゆつくり
とだけ変化することができるので、エンコーダお
よびデコーダによつて行なわれた最適変調、復
調、プリエンフアシス、およびデエンフアシスは
ゆつくりとだけ変化することができる。したがつ
て、上述の型と帯域巾制限立上り時間の数パーセ
ントのオーダ（程度）とのタイミング関係の不整
合によつて変調と復調とは相補関係から大巾には
ずれることはない。同様に、そのようなオーダの
タイミング関係の不整合によつてプリエンフアシ
スとデエンフアシスとが相補関係から大巾にはず
れることはない。 最適プリエンフアシスおよびデエンフアシス回
路５６，７８の特性は第３Ａ，３Ｂ図に示してあ
る。第３Ａ，３Ｂ図および以下の説明における特
定の周波数と利得とは例示のためのものにすぎ
ず、回路５６，７８の特性はそれによつて限定さ
れるものでないことを理解されたい。或る点にお
いてはプリエンフアシスおよびデエンフアシス特
性は可変コーナ周波数を持つフイルタによつて高
周波ノイズを低減させる周知の型の「スライデイ
ングバンド」回路に類似である。信号レベルが高
くなるにつれて「スライデイングバンドア」回路
のフイルタコーナ周波数は連続的に上方に移動し
て増巾されカツトされた帯域を狭める。このよう
な回路の例は米国特許RE第28426号、第4072914
号、および第3934190号に示されている。 回路５６のプリエンフアシス特性は第３Ａ図の
それぞれプリエンフアシス特性曲線８６，８８，
９０，９２，９４，９６の８６ａ，８８ａ，９０
ａ，９２ａ，９４ａ，９６ａに示される可変周波
数も持つ。第３Ｂ図のデエンフアシス曲線８４′
〜９６′はそれぞれ曲線８４〜９６に対して相補
的で可変周波数８６a′〜９６a′を持つ。これらの
可変周波数はまた入力オーデイオの関数として連
続的に移動する。しかし、「スライデイングバン
ド」回路と違つて、この連続的移動は、高周波信
号のレベルによつてではなく、入力オーデイオの
スペクトル内容によつて以下に説明するようにし
て決定される。上記の「スライデイングバンド」
回路においては、可変コーナ周波数より高い周波
数を持つ信号成分は増巾（またはカツト）され、
コーナ周波数より低い周波数を持つ信号成分は変
らない。可変周波数より高い周波数を持つ信号は
各曲線９０〜９６に対して第３Ａ図に示すように
回路５６によつて増巾されるが、信号が除去され
るスペクトル領域がある。同様に各デエンフアシ
ス曲線９０′〜９６′に対して信号が増巾されるス
ペクトル領域がある。回路５６の詳細な特性は以
下に説明する。 説明のためにまず、入力オーデイオの主信号成
分は周波数スペクトルの或る領域に集中している
と仮定する。オーデイオ入力信号が大部分低およ
び中間周波数エネルギ、たとえば500Hz以下の周
波数領域に集中しているときには、最適プリエン
フアシス回路５６は応答８４を持ち、500Hzより
高い周波数の信号だけを増巾する。500Hz以下の
周波数を持つ主信号は実質的に変らない。最適デ
ルタ変調器４２からのオーデイオ信号が最適デエ
ンフアシス回路７８に達したとき、量子化ノイズ
の高周波成分は第３Ａ，３Ｂ図に示す曲線８４に
相補的な特性８４′を持つ最適デエンフアシス回
路によつて低減される。500Hzより高い高周波ノ
イズはそれによつて十分低減されるので、可聴ノ
イズ変調ははるかに低下される。500Hzより低い
低および中間周波ノイズは信号によつてマスクさ
れる。 入力オーデイオ信号の周波数が上がつて主信号
成分が約500Hz〜2kHzに集中すると、スペクトル
解析回路５２からのエンフアシス制御信号は最適
プリエンフアシス回路５６の周波数応答に８４か
ら８６または８８に移動させる。最適プリエンフ
アシス回路のこのようなダイナミツク作用によつ
て最適デルタ変調器のステツプサイズの望ましく
ない増大が防止されるが、以後の相補的デエンフ
アシスによつて入力信号の周波数より高い周波数
のノイズは低減される。低周波ノイズはまだ可聴
問題ではない。 形８４，８６，８８の周波数応答（すなわち移
動高周波増巾）は、入力オーデイオ信号の主スペ
クトル成分が２または3kHzより低いとき、ノイ
ズの低減に満足すべきものである。これらの主ス
ペクトル成分より高い周波数ノイズは上記のよう
に低減される。これより低い周波数のノイズは信
号によつてマスクされる。入力オーデイオ信号の
主スペクトル成分が高周波（たとえば3kHz以上）
のときは、そのような移動増巾応答は、低および
中間周波ノイズは信号によつてマスクされないの
で、ノイズの低減に対して満足すべきものではな
い。これらの信号条件の下においては高周波増巾
の効果は最適デルタ変調器２２および復調器４２
に用いられるステツプサイズを増大させること
で、広帯域量子化ノイズが増大する。以後の相補
的高周波カツトはこの増大したノイズの低周波部
を低減させない。したがつて低周波ノイズは入力
オーデイオ信号の高周波成分の変化によつて変調
される。この条件下においては、入力オーデイオ
の主信号成分が集中されるスペクトル領域に対し
て最適プリエンフアシス回路５６の高周波増巾を
第３Ａ図のそれぞれの曲線９０ｂ，９２ｂ，９４
ｂ，９６ｂとして示されるデイツプのようなカツ
トに変換することが望ましい。したがつて、入力
オーデイオ信号の主スペクトル成分の周波数が上
昇すると、最適エンフアシス回路５６の周波数応
答は曲線８４，８６，８８を通つて曲線９０，９
２，９４，９６に移動する。 主信号成分が5kHz付近のように高周波数に集
中するとき、5kHz付近の高周波ノイズはマスク
される。これによりさらに高い周波数におけるノ
イズはマスクされず、上記のようにして低周波ノ
イズも低減させながらそのようなノイズを低減さ
せることが望ましい。したがつて可変周波数より
高い周波数における曲線９０，９２，９４，９６
は高周波シエルフの形を保つ。第３Ａ図に示すよ
うに、曲線８４，８６，８８は高周波における同
じ一定の利得（たとえば20デシベル）に収束す
る。第３Ａ図には明確には示されていないが、曲
線９０〜９６ももつと高い周波数における同じ一
定の利得に収束する。それぞれプリエンフアシス
曲線８４〜９６に対応する相補的デエンフアシス
曲線８４′〜９６′を第３Ｂ図に示す。これらはプ
リエンフアシス曲線のそれと実質的に等しい可変
周波数８６a′〜９６a′を持つ。デエンフアシス曲
線９０′〜９６′は第３Ａ図のプリエンフアシス曲
線のデイツプ９０ｂ〜９６ｂに対応するピーク９
０b′〜９６b′を持つ。 曲線９０〜９６の全体的な効果を次に説明す
る。主信号成分のスペクトル領域におけるデイツ
プを持つプリエンフアシス曲線はステツプサイズ
を減少させ、したがつてエンコーダ／デコーダシ
ステムから発生する広帯域ノイズを減少させる。
それ以後のデエンフアシスのピーク９０b′，９２
b′，９４b′，９６b′は所望の主信号成分を取り出
し、元の振巾にもどす。デエンフアシスはまた可
変周波数より高い周波数の信号を除去し、きわめ
て高周波のノイズを低減させる。したがつて低減
された低周波ノイズレベルは保存され、高周波ノ
イズはマスクされ、きわめて高周波のノイズは低
減される。 上記の説明において、入力オーデイオの主信号
成分は周波数スペクトルの或る領域に集中してい
ると仮定された。そのような入力信号は事実最も
重要な場合である。信号スペクトル成分がもつと
分布しているときは、それらのマスキングはもつ
と多くのノイズをカバーし、プリエンフアシス曲
線の形は重要性がより低い。信号スペクトル成分
が周波数スペクトルの２つの領域に分布している
と、プリエンフアシス曲線はスペクトル成分がそ
の２つの領域の間の領域に分布している場合の曲
線と似ている。 帯域巾制限回路２４，４６，５４，８０はステ
ツプサイズとスペクトル制御信号とを数10または
数100Hzの帯域巾内に制限する。したがつて制御
信号は数ミリセカンドの立上り時間を持つことが
できる。遅延回路２０，５８によつて導入される
遅延はしたがつて帯域巾制限によつて決定される
制御信号の立上り時間に実質的に等しくなるよう
に選択される。適当な値は５〜20ミリセカンドの
範囲である。制御Ａ−ＤおよびＤ−Ａ変換器２
６，４４，７２，７６は単純なデルタまたはデル
タシグマ変調器および数キロビツト／秒で作動す
る変調器でよい。テレビジヨン音声の用途におい
ては便利な値は水平周波数の半分、約7.8kHzであ
る。 装備およびエンコーダとデコーダとの間のより
よいトラツキングの便利のために、エンコーダ１
０中の帯域巾制限回路５４にはいる信号はスペク
トル解析回路５２の出力の代りに情報ビツトスト
リーム８２から導出することができる。この構成
は第４図に示し、最適プリエンフアシス回路５
６、制限回路５４、およびＡ−Ｄ変換器７２は図
示のように配置変えする。局部Ｄ−Ａ変換器１０
０はビツトストリーム８２からのデジタルステツ
プサイズ情報をアナログエンフアシス制御信号に
変換する。第４図の回路構成はＡ−Ｄ変換器７２
がデルタシグマ変調を用いるとき特に有利で、局
部Ｄ−Ａ変換器１００はＡ−Ｄ変換器内に既に含
まれているので余分の局部Ｄ−Ａ変換器は必要な
い。同様に、最適デルタ変調器回路２２に供給さ
れたステツプサイズ情報はステツプサイズ情報ビ
ツトストリーム２８から導出することができる。
これはＡ−Ｄ変換器２６がデルタシグマ変調を用
いるとき有利である。 最適デルタ変調器に印加されたステツプサイズ
制御信号の帯域巾を制限するのに帯域巾制限回路
４６を用いる代りに、Ｄ−Ａ変換器４４が帯域巾
制限回路を含んでもよい。同様に、帯域巾制限回
路８０は、Ｄ−Ａ変換器７６が同様に帯域巾が制
限されると、除去することができる。 ビツト誤差の効果は大および小ステツプサイズ
の両方に対して類似の対数的大きさの利得誤差で
あることが望ましいので、デジタルビツトストリ
ーム２８がステツプサイズの対数を含むようにＡ
−Ｄ変換器２６とＤ−Ａ変換器４４とを設計する
ことが好ましい。同様に、スペクトル情報ビツト
ストリームはスペクトル情報の対数を含むのが好
ましい。対数回路および指数回路が不都合な実施
例においては平方根または立方根のようなステツ
プサイズの何らかの他の非線形関数を含むものが
もつと実際的である。そのような関数はシステム
のダイナミツクレインジにわたつて完全に一様な
利得誤差は与えないが変化の大きさは線形関数か
ら得られるものよりはるかり小さい。 オーデイオ情報の伝送について上に論じたのと
同じ理由で、低ビツト率（数）の伝送においてス
テツプサイズ情報とスペクトル情報とを含み、低
コストで装備することができるエンコーダ／デコ
ーダシステムを設計することが望ましい。変換器
２６，４４，７２，７６のＡ−ＤおよびＤ−Ａ変
換の形式の選択においてはステツプサイズ情報の
伝送に対して低ビツト率になるものを選択するこ
とが望ましい。このビツト率はオーデイオデート
の伝送のビツト率に比較して小さいのが好まし
い。変換器２６，７２，４４，７６によつて行な
われるＡ−ＤまたはＤ−Ａ変換はPCM、デルタ
変調、デルタシグマ変調を含む多くの形式の１つ
である。PCMシステムは低ビツト率を要求する
が、変換器にはPCMを用いることは望ましくな
ので高価な変換器を用いなければならない。デル
タシグマ変調はPCMより幾分高いビツト率（５
〜10キロビツト／秒の程度）を必要とするが、簡
単に低コストで装備される。さらに、デルタシグ
マ変調に必要なビツト率はオーデイオデータの伝
送のビツト率（200〜300キロビツト／秒の程度）
に比較してなお低い。したがつて、以下に論じる
好ましい実施例においてはデルタシグマ変調を用
いる。デルタシグマ変調の説明はレイモンドスチ
ール（Raymond Steele）著「デルタ変調システ
ム」（Delta Modulation System）、ロンドンの
ペンテクプレス社（Pentech Press Limited）よ
り1975年発行、に見られる。 第５図は本発明の好ましい実施例であるデコー
ダシステムの構成図である。回路のたいていの構
成要素の特性は第５図に示す。このシステムは消
費者用として特に適している。最適デルタ変調器
すなわちオーデイオデコーダ４２はパルス高変調
器２０２と漏れ積分器２０４とを含む。パルス高
変調器２０２はオーデイオデータビツトストリー
ムに応じてステツプサイズ制御信号Vssを＋１ま
たは−１倍し、その結果を漏れ積分器２０４に供
給する。漏れ時定数は約0.5ミリセカンドで、約
300Hzのしや断周波数に相当する。積分器は得ら
れた信号を積分してアナログオーデイオ信号を発
生する。漏れ時定数に対応する周波数より低い周
波数においてはシステムは厳密にはデルタではな
くてデルタシグマ変調である。 第２Ａ図において、最適デルタ変調器２２もデ
コーダにおけるものとほとんど同じしや断周波数
を持つ漏れ積分器（図示しない）を含む。ステツ
プサイズ導出装置１８はしや断周波数より高い周
波数を持つオーデイオ入力の信号成分のこう配と
しや断周波数より低い周波数を持つ信号成分の振
巾とを表わす制御信号を導出することにより前処
理された入力オーデイオ信号に応答するこう配検
出器でよい。 好ましい実施例においては、ステツプサイズま
たはこう配データは必要なステツプサイズまたは
こう配の対数の形でデルタシグマ変調によつて伝
送される。したがつてこう配データはこう配デコ
ーダ２０５においてこう配電圧の帯域巾（したが
つて立上り時間）およびリツプルを決定する低域
フイルタ２０６（第２Ｂ図のＤ−Ａ変換器４４お
よび帯域巾制限回路４６に対応する）を通ること
によつてデコードされる。好ましい実施例におい
てはステツプサイズ制御信号Vssに約50Hzの帯域
巾に対応する約10ミリセカンドの立上り時間を持
たせる３極L.P.（低域）フイルタが用いられる。
こう配電圧はそれからたとえばバイポーラトラン
ジスタでよい指数器２０８または真数回路に印加
される。ビツトストリーム（またはL.P.フイルタ
の立上り時間にわたつて測定された衝撃係数）の
正規化平均レベルをｙと書くと、 Vss＝V₀exp（ky） となる。ここでV₀およびｋは特定の装備に適し
た定数である。ｋの実際の値が10ln2であると、
この定数は、ｙが0.1増加するごとにステツプサ
イズを6dB増加させる。ｙは０〜１の範囲にある
ので、Vssの結果的な最大の可能な範囲は60dB
である。 対数形のこう配情報の伝送によつてこう配デー
タビツトストリームに含まれるダイナミツクレイ
ンジは約50dBから約19dBへ減少し、ビツト誤差
の効果はダイナミツクレインジにわたつてもつと
一様に広がる。VssはL.P.フイルタ２０６によつ
て約50Hzの帯域巾に限定されるので、ビツト誤差
は出力オーデイオのゆつくりした無作為の振巾変
調を行なわせる。こう配データビツトストリーム
中の誤差によつて発生された可聴妨害は無視でき
る。およそ100中１までの補正されないビツト誤
差率によつて発生される音楽やスピーチの妨害は
ほとんど感知されないことがわかつた。 したがつてL.P.フイルタはデジタルこう配デー
タをアナログデータに変換し、その帯域巾を制限
する。したがつてL.P.フイルタ２０６は第２Ｂ図
のＤ−Ａ変換器４４と帯域巾制限回路４６との両
方の作用をする。第２Ａ，２Ｂ，５図において、
遅延装置２０による遅延によつてフイルタ２０６
はパルス高変調器２０２が対応したオーデイオデ
ータを受け取る前にこう配データを受け取る。こ
の時間差はVssの約10ミリセカンドの立上り時間
を補償する。このようにしてデコーダ中における
遅延回路の必要性が除去される。 第３Ｂ図は第３Ａ図のプリエンフアシス曲線に
相補的なデエンフアシス曲線を示す。この種の応
答を合成する多くの方法がある。第５図のスライ
デイングバンドエンフアシス回路７８はデエンフ
アシス特性の実際的な１つの装備を示す。第５図
のすべての回路ブロツクのシステム定義と満足な
結果を与える１組の定数値とを以下に示す： 漏れ積分器２０４ １／１＋sT₀ ３極L.P.フイルタ２０６，２１４ （１／１＋sT₄）³ 指数器２０８（こう配デコーダ） V₀exp（kx） 指数器２１６（スペクトルデータ） f₀exp（kx） スライデイングバンドデエンフアシス７８ 〔10sT₁／１＋sT₁＋１＋sT₂／１＋sT₃〕^-1 固定デエンフアシス１１８ １／１＋sT₅ ｓは複素周波数 T₀＝0.5ミリセカンド T₁はスライデイングバンドデエンフアシスの可
変周波数f₁が f₁＝１／（2πT₁）＝f₀exp（kx）で与えられるよう
に可変である T₂＝５マイクロセカンド T₃＝50マイクロセカンド T₄＝２ミリセカンド T₅＝25マイクロセカンド f₀＝4kHz V₀はオーデイオデコーダの設計に適するスケー
ル因子 ｘおよびｙはそれぞれのビツトストリームの正規
化された平均レベル、すなわち３極L.P.フイルタ
の平滑時間にわたつて測定された１の比率 ｋ＝10ln2＝6.93 ３極フイルタ２１４および指数器２１６を含む
スペクトルデコーダ２１２は実質的にこう配デコ
ーダと同じである。それは上に定義した所望のス
ライデイングバンドデエンフアシスf₁の可変周波
数の対数を含むスペクトルデータ入力の正規化さ
れた平均レベル見つけ出す。f₁は第３Ａ，３Ｂ図
の可変周波数８６ａ〜９６ａ、８６a′〜９６a′と
異なる。スペクトルデコーダは平均レベルの指数
または真数を発生し、得られた電圧または電流を
スライデイングバンドデエンフアシス回路７８に
印加する。エンフアシス制御信号は伝送において
こう配データ制御信号よりビツト誤差による影響
のされ方が小さい。 デルタ変調システムにおいてはサンプリング
（抜き取り）頻度は情報理論で要求される最小の
ものより大巾に大きい。出力中の非オーデイオス
ペクトル成分はオーデイオバンドより大巾に高い
周波数で、フイルタ１１８のような基本的L.P.フ
イルタが必要なだけである。 第６図は第５図のシステムの可能な装備を示す
概略的回路図である。第６図に示すように、スラ
イデイングバンドデエンフアシス回路７８は固定
特性のメインパス７８ａを可変特性の他のパス７
８ｂと並列に用いる。上記他のパスの可変特性は
可変抵抗器２５２の抵抗によつて制御される。可
変抵抗器はスペクトルデコーダ２１２からのエン
フアシス制御信号によつて制御される。ダイナミ
ツクレインジの組織的な圧縮または伸長はない。
上記他のパスは最終的には入力オーデイオのスペ
クトルによつて制御される。 第２Ｂ図において、ステツプサイズとエンフア
シス制御信号との帯域巾を制限することによりデ
ルタ変調器４２およびデエンフアシス回路７８の
特性はゆつくりと変ることができるだけである。
それらはゆつくり変る特性を持つので、デルタ変
調器とデエンフアシス回路とは線形または準線形
になる。変調がデエンフアシスの前になされるか
その逆であるかいついてほとんど差がない。デコ
ーダシステムのこの線形または準線形の特徴は第
５図の好ましい実施例の場合にさらに明白にな
る。オーデイオビツトストリームにパルス高変
調、漏れ積分、スライデイングバンドエンフアシ
ス、および固定デエンフアシスの４つの処理がな
される。これら４つはすべて線形または準線形な
のでこれらはどの順序でも行なうことができる。 第５図においては、パルス高変調器２０２は、
電圧Vssの符号をオーデイオビツトストリームの
状態に依存して切り替えさえすればよいので、比
較的簡単な回路でよい。したがつて変調切２０２
は消費者用デコーダに対しては低コストでつくる
ことができる。しかし、異なる点、たとえばスラ
イデイングバンドデエンフアシスの後で固定デエ
ンフアシスの前におけるオーデイオデータとステ
ツプサイズ制御信号との乗算にはオーデイオ出力
の質が改善されるという利点がある。これは放送
局および他の専門的装置における用途に対して望
ましい。乗算はもつと複雑で第５図の装置に適し
たパルス高変調器よりコストが高い回路で行なわ
れなければならないが、専門的用途に対する質の
改善によつてコストがさらに高くなる。異なる点
におけるオーデイオデータの乗算は、４つの処理
は上記のような実効的に線形なので、許される。
４つの処理のすべてのこのような可能な構成は本
発明の範囲にはいる。 こう配およびスペクトルデコーダ２０５，２１
２内に単一の３極フイルタを用いて代りに、指数
器２０８，２１６の出力を波するものにもう１
つの単極フイルタを用いるなら、双極フイルタを
用いることができる。したがつて波は２つのス
テツプに分割することができる。１つは指数化の
前、他方はその後である。こう配またはスペクト
ルデータを指数化の前に波するフイルタがフイ
ルタ出力中のリツプルをその平均レベルの数パー
セントに限定するかぎり任意の構成のフイルタを
用いることができる。 本発明と上記の共願の発明とはオーデイオビツ
トストリームの伝送ビツト率を同程度の性能を持
つ伸縮されたPCMシステムに要求されるビツト
率と同程度かそれよりいぶん低い伝送ビツト率に
低減させる。本発明のエンコーダ／デコーダシス
テムに対する伝送ビツト率は200または300キロビ
ツト／秒の範囲内にある。スペクトルおよびステ
ツプサイズ情報の伝送は約10または20キロビツ
ト／秒を必要とし、本発明のエンコーダ／デコー
ダシステムに要求される全伝送ビツト率を大巾に
増加させない。しかし第２Ａ，２Ｂ図のエンコー
ダ／デコーダシステムはデルタ変調システムの利
点を保持する。本発明はビツト誤差の妨害効果を
減少させ、多くの用途において除去する。本発明
および本発明の構成要素は高い許容誤差を持つ。
受信装置（デコーダ）は安価である。本システム
はチヤンネル容量の使用に有効なので、もつと余
分のチヤンネルがあつてチヤンネルを増加させる
融通性があるかビデオ信号のような他の信号にも
つと広い帯域巾が得られる。伝送装置（エンコー
ダ）の特別の注意を必要としないか非相補的信号
処理を使用する必要がない。 当業者には、ここに述べた原理は最適デルタ変
調だけでなく、他の最適Ａ−ＤおよびＤ−Ａコー
デイングシステム、たとえば可変基準電圧を持つ
デルタシグマ変調、二重積分デルタ変調、および
PCMシステムにも適用できることは明らかであ
ろう。 以上本発明をオーデイオ信号を処理し伝送する
ものとして説明したが、他の信号の処理と伝送に
も同じく使用できることを理解されたい。回路装
備と方法との上記の説明は単に例示的なものであ
つて、方法と装備との構成または他の詳細の種々
の変化は特許請求の範囲にはいる。

【図面の簡単な説明】

第１図はADMコーダ／デコーダから発生する
ノイズとひずみとを、コーダ／デコーダによつて
印加されたステツプサイズの関数として示したグ
ラフである。第２Ａ図は本発明の実施例である
が、前処理回路を含むエンコーダの構成図であ
る。第２Ｂ図は本発明の好ましい実施例である、
後処理回路を含むデコーダの構成図である。第３
Ａ図および３Ｂ図はそれぞれ第２Ａ図の前処理回
路のプリエンフアシス特性および第２Ｂ図の後処
理回路のデエンフアシス特性のグラフである。第
４図は第２Ａ図の前処理回路の一部の好ましい実
施例の構成図である。第５図は本発明の好ましい
実施例を示す、デコーダのシステム定義を含む、
後処理回路を持つデコーダの構成図である。第６
図は本発明を示す、第５図の回路の概略回路図で
ある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ エンフアシス回路から媒体を介して情報信号
   と制御信号とを受け取るスペクトルデエンフアシ
   ス回路において、該情報信号に可変エンフアシス
   特性を与えるために該エンフアシス回路を該制御
   信号で制御すると共に該情報信号の受領を該制御
   信号の受領に対して遅延させる、スペクトルデエ
   ンフアシス回路であつて、該受領した情報信号に
   該エンフアシス回路で与えられる可変エンフアシ
   ス特性と相補な可変デエンフアシス特性を与える
   最適回路７８にして、該受領した制御信号で制御
   される最適回路７８と、該媒体によつて導入され
   る誤差の影響を低減させるために該受領した制御
   信号を帯域巾制限回路８０，２１４で帯域巾制限
   し、かつ該帯域巾制限回路が、該受領制御信号に
   対する該受領情報信号の遅延によつて補償される
   遅延を導入することとを特徴とするスペクトルデ
   エンフアシス回路。 ２ 該帯域巾制限回路が低域フイルタ８０，２１
   ４である、特許請求の範囲第項１記載のスペクト
   ルデエンフアシス回路。 ３ 該フイルタが該受領した制御信号を復調する
   ためのデルタシグマ復調器７６としても作動す
   る、特許請求の範囲第項１又は第２項記載のスペ
   クトルデエンフアシス回路。 ４ 該低域フイルタ８０，２１４がそれぞれ約２
   ミリセカンドの時定数を持つ３個の単極フイルタ
   を含む、特許請求の範囲第項２又は第３項記載の
   スペクトルデエンフアシス回路。 ５ ロガリズムの形で伝達される制御信号を指数
   化するための指数器２１６を更に特徴とする、特
   許請求の範囲第項３記載のスペクトルデエンフア
   シス回路。 ６ ２個の単極フイルタが該指数器に先行しかつ
   １個の単極フイルタが該指数器に従うことを特徴
   とする、特許請求の範囲第４項又は第５項記載の
   スペクトルデエンフアシス回路。 ７ 該指数器の入力におけるリプルが平均レベル
   の数パーセントに制限される、特許請求の範囲第
   ５項記載のスペクトルデエンフアシス回路。 ８ 該帯域幅制限によつて導入される遅延が５乃
   至20ミリセカンドである、特許請求の範囲第１項
   記載のスペクトルデエンフアシス回路。 ９ エンフアシス回路から媒体を介して情報信号
   と制御信号とを受け取るスペクトルデエンフアシ
   ス回路において、該情報信号に可変エンフアシス
   特性を与えるために該エンフアシス回路を該制御
   信号で制御すると共に該情報信号が周波数スペク
   トルにおいて該情報信号の優勢な成分が集中する
   領域を示す、スペクトルデエンフアシス回路であ
   つて、該受領した情報信号に該エンフアシス回路
   で与えられる可変エンフアシス特性と相補な可変
   デエンフアシス特性を与える最適回路７８にし
   て、該優勢な成分が第１周波数範囲に集中してい
   る時には、デエンフアシス可変特性はスライデン
   グ高周波遮断から成り、そのコーナ周波数を該優
   勢な信号成分の周波数より上方に止めるために該
   制御信号に応答して該コーナ周波数を上方に移動
   させると共に該優勢信号成分をほぼ不変に保つよ
   うに、該受領した制御信号で制御されるが、該優
   勢な成分が第１周波数成分より高い第２周波数範
   囲に集中している時には、デエンフアシス可変特
   性は該優勢な信号成分より高いコーナ周波数を有
   するスライデング高周波遮断から成るが、該優勢
   な信号成分自体の周波数において増幅を行うよう
   に、該受領した制御信号で制御される最適回路を
   特徴とするスペクトルデエンフアシス回路。 １０ 該優勢な信号成分が該第１周波数範囲の第
   １予定周波数以下に集中するように検出される時
   には、該第１予定周波数以上の信号成分を遮断
   し、該優勢な信号成分が該第１予定周波数以上で
   あるが第２予定周波数以下に集中するように検出
   される時には、該優勢信号成分以上の周波数を有
   する信号成分を遮断し、該第２予定周波数がほぼ
   該第２周波数の下端にあり、該優勢な信号成分が
   該第２予定周波数以上に集中するように検出され
   る時には、該優勢信号成分以上の周波数を有する
   信号成分を遮断しかつ該優勢信号成分を増幅させ
   る、特許請求の範囲第９項記載のスペクトルデエ
   ンフアシス回路。 １１ 該優勢な信号成分が該第１予定周波数以下
   に集中するように検出される時には、該第１予定
   周波数以下の信号成分をほぼ変化させずに保ち、
   該優勢な信号成分が該第２予定周波数以下である
   が第１予定周波数以上に集中するように検出され
   る時には、該優勢信号成分及び該優勢信号成分以
   下の周波数を有する信号成分をほぼ変化させずに
   保つ、特許請求の範囲第１０項記載のスペクトル
   デエンフアシス回路。 １２ 該優勢信号成分以下の周波数を有する入力
   信号のスペクトル成分をほぼ変化させずに保つ、
   特許請求の範囲第９項又は第１０項記載のスペク
   トルデエンフアシス回路。 １３ 該スライデングコーナ周波数が、該入力信
   号の優勢信号領域の低さに拘らず予定の最低値を
   有する、特許請求の範囲第９項又は第１０項記載
   のスペクトルデエンフアシス回路。 １４ 該最低コーナ周波数が約500Hzである、特
   許請求の範囲第１３項記載のスペクトルデエンフ
   アシス回路。 １５ 該最低コーナ周波数が約1000Hzである、特
   許請求の範囲第１３項記載のスペクトルデエンフ
   アシス回路。 １６ 該第２予定周波数が約2kHzである、特許
   請求の範囲第１０項乃至第１５項のいずれか一つ
   に記載のスペクトルデエンフアシス回路。 １７ 該入力信号の優勢信号領域が該第２周波数
   範囲にある時に、該デエンフアシス特性が該入力
   信号の優勢周波数以上で高周波数領域遮断を保ち
   かつ該優勢周波数領域における該入力信号成分を
   増幅させる、特許請求の範囲第１０項乃至第１６
   項のいずれか一つに記載のスペクトルデエンフア
   シス回路。 １８ 該情報信号に対して徐々に変化するように
   該制御信号を帯域巾制限する、特許請求の範囲第
   １０項乃至第１７項のいずれか一つに記載のスペ
   クトルデエンフアシス回路。 １９ 該デエンフアシス制御信号が該スペクトル
   情報の正規化された平均レベルｘを示し、適用さ
   れるデエンフアシスが以下の関係で画成される、
   特許請求の範囲第９項記載のスペクトルデエンフ
   アシス回路： 利得＝［10sT₁／１＋sT₁＋１＋sT₂／１＋sT₃］^-1 ここでｓは複素周波数 T₁＝f₀／（2π exp kx） T₂は約５マイクロセカンド T₃は約50マイクロセカンド f₀は約4kHz ２０ ｋが約6.93である、特許請求の範囲第９項
   記載のスペクトルデエンフアシス回路。